MXPA02006113A - Metrica truncada para el rechazo de interferencia ntsc en un decodificador de rejilla atsc-hdtv. - Google Patents

Abstract

En un sistema para recibir una senal que contiene datos digitales que representan informacion de imagen HDTV en la forma de simbolos de niveles multiples formateados en grupos de campos sucesivos, cada campo comprende un segmento de campo, una pluralidad de segmentos de datos y componentes de sincronizacion asociados, la senal recibida es demodulada para producir una senal demodulada. La senal demodulada se filtra con peine para rechazar la interferencia co-canal NTSC para producir una senal filtrada. La senal filtrada es decodificada con rejilla con un decodificador de rejilla que emplea una metrica no Euclidiana truncada.

Description

MÉTRICA TRUNCADA PARA EL RECHAZO DE INTERFERENCIA NTSC EN UN DECODIFICADOR DE REJILLA ATSC-HDTV CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con receptores del sistema de video que reciben señales de televisión de alta definición (HDTV) y en particular, a utilizar un decodif icador de rejilla para decodificar una señal HDTV modulada VSB recibida, después de que ha sido demodulada y filtrada por peine para rechazar la interferencia de co-canal NTSC.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN En los sistemas de transmisión de datos, los datos como los datos de televisión de audio y video (TV), se transmiten desde un transmisor hacia una pluralidad de receptores. En el campo de los sistemas de transmisión de señal de televisión, la norma vigente NTSC (National Televisión Systems Committee) de transmisión es reemplazada por un sistema de mayor calidad, conocido como el HDTV, o norma ATSC-HDTV (consultar el United States Advanced Televisión Systems Committee, ATSC Digital Televisión Standard, Documento A/53, 16 de septiembre de 1995). Estas señales HDTV son del tipo modulado por VSB (Vestigial Sideband) propuesto por Grand Alliance en los Estados Unidos. La norma ATSC-HDTV requiere un sistema de transmisión de 8- VSB que incluye una corrección de error hacia delante (FEC) como un medio para mejorar el desempeño del sistema. Con referencia a la Figura 1, se muestra un diagrama en bloque simplificado de los aspectos FEC de un sistema 100 de transmisión HDTV. El sistema 100 contiene un codificador 103 Reed Solomon, seguido por un intercalador 104 de byte y un codificador 105 de rejilla en el lado 101 transmisor. En el extremo 121 receptor se encuentra un decodificador 125 de rejilla correspondiente, un desintercalador 124 de byte y un decodificador 123 Reed-Solomon. En tal sistema, las señales de datos se codifican primero de conformidad con un código determinado o esquema de codificación, como un código de rejilla o convolucional por el codificador 105 de rejilla. El código de rejilla empleado es una proporción 2/3 TCM (modulación codificada por rejilla), como el descrito en AATSC Digital Televisión Standard. Este código se incorpora al codificar un bit utilizando un codificador convolucional de 4 estados, de proporción 2, y añadir un bit no codificado FEC, que se precodifica en forma diferencial. Cada grupo de tres bits de salida del codificador se copian en un símbolo modulador de 8-VSB por el modulador 106, y se transmiten sobre un canal de comunicaciones determinado y un medio 150 de transmisión. Por ejemplo, la señal HDTV codificada, modulada se puede transmitir como una señal RF terrestre por aire. La señal transmitida contiene datos digitales que representan la imagen HDTV y otra información en forma de símbolos de niveles múltiples formateados en grupos de campos sucesivos, cada campo comprende un primer segmento de campo y una pluralidad de segmentos de datos y componentes de sincronización asociados . El receptor 121 HDTV recibe las señales transmitidas. El demodulador 126 se utiliza para demodular la señal para proporcionar una señal demodulada, y el decodificador 125 de rejilla se utiliza para decodificar la señal demodulada para obtener los datos originales. Debido al hecho de que las señales NTSC y HDTV coexistirán en el canal de transmisión terrestre durante un número de años, es importante que el receptor 121 rechace la posible interferencia co-canal NTSC. La eliminación de la interferencia NTSC se puede llevar a cabo por un filtro de rechazo NTSC, también llamado filtro de peine añadido al demodulador. El filtro de peine típicamente es una línea de retraso de una derivación de 12 símbolos con anulaciones en o cerca de los portadores NTSC. De este modo, cuando el receptor HDTV detecta la interferencia de co-canal NTSC, filtra la señal demodulada para retirar la interferencia co-canal NTSC que de otra forma surgiría antes de llevar a cabo la decodificación de rejilla. En el caso de interferencia no NTSC, para evitar el filtrado innecesario y los efectos indeseables de tal filtrado, no se aplica el filtro de peine. Cuando no se detecta la interferencia NTSC, el decodificador de rejilla óptimo para el canal AWGN (Additive White Gaussian Noise) es un decodificador Viterbi de 4 estados con la métrica Euclidiana. Consultar G.Ungerboeck, A channel Coding with Mullilevel/Phase Signáis. IEEE Trans. Inform, Theory, Vol. IT-28, pp. 55-67, enero 1982. De este modo, al llevar a cabo la decodificación, el decodificador de rejilla 125 temperatura emplea una métrica Euclidiana, la cual puede proporcionar una decodificación óptima cuando no existe la interferencia NTSC. Sin embargo, cuando está presente la interferencia NTSC, el uso del filtro de rechazo (peine) NTSC introduce una correlación en el ruido (Additive Colored Gaussian Noise), de modo que el decodificador de rejilla óptimo es más complejo. Por lo tanto, el decodificador de rejilla óptimo típicamente se utiliza cuando no existe la interferencia co-canal NTSC, y un decodificador de rejilla de respuesta parcial se utiliza cada vez que se emplea el filtrado de rechazo NTSC. Consultar, por ejemplo, la Patente de Estados Unidos No. 5,508,752 (Kim et al.), Figuras 3, 6; William W Lin er al., A Trellis Decoder for HDTV, IEEE Trans. Consumer Electronics, V 45, no. 3 (agosto de 1999), pp. 571-576, Figura 2, y Dae-il Oh et al.. A VLSI Architecture of the Trellis Decoder Block for the Digital HDTV Grand Alliance System, IEEE Trans. Consumer Electronics, v. 42, no. 3 (agosto de 1999), pp. 346-356, Figura 6. Estos sistemas emplean 12 intra-segmentos que intercalan (desintercalan) en la codificación (decodificación) de rejilla, en donde se utilizan 12 codificadores (decodificadores) idénticos. Esto permite la incorporación de un decodificador 202 de rejilla en el caso de la interferencia NTSC como un decodificador de rejilla de 8 estados (respuesta parcial), y un decodificador 203 de rejilla (óptimo) de 4 estados en el caso de la interferencia no NTSC. Al emplear un intercalado de 12 codificador/decodificador, cada uno de los decodificadores idénticos del decodificador de rejilla para el caso de la interferencia NTSC contempla el filtro de peine con un 1 retraso de símbolo (en lugar de 12). La ventaja de esta arquitectura es que el decodificador de rejilla óptimo se puede incorporar con un decodificador Viterbi de 8 estados. Consultar United States Advanced Televisión Systems Committee, Guide to the Use of the ATSC Digital Televisión Standard, Documento A754, 4 de octubre de 1995. Con referencia a la Figura 2, se muestra un diagrama en bloque que ilustra la decodificación de rejilla HDTV llevada a cabo por el receptor 121 del sistema 100 de la Figura 1, con y sin la interferencia NTSC, para cada uno de los 12 decodificadores secuenciales del decodificador 125 de rejilla. Los datos de señal símbolo-nivel son recibidos desde el demodulador 126 (Figura 1). En un primer trayecto (interferencia NTSC), la señal demodulada es filtrada por el filtro 201 (peine) de rechazo NTSC, y la señal demodulada, filtrada se decodifica por un decodificador 202 de rejilla de 8 estados, de respuesta parcial. El decodificador 202 de 8 estados recibe en su entrada una señal de respuesta parcial más el ruido, ya que está filtrada por peine. Esta señal de respuesta, parcial, la cual se deriva de 8 símbolos VSB, también es conocida como 15-VSB ya que tiene 15 niveles de amplitud. En un segundo trayecto (interferencia no NTSC), la señal demodulada no es filtrada, / y se decodifica por un decodificador 203 de rejilla de 4 estados óptimo. El conmutador 204 selecciona la señal decodificada adecuada, dependiendo de la detección de la interferencia NTSC. Como se podrá apreciar, solamente puede haber un decodificador 125 de rejilla, el cual se utiliza para incorporar tanto el decodificador 202 de 8 estados como el decodificador 203 de 4 estados, dependiendo de que el demodulador 126 detecte o no la interferencia NTSC. O, el decodificador 125 de rejilla puede incluir decodificadores 202, 203 separados, uno de los cuales se selecciona dependiendo de la interferencia NTSC detectada. También, el filtro 201 de peine está incluido en el demodulador 126. De este modo, cuando el demodulador 126 detecta las interferencias NTSC, emite una señal demodulada, filtrada por peine al decodificador 125, y también instruye al decodificador 125 acerca de que la interferencia NTSC ha sido detectada, de modo que el decodificador 125 puede utilizar el decodificador 202 de rejilla de 8 estados. En forma contraria, cuando el demodulador 126 no detecta las interferencias NTSC, emite una señal demodulada, no filtrada por peine al decodificador i 25 , y no instruye al decodificador 125 acerca de que se ha detectado la interferencia NTSC, de modo que el decodificador 125 puede utilizar el decodificador 203 de rejilla de 4 estados. Esta función se ilustra en el flujo de proceso de la Figura 2. Tanto el decodificador 203 de rejilla de 4 estados, como el decodificador 202 de rejilla de 8 estados de respuesta parcial, emplean la métrica Euclidiana o alguna variación en las incorporaciones actuales. En el caso de interferencia no IMTSC del decodif icador 204, esto da como resultado en un decodif icador de rejilla óptimo y resultados óptimos como se describe antes. Sin embargo, el decodificador 202 de rejilla de 8 estados con la métrica Euclidiana tiene una degradación en su desempeño de aproximadamente 3.0 a 3.75 dB con respecto al caso de interferencia no NTSC.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama en bloque simplificado de los aspectos FEC de un sistema de transmisión HDTV; la Figura 2 es un diagrama en bloque que ilustra la decodificación de rejilla HDTV llevada a cabo por el receptor del sistema de la Figura 1, con y sin interferencia NTSC, para cada uno de los 12 decodificadores secuenciales del decodificador de rejilla; la Figura 3 es un diagrama en bloque que ilustra el receptor del sistema de la Figura 1 con mayor detalle, de conformidad con una modalidad preferida de la presente invención; la Figura 4 ilustra un formato de cuadro de datos para una señal modulada VSB de conformidad con el sistema Grand Alliance HDTV en los Estados Unidos; la Figura 5 es un diagrama en bloque simplificado que ilustra un aspecto del sistema de transmisión HDTV de la Figura 1 para determinar una métrica no Euclidiana óptima para el caso de interferencia NTSC; la Figura 6 es una gráfica que proyecta las curvas de proporción de error de bits (BER) contra la proporción de densidad de energía a ruido de bits (Eb/N0) para ilustrar el desempeño de la métrica truncada del decodificador de rejilla de la presente invención; la Figura 7 es una gráfica que proyecta las curvas BER contra E /N0 para ilustrar el desempeño de la métrica truncada absoluta del decodificador de rejilla de la presente invención; y la Figura 8 es una gráfica que proyecta las curvas BER contra Eb/N0 para ilustrar el desempeño del coeficiente de potencia-a-dos-coeficientes y la métrica absoluta del decodificador de rejilla con potencia-a-dos-coeficientes de la presente invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La presente invención proporciona una métrica mejorada para utilizarse con un decodificador de rejilla de un receptor HDTV de conformidad con la norma de transmisión terrestre ATSC adoptada en los Estados Unidos. En particular, la presente invención proporciona el uso de una métrica truncada, no Euclidiana para el decodificador de rejilla cuando se procesa la señal HDTV recibida por el filtro de peine para retirar la interferencia de co-canal NTSC. Como se describe con más detalle abajo, la métrica truncada provista aquí es una métrica sub-óptima (pero arbitrariamente como óptima, según sea deseado), la cual proporciona un mejor desempeño que la métrica Euclidiana, en el caso de la interferencia NTSC y el uso consecuente de un filtro de peine. La métrica óptima. para el caso de la interferencia NTSC se sabe que es una métrica no Euclidiana más compleja, asociada con un producto de funciones de densidad de probabilidad condicionada (PDF) de las muestras de ruido filtradas. Una versión truncada de la métrica no-Euctidiana óptima se emplea, en la cual las PDF condicionadas de la métrica no-Eclidiana óptima están truncadas a un número más pequeño finito de las muestras previas, m, sobre fas cuales aplica la condición. La métrica no-Euclidiana truncada es subóptima (pero arbitrariamente, óptima dependiendo de los intercambios de incorporación entre la ganancia y la complejidad), pero superior y diferente a la métrica Euclidiana.

Receptor ATSC-HDTV y Decodificación de rejilla Con referencia ahora a la Figura 3, se muestra un diagrama en bloque que ilustra al receptor 121 del sistema 100 con mayor detalle, de conformidad con una modalidad preferida de la presente invención. Al utilizar el receptor 121 HDTV, una señal HDTV de entrada análoga de transmisión terrestre es procesada por una red 314 de entrada que incluye circuitos de sintonización RF y un procesador 316 de frecuencia intermedia (IF), el cual incluye un sintonizador de doble conversión para producir una señal de señales de banda de paso IF, y circuitos de control de ganancia automática (AGC) adecuados. La señal recibida es una señal modulada de 8-VSB, suprimida del portador según lo propone Grand Alliance y adoptada por los Estados Unidos. Esta señal VSB está representada por una constelación de símbolos de datos de una dimensión, en donde únicamente un eje contiene datos cuantificados a ser recuperados por el receptor. Para simplificación de la ilustración, no se muestran en la Figura 3 las señales para sincronizar los bloques funcionales ilustrados. La recuperación de datos desde las señales moduladas que son compatibles con la información digital en forma de símbolos usualmente requiere tres funciones en el receptor: recuperación de tiempo para la sincronización de símbolos, recuperación del portador (demodulación de frecuencia a banda de base) y ecualización de canal. La recuperación de tiempo es un proceso mediante el cual el reloj del receptor (base de tiempo) está sincronizado con el reloj transmisor. Esto permite que una señal recibida sea muestreada en puntos óptimos en tiempo para reducir los errores de separación asociados con el procesamiento dirigido por decisión de los valores de símbolo recibidos. La recuperación del portador es un proceso mediante el cual la señal RF recibida, después de ser convertida en forma descendente en frecuencia a una banda de paso de frecuencia intermedia inferior (por ejemplo, cerca de la banda de base), se desplaza en frecuencia a la banda de base para permitir la recuperación de la información de banda de base de modulación. La ecualización adaptable de canal es un proceso mediante el cual se compensan los efectos de las condiciones y perturbaciones de cambios en el canal de transmisión de señal. Típicamente, este II proceso emplea filtros que retiran las distorsiones de amplitud y de fase que resultan de las características variables en tiempo dependiendo de la frecuencia del canal de transmisión, para proporcionar una capacidad de decisión de símbolo mejorada. Como se describe en Grand Alliance HDTV System Specification con fecha de 14 de abril de 1994, el sistema de transmisión VSB transporta datos con un formato de cuadro de datos prescrito como se muestra en la Figura 4. Con referencia a la Figura 4, se ilustra un formato de cuadro de datos para una señal modulada VSB de conformidad con el sistema Grand Alliance HDTV en los Estados Unidos. Una señal piloto menor en la frecuencia portadora suprimida se añade a la señal de transmisión para ayudar a lograr el cierre del portador en el receptor VSB. Como se muestra en la Figura 4, cada cuadro de datos comprende dos campos, cada campo incluye 313 segmentos de 832 símbolos de niveles múltiples. El primer segmento de cada campo es llamado como el segmento de sincronización de campo, y los 312 segmentos restantes son referidos como segmentos de datos. Los segmentos de datos típicamente contienen paquetes de datos compatibles con MPEG (por ejemplo, la norma ISO/IEC 11172 Moving Pictures Experts Group-1 (MPEG- ) de International Standards Organization (ISO); o la norma ISO/IEC 13818 (MPEG-2). Cada segmento de campo comprende un carácter de sincronización de segmento de cuatro símbolos seguido por 828 símbolos de datos. Cada segmento de campo incluye un carácter de sincronización de segmento de cuatro símbolos seguido por un componente de sincronización de campo que comprende una secuencia de número pseudo-aleatorio de 511 símbolos (PN) y tres secuencias PN de 63 símbolos predeterminados, la intermedia se invierte en los campos sucesivos. Una señal de control de modo VSB (la cual define el tamaño de la constelación de símbolo VSB) sigue a la última secuencia PN de 63 símbolos, la cual es seguida por 96 símbolos reservados y 12 símbolos copiados del campo anterior. Con referencia otra vez a la Figura 3, la señal de salida IF de banda de paso de la unidad 316 IF se convierte en una corriente de datos de símbolos digitales sobremuestreados por un convertidor análogo a digital (ADC) 319. La corriente de datos digital sobremuestreada de salida del ADC 319 se demodula a la banda de base por una red 322 de demodulador digital/recuperación de portador. Esto se lleva a cabo por un circuito de cierre de fase digital (PLL) en respuesta a un portador piloto de menor referencia en la corriente de datos VSB recibida. La unidad 322 produce una corriente de datos de símbolos demodulada, con fase I de salida, como será evidente para las personas experimentadas en la técnica. El ADC 319 sobremuestrea corriente de datos de símbolos, de entrada de 10.76 MSímbolos/seg VSB con un reloj de muestreo de 21.52 Hz, el decir, el doble de la proporción de símbolos recibida, lo cual proporciona una corriente de datos de 21.52 Mmuestras/seg con dos muestras por símbolo. El uso de este procesamiento de dos muestras por muestra de símbolo, mejor que el procesamiento con base en símbolo de símbolo por símbolo (una muestra por símbolo), produce una operación ventajosa de las subsecuentes funciones del procesamiento de señal como las asociadas con la unidad 326 de compensación DC y el detector de interferencia NTSC del demodulador 126, por ejemplo. Asociado con el ADC 19 y el demodulador 22 se encuentra una red 324 de recuperación de reloj de símbolo y de sincronización de segmento. La red 24 detecta y separa los componentes de sincronización de segmento de datos repetitivos de cada cuadro de datos desde los datos aleatorios. Las sincronizaciones de segmento se utilizan para volver a generar un reloj de 21.52 MHZ con fase apropiada, el cual se utiliza para controlar el muestreo de símbolos de la corriente de datos por el ADC 319. Como se podrá apreciar, la red 324 utiliza con ventaja un patrón abreviado de referencia de correlación de dos símbolos y un correlacionador de datos de dos símbolos asociado para detectar la sincronización de segmento. Una unidad 326 de compensación DC utiliza un circuito de rastreo adaptable para retirar de la señal VSB demodulada un componente de desplazamiento DC para el componente de señal piloto. La unidad 28 detecta el componente de sincronización de campo de datos al comparar cada segmento de datos recibidos con una señal de referencia ideal de campo almacenada en la memoria del receptor. Además de la sincronización de campo, la señal de sincronización de campo proporciona una señal de entrenamiento para el ecualizador 334 de canal.

La detección y rechazo de la interferencia NTSC se llevan a cabo por la unidad 201 del demodulador 126. Después, la señal se ecualiza en forma adaptable por el ecualizador de canal que puede operar en una combinación de modos ciego, de entrenamiento, y dirigido por decisión. El ecualizador 334 puede ser del tipo descrito en Grand Alliance HDTV System Specif ¡catión y en un artículo por W.Bretl ef al., Consumer Electronics, agosto de 1995. La corriente de datos de salida del filtro 201 de peine se convierte en forma descendente en una corriente de datos de muestra/símbolo (10.76 Msímbolo/seg) antes del ecualizador 334. Esta conversión descendente se puede lograr por una red de muestreo descendente (no mostrada para simplificación del dibujo). El ecualizador 334 corrige las distorsiones de canal, pero el ruido de fase gira en forma aleatoria la constelación de símbolos. La red 336 de rastreo de fase retira la fase residual y el ruido de ganancia en la señal de salida del ecualizador 334, incluyendo el ruido de fase que no ha sido retirado por la red de recuperación portadora previa en respuesta a la señal piloto. Todos los componentes mostrados en la Figura 3, antes del decodificador 125 de rejilla, a saber las unidades 314, 316, 319, 322, 324, 326, 328, 210, 334 y 336 están representadas por el bloque 126 demodulador de la Figura 1. La señal corregida de fase emitida por la red 336 de rastreo de fase del demodulador 126 se decodifica entonces por rejilla por la unidad 125, se desintercala por la unidad 124, se corrige de error Reed-Solomon por la unidad 123, y se descifra (se le quita lo aleatorio) por la unidad 127. Después, una corriente de datos decodificada se somete al procesamiento de despliegue, audio y video por la unidad 350. El sintonizador 314, el procesador 316 IF, el detector 328 de sincronización de campo, el ecualizador 334, el PLL 336, el decodificador 125 de rejilla, el desintercalador 124, el decodificador 123 Reed-Solomon, y el descifrador 127 pueden emplear circuitos del tipo descritos en Grand Alliance HDTV System Specification del 4 de abril de 1994, y en el artículo de Bretl et al., mencionado antes. Los circuitos adecuados para llevar a cabo las funciones de las unidades 319 a la 350 son bien conocidos. La demodulación en la unidad 322 se lleva a cabo por todo el circuito de control de fase automático, digital (APC) para lograr la recuperación del portador. El PLL utiliza el componente piloto como una referencia para la adquisición inicial y un detector normal de fase para la adquisición de fase. La señal piloto está incrustada en la corriente de datos recibida, la cual contiene los datos que exhiben un patrón tipo ruido, aleatorio. Los datos aleatorios son esencialmente omitidos por la acción de filtrado del circuito APC demodulador. La señal de entrada de 10.76 Msímbolos/seg para el ADC 319 está cerca de la señal de banda de base con el centro del espectro de frecuencia VSB a 5.38 MHz y el componente piloto está situado a 2.69 MHz. La corriente de datos de entrada se sobremuestrea, ventajosamente, dos veces por el ADC 319 a 21.52 MHz. En la corriente de datos demodulada de la unidad 322, el componente piloto ha sido desplazado en frecuencia hacia abajo a DC. En una modalidad, el demodulador 126 lleva a cabo la demodulación con la unidad 322 de demodulación digital y, cuando detecta la interferencia co-canal NTSC, activa el filtro 201 de peine para llevar a cabo el rechazo de interferencia co-canal NTSC, de otra forma, el filtro 210 de peine está inactivo y no filtra la señal. Como se explicó antes con referencia a la Figura 2, la unidad 125 del decodificador de rejilla puede incorporar tanto el decodificador 203 de rejilla de 4 estados óptimo utilizado para el caso de la interferencia NO NTSC, y el decodificador 202 de rejilla de 8 estados, de respuesta parcial utilizado en el caso de la interferencia NTSC. El decodificador 203 de rejilla óptimo del decodificador 125 de rejilla emplea una métrica Euclidiana, y al decodificador 202 de rejilla de respuesta parcial del decodificador 125 de rejilla emplea una métrica sub-óptima no Euclidiana, truncada de conformidad con la presente invención, como se describe con más detalle a continuación.

Métrica no Euclidiana óptima para el caso de interferencia NTSC La presente invención proporciona para una familia de métricas, referida aquí como una métrica truncada, que es más apropiada que la métrica Euclidiana para el caso de interferencia NTSC. Al configurar el decodificador 202 de rejilla de respuesta parcial para emplear una métrica truncada de conformidad con la presente invención, se permite mejorar el desempeño con una complejidad aumentada. Como se describe abajo, dos modalidades relativamente simples de la métrica truncada permiten las ganancias de 1.0 dB y de 1.5 dB con respecto a la métrica Euclidiana e incorporaciones relativamente fáciles. Como se explica a continuación, un decodificador de rejilla ATSC-HDTV de conformidad con la norma ATSC-HDTV, la métrica Euclidiana no es óptima cuando la interferencia NTSC está presente, debido al ruido correlacionado introducido cuando el filtro 201 de rechazo NTSC se aplica para rechazar la interferencia co-canal NTSC detectada, como se puede ver a partir de la siguiente descripción . Con el fin de derivar la métrica óptima del decodificador de rejilla de respuesta parcial, es útil primero analizar la señal de respuesta parcial. Con referencia ahora a la Figura 5, se muestra un diagrama en bloque 500 que ilustra un aspecto del sistema de transmisión HDTV de la Figura 1, para determinar la métrica no Euclidiana para el caso de interferencia NTSC. Ilustrado en la Figura 5 se encuentra el codificador 105 de rejilla del transmisión 101 del sistema 100, el filtro 201 de peine del demodulador 126 (Figuras 1 y 2) y el decodificador 202 de rejilla de respuesta parcial de 8 estados del decodificador 125 (Figuras 1 y 2), que es empleado por el receptor 121 en el caso de interferencia NTSC. En el diagrama ¡lustrado en la Figura 5, x es la secuencia de entrada de datos; z es la secuencia de salida del codificador, secuencia transmitida o palabra de código; w es la secuencia de ruido AWGN, r es la secuencia recibida; y es el secuencia del salida del filtro de rechazo y x* es la secuencia de datos decodificados . Para cada muestra , se mantendrán las siguientes relaciones: r, = z¡ + wi dz =z, - z(, . ,, dw = w¡ -w,,.,, y, = r¡ - r,,.,, = dz + dw A partir de la ecuación (1) se puede ver que el decodificador 202 de rejilla recibe en su entrada una señal dz, más el ruido. Esta señal de respuesta parcial derivada de símbolos 8-VSB también es conocida como el 15-VSB, ya que tiene 15 posibles niveles de amplitud. La función de densidad de probabilidad Gaussian multidimensional (PDF) de la secuencia casual dw" de longitud n se define como se muestra en la ecuación (2): = |l/((2¾r)-,:(deqA'J)":!)}EXPHd^]TA' .^ 2J en donde det[ ] representa la matriz determinante, [ ]T es la transposición de la matriz, K1 representa la inversa de la matriz de K y K es la matriz de covariación de la secuencia dw" de ruido de I1) longitud n. Consultar Henry Stark & John W.Woods, Probability, i Random Processes and Estimation Theory for Engineers, 2da edición (Englewood Cliffs, N.J.: Prentice Hall, 1994). Al aplicar la regla de decisión Probabilidad Máxima (ML) para el PDF en la Ecuación (2), se deriva la métrica óptima, determinada por: l() Debido a la correlación de ruido introducida por el filtro de peine en el caso de interferencia NTSC, la matriz de covariación de la secuencia de ruido Gaussian casual no es una versión escalada de la matriz de identidad, como en el caso de la interferencia NTSC.

I Consultar el texto de Stark & Woods mencionada antes. Además, la matriz de covariación inversa, K'1 , será una matriz nxn con coeficientes que no son cero. Por lo tanto, la métrica óptima no es la métrica Euclidiana, y también aumenta en complejidad conforme aumenta la longitud n de secuencia. De este modo, la métrica 20 óptima para el caso de interferencia NTSC puede ser muy compleja.

Métrica no Euclidiana truncada (sub-óptima) para el caso de interferencia NTSC En una modalidad, en lugar de la métrica no Euclidiana óptima 5 representada por la ecuación (3). una métrica sub-óptima truncada con base en la métrica no Euclidiana, óptima se emplea por decodificador 202 de rejilla durante la decodificación. En particular, la métrica truncada se obtiene al truncar las PDF condicionadas de la métrica no Euclidiana, óptima para ser un número pequeño finito de muestras previas, m, sobre las cuales aplica la condición. El grupo de métricas truncadas utilizadas por el caso de interferencia NTSC se derivan cuando la correlación de ruido se trunca a un número pequeño de muestras de ruido adyacentes. Como ejemplo, para m = 0, todos las PDF condicionadas se reemplazan por ?(???/,), para cada valor de # n; para m-1, se reemplazan por p(dw¡/dwj. i), para cada valor de # n, para m =2, se reemplazan por p(dw,/dw¡. ,cfi/i ,.2 , para cada valor de iitn y asi sucesivamente. Para un valor general de la métrica truncada, m, la métrica truncada se determina por: en donde n es la longitud de secuencia, m es la constante de truncado (m # n). y es el símbolo de respuesta parcial recibido más el ruido correlacionado; dz es el símbolo de respuesta parcial; dw es el ruido correlacionado y aV. „,?,=·· .=dw.,=dw0/0. De este modo, la familia de métricas truncadas de una modalidad de la presente invención es determinada por la ecuación (4).

La ecuación (4) tiene una simple estructura repetitiva conforme n aumenta y se acerca a la métrica óptima como m6n. La complejidad también aumenta conforme m aumenta; el número de términos de métrica almacenados y el número de sumadores por estado de rejilla son iguales a m. Sin embargo, para las secuencias de longitud n, la complejidad de fuerza bruta por estado será proporcional a n*m, en lugar de n2 necesaria para la métrica óptima. Por lo tanto, al escoger una constante m de truncado lo suficientemente pequeña hace muy atractivo para implementaciones prácticas. Como se podrá apreciar, la incorporación de la métrica truncada de la presente invención por el decodificador 202 de rejilla es similar a la incorporación de la métrica Euclidiana absoluta empleada en los decodificadores de rejilla HDTV anteriores, con ajustes adecuados para la necesidad de almacenar los términos de métrica previa.

Métricas truncadas alternativas Además de la métrica truncada de la ecuación (4), en variaciones de modalidades alternativas de la métrica truncada también se puede emplear, como una métrica truncada absoluta, la métrica de coeficiente de potencia de dos, y la métrica absoluta de potencia-de-dos-coeficientes. Estas métricas permiten fácil incorporaciones prácticas, mientras que mantienen las ganancias relativas logradas al utilizar la modalidad de la métrica truncada descrita antes con referencia a la ecuación (4). Estas variaciones de la métrica truncada se describen abajo: Métrica truncada absoluta Aunque la métrica Euclidiana tiene un término cuadrado, una aproximación que se hace cuando se utilizan los decodificadores Viterbi es para definir como la métrica el valor absoluto del término a ser cuadrada. Esto simplifica el tamaño de la métrica y elimina la necesidad de un multiplicador por estado, o un ROM, al costo de alguna degradación adicional. En una modalidad alternativa, una técnica de valor absoluto similar se aplica a la métrica truncada de la ecuación (4) para resultar en una métrica truncada referida aquí como una métrica truncada absoluta, en donde la ecuación (4) se uelve: µ" = ? /*. = ? 1 ? (J - ^m + mdw-, 1 l ¦=! / = «> Una versión más práctica de la ecuación (5) eliminará la necesidad de coeficientes de fracción transformándose en enteros. Sin pérdida en el desempeño, pero requiriendo más bits, la métrica truncada absoluta se puede escribir como: " = ? /' . = ? 1 ? ("' + 1 - J ) dw (6) Métrica de potencia-de-dos-coeficientes Una desventaja de la métrica truncada de la ecuación (4) o las métricas truncadas absolutas para m > 1. es la necesidad de coeficientes de fracción que no son una potencia de 2 o como en la ecuación (6), un número aumentado de bits por término de métrica, con el fin de eliminar los coeficientes de fracción. Por lo tanto, en otra modalidad alternativa, una variación de la métrica truncada se emplea para los cuales los coeficientes de fracción son solamente potencias de dos, que se pueden incorporar fácilmente al desplazar los registros. De este modo, en una modalidad, puede emplearse la siguiente métrica de potencia-de-dos-coeficientes: (7) o su métrica absoluta equivalente: En otra alternativa, los coeficientes de métrica truncada de la ecuación (4) se reemplazan con la potencia más cercana de dos valores, para dar como resultado la siguiente variante de métrica de potencia-de-dos-coeficientes de la métrica truncada de la ecuación <«>: " = métrica absoluta equivalente en donde Cj se define como: Cj = l/2'\ pe Z, p > 0, 0 < j< m l/2<;'+1 < (1 - y7(/#? + 1)) < 1/2'' and \ (\ - j/(m + \)) - l/2p |< | (1- y/(//i + !))-!/ 2l/'+n (II) Otras modalidades alternativas de la métrica de potencia-dedos-coeficientes son posibles, en donde varía la opción de los coeficientes, pero que aún utiliza el mismo principio de potencia-dedos-coeficientes o algún otro coeficiente de fácil incorporación.

Desempeño de métrica Métrica truncada El desempeño de la métrica truncada se evaluó por una simulación de programa del sistema de comunicación. Las curvas de BER (Proporción de error de bits) contra Eb/N0 (proporción de densidad de energía de bit a ruido) se obtuvieron para los diferentes valores de Eb/N0. La densidad de ruido en cuestión es la del ruido AWGN, no el ruido correlacionado en la salida del filtro 201 de rechazo NTSC. Esto nos permite comparar el desempeño de ambos decodif icadores de rejilla, es decir el decodificador 203 de 4 estados (interferencia no NTSC) y un decodificador 202 de rejilla de 8 estados (con interferencia NTSC). El desempeño del decodificador 203 de 4 estados, que emplea la métrica Euclidiana en el caso de la interferencia No NTSC, se considera como una medida o desempeño óptimo. Con referencia a la Figura 6, se muestra una gráfica 600 que proyecta BER contra las curvas Eb/N0 para ilustrar el desempeño de la métrica del decodificador de rejilla truncada de la presente invención. En particular, la gráfica 600 muestra BER contra las curvas Eb/N0 (dB) para el decodificador 203 de rejilla de 4 estados (curva 604) y para el decodificador 203 de rejilla de 8 estados, asociado con las tres métricas sub-óptimas (constante de truncado m = 0, 1 y 2). De este modo, la BER contra las curvas E /N0 que se ilustran para el decodificador 202 de rejilla de 8 estados son los desempeños que resultan de utilizar; la métrica Euclidiana (curva 601), una primera métrica truncada de conformidad con la presente invención (curva 602), una segunda métrica truncada de conformidad con la presente invención (curva 603). Estas curvas se obtuvieron con una aritmética de punto de flotación para las métricas, datos de entrada binarios, pseudo-aleatorios, decodificación Viterbi con un almacenamiento de métrica de trayecto de 25 ramificaciones de rejilla y por lo menos 100 errores de bit por punto. Los resultados proyectados en la Figura 6 guían a las siguientes conclusiones sobre el desempeño del decodif icador: (1) El decodif icador 202 de rejilla de 8 estados (caso de interferencia NTSC) con la métrica Euclidiana (la misma que la métrica truncada del orden 0, o m = 0) tiene una degradación de desempeño de aproximadamente 3.0 a 3.75 dB en el intervalo BER de interés, con respecto al caso de interferencia no NTSC. Como se explicó antes, esta degradación se debe principalmente al ruido correlacionado después de que el filtro 201 de rechazo NTSC que tiene el doble de variación del ruido AWGN en el trayecto de interferencia No NTSC. Esto da como resultado una pérdida de aproximadamente 3.0 dB. (Consultar el articulo de OH et al., anterior). La degradación adicional surge del hecho de que el ruido está ahora correlacionado y la métrica Euclidiana no toma ventaja de la correlación. (2) El decodificador 202 de rejilla de 8 estados con la métrica truncada del orden 1 (m = 1) tiene una mejora en el desempeño sobre la métrica Euclidiana de 1.0 dB. Esto representa las mejoras en BER de más de un orden de magnitud de la misma Eb/N0- (3) El decodificador 203 de rejilla de 8 estados con la métrica truncada del orden 2 (m = 2) tiene una mejora en el desempeño sobre la métrica Euclidiana de 1.5 dB, que representa las mejoras en BER de más de un orden de magnitud para el mismo Eb/N0.

Debido a la ley de retornos de disminución, se espera que las ganancias menores adicionales para los valores más altos de la constante de truncado m. De este modo, en una modalidad, para el buen intercambio entre la ganancia y la complejidad, los valores de m = 1 y 2, son preferibles para la incorporación práctica de la métrica truncada. Sin embargo, conforme la tecnología de diseño IC y el costo de las gotas de silicio, aumentan el valor de m pueden convertirse relativamente fáciles para incorporarse y pueden por lo tanto ser preferidos.

Métrica truncada absoluta Con referencia ahora a la Figura 7, se muestra una gráfica 700 que proyecta BER contra las curvas Eb/N0 para ilustrar el desempeño de la métrica del decodificador de rejilla truncada absoluta de la presente invención, para los casos de la constante m = 1 y 2 de truncado (curvas 701 y 702, respectivamente), comparada con el decodificador de rejilla de métrica Euclidiana absoluta de 4 estados (interferencia no NTSC. Curva 704) y el decodificador de rejilla de métrica Euclidiana absoluta (interferencia NTSC, curva 701). Las curvas muestran una ganancia de 1.0 dB y 1.5 dB, respectivamente, comparada con el decodificador de rejilla de métrica Euclidiana absoluta de 8 estados, que muestra que las ganancias relativas se mantienen cuando se implementan las versiones absolutas de las métricas.

Métricas de potencia-de-dos-coeficientes Con referencia a la Figura 8, se muestra una gráfica 800 que proyecta BER contra las curvas Eb/N0 para ilustrar el desempeño de la métrica del decodificador de rejilla de potencia-de-dos-coeficientes (curva 803) y la métrica absoluta de potencia-de-dos-coeficientes (curva 801) de la presente invención, para el caso de la constante m = 2 de truncado, comparada con ambas métricas truncadas de 8 estados del orden 2 (curva 804) y la métrica truncada absoluta de 8 estados (curva 802). Las curvas indican que las métricas de potencia de dos coeficiente y la métrica absoluta de potencia-de-dos-coeficientes tienen básicamente el mismo desempeño como las métricas truncadas correspondientes del orden 2. De conformidad con esto, la familia de métricas truncadas de la presente invención proporciona un mejor desempeño que la métrica Euclidiana en el caso de interferencia de co-canal NTSV del decodificador de rejilla ATSC-HDTV. La métrica truncada permite aumentar las ganancias con una complejidad aumentada. En particular, estas dos incorporaciones más sencillas de la métrica truncada permiten ganancias de 1.0 dB y 1.5 dB con respecto a la métrica Euclidiana. Estas son ganancias considerables, que representan mejoras de más de un orden de magnitud en las mediciones de Proporción-Bit-error en la salida del decodificador de rejilla. Los valores más altos de la métrica obtendrán ganancias adicionales a expensas de la complejidad añadida. La decodificación de rejilla de métrica truncada de la presente invención será empleada ventajosamente en sistemas diferentes a los sistemas ATSC-HDTV, por ejemplo en cualquier sistema en donde la señal de datos digitales codificados con rejilla necesitan ser demodulados y filtrados para algún propósito, en donde la señal, cuando no está filtrada, se decodifica óptimamente por un decodificador de rejilla empleando una métrica Euclidiana, y en donde el uso del filtro transforma el ruido suave en la señal demodulada dentro del ruido correlacionado, de tal forma que al decodificar con rejilla la señal filtrada con una métrica Euclidiana ya no es óptimo. En tal sistema, se determina una métrica óptima no Euclidiana más compleja, y una versión truncada de esta métrica no Euclidiana se emplea al decodificar la rejilla la señal filtrada. Se debe entender que se pueden llevar a cabo diferentes cambios en los detalles, materiales y arreglos de las partes que han sido descritas e ilustradas antes, con el fin de explicar la naturaleza de esta invención, sin apartarse de los principios y alcance de la invención según se determina en las siguientes reivindicaciones.

Claims (14)

REIVINDICACIONES

1. En un sistema para recibir una señal que contiene datos digitales que representan información de formato de televisión de alta definición (HDTV) en la forma de símbolos de niveles múltiples formateadas en grupos de campos sucesivos, cada campo comprende un segmento de campo, una pluralidad de segmentos de datos y componentes de sincronización asociados, un método de procesamiento de señal está caracterizado porque comprende los pasos de: (a) demodular la señal recibida para producir una señal demodulada; (b) filtrar la señal demodulada para rechazar la interferencia co-canal NTSC para producir una señal filtrada; y (c) decodificar con rejilla la señal filtrada con un decodif icador de rejilla que emplea una métrica no Euclidiana truncada.

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal recibida es una señal modulada con Vestigial Sideband (VSB).

3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el paso de filtrado incluye un filtrar con peine la señal demodulada.

4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: el paso (a) comprende el paso de demodular la señal recibida con un demodulador; el paso (b) comprende los pasos de: (1) detectar, con el demodulador, la interferencia co-canal NTSC; y (2) filtrar la señal demodulada con un filtro de peine del demodulador únicamente cuando se detecta la interferencia co-canal por el demodulador; y el paso (c) comprende el paso de decodificar con rejilla la señal filtrada con un decodificador de rejilla de respuesta parcial empleando una métrica no Euclidiana truncada cuando se detecta la interferencia de co-canal NTSC por el demodulador y de otra forma decodificar con rejilla la señal demodulada con un decodificador de rejilla óptimo empleando la métrica Euclidiana.

5. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el decodificador con rejilla de respuesta parcial es un decodificador con rejilla de respuesta parcial de 8 estados y un decodificador de rejilla óptimo es un decodificador con rejilla óptimo de 4 estados.

6. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el decodificador con rejilla de respuesta parcial y el decodificador con rejilla óptimo están incorporados por un decodificador con rejilla que tiene 12 decodificadores idénticos para llevar a cabo el intercalado de 12 decodificadores.

7. El método de conformidad con la reivindicación 1. caracterizado porque la métrica óptima es utilizado por el decodif icador con rejilla cuando existe la interferencia NTSC y el filtrado del paso (b) es una métrica no Euclidiana óptima asociada con un producto de las funciones de densidad de probabilidad condicionada de muestras de ruido filtradas, en donde la métrica truncada es una versión truncada de la métrica no Euclidiana óptima en la cual las PDF condicionados de la métrica no Euclidiana óptima están truncados a un número menor finito de las muestras previas, m sobre el cual aplica la condición.

8. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque para un valor general de la métrica truncada, m, la métrica truncada se determina por la siguiente fórmula: en donde n es la longitud de secuencia; m es la constante de truncado (m # n) y es el símbolo de respuesta parcial recibida más el ruido correlacionado; dz es el símbolo de respuesta parcial; dw es el ruido correlacionado y dw.m, , = ... =dw. , -dw0/0.

9. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque m - 1.

10. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque m = 2. ¡

11. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la métrica truncada es una métrica truncada absoluta.

12. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la métrica truncada es una métrica de potencia-de-dos- coeficientes.

13. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque la métrica de potencia-de-dos-coeficientes es una métrica absoluta de potencia-de-dos-coeficientes.

14. En un sistema para recibir una señal codificada por rejilla que contiene datos digitales, un método de procesamiento de señal caracterizado porque comprende los pasos de: (a) demodular la señal recibida para producir una señal demodulada que tiene ruido suave, en donde la señal demodulada que tiene el ruido suave puede decodif icarse con rejilla óptimamente por al decodificar por rejilla la señal que emplea la métrica Euclidiana; (b) filtrar la señal demodulada para producir una señal filtrada, en donde el filtrado transforma el ruido suave de la señal en ruido correlacionado; y (c) decodificar con rejilla la señal filtrada con un decodificador de rejilla que emplea la métrica no Euclidiana truncada.