KR20020065585A - Ａｔｓｃ-ｈｄｔｖ 트렐리스 디코더에서 ｎｔｓｃ 간섭제거를 위한 절단 매트릭 - Google Patents

Ａｔｓｃ-ｈｄｔｖ 트렐리스 디코더에서 ｎｔｓｃ 간섭제거를 위한 절단 매트릭 Download PDF

Info

Publication number
KR20020065585A
KR20020065585A KR1020027007838A KR20027007838A KR20020065585A KR 20020065585 A KR20020065585 A KR 20020065585A KR 1020027007838 A KR1020027007838 A KR 1020027007838A KR 20027007838 A KR20027007838 A KR 20027007838A KR 20020065585 A KR20020065585 A KR 20020065585A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
metric
signal
trellis
trellis decoder
optimal
Prior art date
Application number
KR1020027007838A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100782088B1 (ko
Inventor
이보네트 마크만
재형 김
바스데반 파싸사라씨
Original Assignee
톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님 filed Critical 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Publication of KR20020065585A publication Critical patent/KR20020065585A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100782088B1 publication Critical patent/KR100782088B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/015—High-definition television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0036—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff arrangements specific to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/256—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with trellis coding, e.g. with convolutional codes and TCM
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2933—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using a block and a convolutional code
    • H03M13/2936—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using a block and a convolutional code comprising an outer Reed-Solomon code and an inner convolutional code
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/238—Interfacing the downstream path of the transmission network, e.g. adapting the transmission rate of a video stream to network bandwidth; Processing of multiplex streams
    • H04N21/2383—Channel coding or modulation of digital bit-stream, e.g. QPSK modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
    • H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
    • H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/455—Demodulation-circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

하나의 필드 세그먼트, 복수의 데이터 세그먼트, 및 관련된 동기 성분을 각각 포함하는 연속적인 필드의 그룹으로 포맷되어진 다중 레벨 심볼의 형태로, HDTV 이미지 정보를 나타내는 디지털 데이터를 포함하고 있는 신호를 수신하기 위한 시스템에서, 수신된 신호는 복조된 신호를 생성하기 위해 복조된다. 복조된 신호는 필터링된 신호를 생성하기 위해서 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하도록 콤-필터링된다. 필터링된 신호는 절단 비-유클리드 매트릭(truncated non-Euclidean metric)을 사용하는 트렐리스 디코더를 통해 트렐리스 디코딩된다.

Description

ＡＴＳＣ-ＨＤＴＶ 트렐리스 디코더에서 ＮＴＳＣ 간섭 제거를 위한 절단 매트릭{TRUNCATED METRIC FOR NTSC INTERFERENCE REJECTION IN THE ATSC-HDTV TRELLIS DECODER}
데이터 송신 시스템에서, 오디오 및 비디오 텔레비전(TV) 데이터와 같은 데이터는 하나의 송신기로부터 복수의 수신기로 송신된다. 텔레비전 신호 송신 시스템의 분야에서, 현행의 NTSC(미국 텔레비전 시스템 위원회 : National Television Systems Committee) 송신 표준은 HDTV로 알려져 있는 고품질 시스템, 즉 ATSC-HDTV 표준{1995년 9월 16일, 미국 차세대 텔레비전 시스템 위원회(United States Advanced Television Systems Committee)의 ATSC 디지털 텔레비전 표준(문헌 A/53)을 참조}으로 대체되고 있다. 그러한 HDTV 신호는 미국의 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance)가 제시한 VSB-변조 타입(잔류 측파대-변조 타입)의 신호이다.
ATSC-HDTV 표준은 시스템 성능을 향상시키는 수단으로서 순방향 에러 정정(FEC)을 포함하는 8-VSB 송신 시스템을 필요로 한다. 이제 도 1을 참조하면, HDTV 송신 시스템(100)의 FEC 양상에 대한 간단한 블록도가 도시되어 있다. 시스템(100)은 송신기 측(101) 상의 리드-솔로몬 인코더(103)와, 그 다음에 오는 바이트 인터리버(byte interleaver)(104)와, 트렐리스 인코더(105)를 포함한다. 수신기단(121)에는, 대응하는 트렐리스 디코더(125), 바이트 디인터리버(124), 및 리드-솔로몬 디코더(123)가 존재한다.
그러한 시스템에서, 데이터 신호는 먼저 트렐리스 인코더(105)에 의해서 돌림형 코드(convolutional code)나 트렐리스 코드(trellis code)와 같은 정해진 코드나 인코딩 방식에 따라 인코딩된다. 사용되는 트렐리스 코드는 ATSC 디지털 텔레비전 표준에서 설명된 바와 같이 비율이 2/3인 TCM(트렐리스 코딩된 변조 : trellis coded modulation) 코드이다. 이 코드는 비율이 2인 4-상태 돌림형 인코더를 사용하여 1 비트를 코딩하고 FEC 비코딩된 비트를 더함으로써 구현되는데, 상기 FEC 비코딩된 비트는 다르게 미리 코딩된다. 다음으로, 3 인코더 출력 비트로 이루어진 각각의 세트는 변조기(106)에 의해서 8-VSB 변조기 심볼에 매핑되고, 정해진 통신 채널 및 송신 매체(150)를 통해 송신된다. 일예로, 변조되는 인코딩된 HDTV 신호는 대기를 통해 지상 RF 신호로서 송신될 수 있다. 송신된 신호는 하나의 필드 세그먼트, 복수의 데이터 세그먼트, 및 관련된 동기 성분을 각각 포함하는 연속 필드의 그룹으로 포맷팅된 다중 레벨 심볼의 형태로 HDTV 이미지 및 다른 정보를 나타내는 디지털 데이터를 포함한다.
HDTV 수신기(121)는 송신된 신호를 수신한다. 복조된 신호를 제공하기 위해서 상기 신호를 복조하는데 있어 복조기(126)가 사용되고, 본래의 데이터를 획득하기 위해서 복조된 신호를 디코딩하는데 있어 트렐리스 디코더(125)가 사용된다.
NTSC 및 HDTV 신호가 여러 해 동안에 지상 방송 채널에 공존할 것이라는 사실로 인해서, 수신기(121)가 존재 가능성이 있는 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하는 것이 중요하다. NTSC 간섭의 제거는 복조기에 추가되면서 또한 콤 필터로도 지칭되는 NTSC 제거 필터에 의해서 수행될 수 있다. 콤 필터는 전형적으로 NTSC 반송파에 또는 그 NTSC 반송파 가까이에 널(null)을 갖는 12-심볼 1-태핑 지연 라인(12-symbol one-tapped delay line)이다.
따라서, HDTV 수신기가 NTSC 동일-채널 간섭을 검출하였을 때, 상기 HDTV 수신기는 트렐리스 디코딩을 수행하기에 앞서 제거하기 위해 필터링하지 않으면 발생할 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위해서 복조된 신호를 필터링한다. 비-NTSC 간섭의 경우에는, 불필요한 필터링 및 그러한 필터링의 바람직하지 않은 효과를 회피하기 위해서, 콤 필터는 사용되지 않는다.
어떠한 NTSC 간섭도 검출되지 않았을 때, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널을 위한 최적의 트렐리스 디코더는 유클리드 매트릭(Euclidean metric)을 갖는 4-상태 비터비 디코더이다. G. 언저보엑크(Ungerboeck)의 "A Channel Coding with Multilevel/Phase Signals"(1982년 1월, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-28, 55 내지 67쪽)를 참조하라. 따라서, 디코딩을 수행하는데 있어, 트렐리스 디코더(125)는 전형적으로 유클리드 매트릭을 사용하는데, 상기 유클리드 매트릭은 어떠한 NTSC 간섭도 존재하지 않을 때 최적의 디코딩을 제공할 수 있다. 그러나, NTSC 간섭이 존재할 때는, NTSC 제거 (콤) 필터의 사용은 잡음(추가적인 유색 가우시안 잡음)의 상관성을 초래하고, 따라서 최적의 트렐리스 디코더는 훨씬 더 복잡해진다. 그러므로, 최적의 트렐리스 디코더는 전형적으로 어떠한 NTSC 동일-채널 간섭도 존재하지 않는 경우에 사용되고, 부분 응답 트렐리스 디코더는 NTSC 제거 필터링이 사용될 때마다 사용된다. 일예로, {김(Kim) 등에 의한} 미국 특허 제 5,508,752호의 도3 및 6과; 윌리암 W. 린(William W. Lin) 등에 의한 "A Trellis Decoder for HDTV"{IEEE Trans. Consumer Electronics, v.45, no.3(1999년 8월), 571 내지 576쪽, 도 2}와; 오 대일(Oh Dae-il) 등에 의한 "A VLSI Architecture of the Trellis Decoder Block for the Digital HDTV Grand Alliance System"{IEEE Trans, Consumer Electronics, v.42, no.3(1996년 8월), 346 내지 356쪽, 도 6}을 참조하라.
그러한 시스템은 트렐리스 인코딩(디코딩)에 있어 12 내부-세그먼트 인터리빙(디인터리빙)을 사용하는데, 여기서는 12 개의 동일한 인코더(디코더)가 사용된다. 이것은 NTSC 간섭의 경우에는 8-상태(부분 응답) 트렐리스 디코더(202)로써 트렐리스 디코더를 구현하고, 비-NTSC 간섭의 경우에는 4-상태 (최적) 트렐리스 디코더(203)로써 트렐리스 디코더를 구현하도록 허용한다. 12 인코더/디코더 인터리빙을 사용함으로써, NTSC 간섭의 경우를 위한 트렐리스 디코더의 동일한 디코더 각각은 1-심볼 지연(12 대신에)을 갖는 콤 필터를 감시한다. 이러한 구조의 장점은, 최적의 트렐리스 디코더가 8-상태 비터비 디코더로 구현될 수 있다는 점이다. 미국 차세대 텔레비전 시스템 위원회의 "Guide to the Use of the ATSC DigitalTelevision Standard"(1995년, 10월 4일, 문헌 A/54)를 참조하자.
이제 도 2를 참조하면, 트렐리스 디코더(125)의 12 개의 순차적인 디코더 각각에 대해서, NTSC 간섭이 존재하고 존재하지 않을 경우, 도 1의 시스템(100)의 수신기(121)에 의해서 수행되는 HDTV 트렐리스 디코딩을 예시하는 블록도가 도시되어 있다. 심볼-레벨 신호 데이터는 복조기(126)로부터 수신된다(도 1). 제 1 (NTSC 간섭) 경로에서, 복조된 신호는 NTSC 제거 (콤) 필터(201)에 의해 필터링되고, 이러한 필터링되는 복조된 신호는 부분 응답 8-상태 트렐리스 디코더(202)에 의해서 디코딩된다. 8-상태 디코더(202)는 자신의 입력단에서 부분-응답 신호와 잡음의 합을 수신하는데, 그 이유는 부분-응답 신호와 잡음의 합이 콤-필터링되기 때문이다. 8-VSB 심볼로부터 유도되는 이러한 부분-응답 신호는 15 가지의 진폭 레벨을 갖기 때문에 15-VSB로도 또한 알려져 있다. 제 2 (비-NTSC 간섭) 경로에서, 복조된 신호는 필터링되지 않고, 최적의 4-상태 트렐리스 디코더(203)에 의해서 디코딩된다. 스위치(204)는 NTSC 간섭이 검출되는지 여부에 따라 적절한 디코딩된 신호를 선택한다.
인지될 바와 같이, 복조기(126)가 NTSC 간섭을 검출하는지 여부에 따라 8-상태 트렐리스 디코더(202)뿐만 아니라 4-상태 트렐리스 디코더(203)를 구현하는데 사용되는 단일 트렐리스 디코더(125)만이 존재할 수 있다. 즉, 트렐리스 디코더(125)는 별도의 디코더(202, 203)를 포함할 수 있고, NTSC 간섭이 검출되는 여부에 따라 그 두 디코더 중 하나가 선택된다. 또한, 콤 필터(201)가 복조기(126) 내에 포함된다. 그것은, 복조기(126)가 NTSC 간섭을 검출하였을 때, 상기 복조기(126)에 의해서 선택, 즉 사용된다. 따라서, 복조기(126)가 NTSC 간섭을 검출하였을 때, 그것은 콤 필터링된 복조 신호를 디코더(125)에 출력하고, NTSC 간섭이 검출되었다고 상기 디코더(125)에 또한 알려줌으로써, 상기 디코더(125)는 8-상태 트렐리스 디코더(202)를 사용할 수 있다. 역으로, 복조기(126)가 NTSC 간섭을 검출하지 않았을 때, 복조기(126)는 비-콤 필터링되는 복조된 신호를 디코더(125)에 출력하고, NTSC 간섭이 검출되지 않았다고 상기 디코더(125)에 알림음으로써, 상기 디코더(125)는 4-상태 트렐리스 디코더(203)를 사용할 수 있다. 이러한 기능은 도 2의 처리 흐름에 예시되어 있다.
최적의 4-상태 트렐리스 디코더(203) 및 부분 응답 8-상태 트렐리스 디코더(202) 둘 모두는 현행의 구현에 있어서 유클리드 매트릭이나 또는 그에 대한 일부 변형을 사용한다. 디코더의 비-NTSC 간섭 경우에 있어서, 이것은 위에서 설명된 바와 같이 최적의 트렐리스 디코더와 최적의 결과를 유도한다. 그러나, 유클리드 매트릭을 갖는 8-상태 트렐리스 디코더(202)는 비-NTSC 간섭 경우에 대해서 대략 3.0 내지 3.75 dB의 성능 저하를 갖는다.
본 발명은 고선명 텔레비전(HDTV) 신호를 수신하는 비디오 시스템 수신기에 관한 것으로, 특히, NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위해 수신된 VSB-변조 HDTV 신호가 복조되어 콤-필터링되어진 이후에 상기 신호를 디코딩하기 위해서 트렐리스 디코더를 사용하는 것에 관한 것이다.
도 1은 HDTV 송신 시스템의 FEC 양상에 대한 간단한 블록도.
도 2는 트렐리스 디코더의 12 개의 순차적인 디코더 각각에 대해서, NTSC 간섭이 있는 경우와 없는 경우, 도 1의 시스템의 수신기에 의해서 수행되는 HDTV 트렐리스 디코딩을 예시하는 블록도.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른, 도 1의 시스템의 수신기를 더욱 상세하게 예시하는 블록도.
도 4는 미국의 그랜드 얼라이언스 HDTV 시스템에 따른 VSB 변조된 신호에 대한 데이터 프레임 포맷을 나타내는 도면.
도 5는 NTSC 간섭 경우에 대해 최적의 비-유클리드 매트릭을 결정하기 위한 도 1의 HDTV 송신 시스템의 양상을 예시하는 간단한 블록도.
도 6은 본 발명의 절단 트렐리스 디코더 매트릭의 성능을 예시하기 위해서비트에러율(BER) 대 비트 에너지-잡음 밀도 비율(Eb/No) 곡선을 도시하는 그래프.
도 7은 본 발명의 절대-절단 트렐리스 디코더 매트릭의 성능을 예시하기 위해서 BER 대 Eb/No곡선을 도시하는 그래프.
도 8은 본 발명의 절대 2-계수 제곱 트렐리스 디코더 매트릭과 2-계수 제곱의 성능을 예시하기 위해서 BER 대 Eb/No곡선을 도시하는 그래프.
본 발명은 미국에서 채택된 ATSC 지상 방송 표준에 따라 HDTV 수신기의 트렐리스 디코더를 통해 사용하기 위한 향상된 매트릭을 제공한다. 특히, 본 발명은, 수신된 HDTV 신호가 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위해서 콤 필터에 의해 처리될 때, 절단 비-유클리드 트렐리스 디코더 매트릭의 사용을 제공한다. 아래에서 더 상세하게 설명되는 바와 같이, 여기에서 제공되는 절단 매트릭은, NTSC 간섭의 경우 및 그로 인한 콤 필터의 사용에 있어 유클리드 매트릭보다 더 나은 성능을 제공하는 준최적의(suboptimal)(그러나 임의적으로는 원하는 만큼은 최적인) 매트릭이다. NTSC 간섭 경우를 위한 최적의 매트릭은 필터링된 잡음 샘플의 조건부 확률 밀도 함수(PDF)의 곱과 관련되는 복잡한 비-유클리드 매트릭인 것으로 확인된다. 최적의 비-유클리드 매트릭의 절단 버전이 사용되는데, 여기서 최적의 비-유클리드 매트릭의 조건부 PDF는 이전 샘플의 유한적인 작은 수, 즉 m으로 절단되고, 상기 m에 조건이 적용된다. 절단 비-유클리드 매트릭은 준최적이지만(그러나 이득과 복잡도 사이의 구현 절충에 따라 임의적으로는 최적임), 유클리드 매트릭보다 더 우수하고 또한 그것과는 다르다.
ATSC-HDTV 수신기 및 트렐리스 디코딩
이제 도 3을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라서, 시스템(100)의 수신기(121)를 예시하는 블록도가 더욱 상세히 도시되어 있다. HDTV 수신기(121)를 사용하면, 지상 방송 아날로그 입력 HDTV 신호는 RF 동조 회로를 포함하고 있는 입력 네트워크(314)와, IF 통과대역 출력 신호를 생성하기 위한 이중 변환 동조기와 적절한 자동 이득 제어(AGC) 회로를 포함하고 있는 중간 주파수(IF) 프로세서(316)에 의해 처리된다. 수신된 신호는 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance)에 의해서 제시되었고 미국에서 사용하기 위해 채택되어진 반송파 억압된 8-VSB 변조된 신호이다. 그러한 VSB 신호는 일차원적인 데이터 심볼 배열(constellation)로 표현되는데, 상기 배열에서는 한 축만이 수신기에 의해서 복구될 양자화된 데이터를 포함한다. 예시의 간략성을 위해서, 예시된 기능 블록을 클럭시키기 위한 신호는 도 3에서는 도시되어 있지 않다.
디지털 정보를 심볼 형태로 전달하는 변조된 신호로부터의 데이터 복구는 일반적으로 수신기에서 다음과 같은 세 가지 기능을 필요로 한다: 심볼 동기화를 위한 타이밍 복구, 반송파 복구(기저대역으로의 주파수 복조), 및 채널 균등화. 타이밍 복구는, 수신기 클록(시간축)이 송신기 클럭에 동기되는 처리이다. 이것은 수신된 심볼 값의 결정-유도 처리와 관련된 슬라이싱 에러(slicing error)를 감소시키기 위해서 수신된 신호가 시간상 최적의 지점에서 샘플링되도록 허용한다. 반송파 복구는, 수신된 RF 신호가 더 낮은 중간 주파수 통과대역(일예로, 기저대역 근처)으로 주파수 하향 변환된 이후에 변조 기저대역 정보의 복구를 허용하기 위해서 기저대역으로 주파수 이동되는 처리이다. 적응적인 채널 균등화는, 신호 송신 채널에서의 변경 조건 및 교란의 영향이 보상되는 처리이다. 이러한 처리는 전형적으로 향상된 심볼 결정 성능을 제공하기 위해서 송신 채널의 주파수에 따른 시간 변동 특성으로 인해 초래되는 진폭 및 위상 왜곡을 제거하는 필터를 사용한다.
1994년 4월 14일자의 그랜드 얼라이언스 HDTV 시스템 사양에서 설명된 바와 같이, VSB 송신 시스템은 도 4에 도시된 바와 같이 미리 정해진 데이터 프레임 포맷으로 데이터를 전달한다. 이제 도 4를 참조하면, 미국에서의 그랜드 얼라이언스 HDTV 시스템에 따른 VSB 변조된 신호에 대한 데이터 프레임 포맷이 도시되어 있다. 억압된 반송파 주파수에서의 작은 파일롯 신호는 VSB 수신기에서 반송파 록(carrier lock)을 달성하는 것을 돕기 위해 송신되는 신호에 추가된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 각각의 데이터 프레임은 두 개의 필드를 포함하는데, 각 필드는 832 개의 다중레벨 심볼을 갖는 313 개의 세그먼트를 구비한다. 각 필드의 첫 번째 세그먼트는 필드 동기 세그먼트로 지칭되고, 나머지 312 개의 세그먼트는 데이터세그먼트로 지칭된다. 데이터 세그먼트는 전형적으로 MPEG-호환 데이터 패킷을 보유한다. {일예로, 국제 표준화 기구(ISO : International Standards Organization)의 ISO/IEC 11172 동화상 전문가 그룹-1 표준(MPEG-1); 또는 ISO/IEC 13818(MPEG-2) 표준}. 각각의 데이터 세그먼트는 4-심볼 세그먼트 동기 문자와 그 다음에 후속하는 828 개의 데이터 심볼을 포함한다. 각각의 필드 세그먼트는 4-심볼 세그먼트 동기 문자와, 그 다음에 후속하는 미리 결정된 511 심볼 의사 난수(PN) 시퀀스와 세 개의 미리 결정된 63-심볼 PN 시퀀스를 포함하는 필드 동기 성분을 포함하고, 그 중 가운데 것은 연속 필드에서 반전된다. (VSB 심볼 배열 크기를 한정하는) VSB 모드 제어 신호는 마지막 63-심볼 PN 시퀀스를 따르는데, 상기 마지막 63-심볼 PN 시퀀스 다음에는 96 개의 예비 심볼과 이전 필드로부터 복사된 12 개의 심볼이 후속한다.
이제 도 3을 한번 더 참조하면, IF 유닛(316)으로부터의 통과대역 IF 출력 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(319)에 의해서 오버샘플링된 디지털 심볼 데이터스트림으로 변환된다. ADC(319)로부터의 출력 오버샘플링 디지털 데이터스트림은 모든 디지털 복조기/반송파 복구 네트워크(322)에 의해서 기저대역으로 복조된다. 이것은 수신된 VSB 데이터스트림에 있는 작은 기준 파일롯 반송파에 응하여 모든 디지털 위상 동기 루프(PLL)에 의해 이루어진다. 유닛(322)은 당업자들이 이해하게 될 바와 같이 출력-I 위상 복조된 심볼 데이터스트림을 생성한다.
ADC(319)는 10.76M 심볼/초로 입력되는 VSB 심볼 데이터스트림을 21.52 MHz 샘플링 클럭으로 오버샘플링함으로써, 즉 수신되는 심볼 속도의 두 배로 오버샘플링함으로써, 심볼 당 두 개의 샘플로 오버샘플링된 21.52 M 샘플/초 데이터스트림을 제공한다. 한 심볼마다(심볼 당 하나의 샘플)의 심볼에 기초한 처리보다도 심볼 샘플 당 두 개의 샘플에 기초한 처리의 사용은 일예로 DC 보상 유닛(326)과 복조기(126)의 NTSC 간섭 검출기와 관련된 것과 같은 후속적인 신호 처리 기능의 유리한 동작을 발생시킨다.
ADC(319) 및 복조기(322)에는 세그먼트 동기 및 심볼 클럭 복구 네트워크(324)가 연결된다. 네트워크(324)는 무작위적인 데이터로부터 반복적인 데이터 프레임의 각 데이터 세그먼트 동기 성분을 검출하여 분리한다. 세그먼트 동기는 ADC(319)에 의한 데이터스트림 심볼 샘플링을 제어하는데 사용되는 적절하게 페이징된(phased) 21.52 MHz 클럭을 재생성하는데 사용된다. 인지될 바와 같이, 네트워크(324)는 세그먼트 동기를 검출하기 위해서 단축된 2-심볼 상관성 기준 패턴 및 관련된 2-심볼 데이터 상관기를 유리하게 사용한다.
DC 보상 유닛(326)은 복조된 VSB 신호로부터 파일롯 신호 성분에 대한 DC 오프셋 성분을 제거하기 위해서 적응성의 추적 회로를 사용한다. 유닛(328)은 모든 수신된 데이터 세그먼트를 수신기 내의 메모리에 저장된 이상적인 필드 기준 신호와 비교함으로써 데이터 필드 동기 성분을 검출한다. 필드 동기화 외에도, 필드 동기 신호는 채널 균등화기(334)에 연습 신호(training signal)를 제공한다.
NTSC 간섭 검출 및 제거는 복조기(126)의 유닛(201)에 의해서 수행된다. 그 후에, 신호는 블라인드, 연습, 및 결정-유도 모드의 조합에서 동작할 수 있는 채널 균등화기에 의해 적응적으로 균등화된다. 균등화기(334)는 그랜드 얼라이언스 HDTV시스템 사양과 W. 브레틀(W. Bretl) 등에 의한 기사 "AVSB Modem Subsystem Design for Grand Alliance Digital Television Receivers"(1995년 8월, IEEE Trans. Consumer Electronics)에서 설명된 타입의 균등화기일 수 있다. 콤 필터(201)로부터의 출력 데이터스트림은 균등화기(334)로 가기에 앞서서 하나의 샘플/심볼(10.76M 심볼/초) 데이터스트림으로 하향 변환된다. 이러한 하향 변환은 적절한 하향샘플링 네트워크(도면을 간단히 하기 위해 미도시되었음)에 의해서 달성될 수 있다.
균등화기(334)는 채널 왜곡을 정정하지만, 위상 잡음은 심볼 배열을 무작위적으로 회전시킨다. 위상 추적 네트워크(336)는 파일롯 신호에 응하여 앞선 반송파 복구 네트워크에 의해서 제거되지 않은 위상 잡음을 포함해서 균등화기(334)로부터의 출력 신호에 있는 잔류 위상 및 이득 잡음을 제거한다. 트렐리스 디코더(125)의 앞에 있는 도 3에 도시된 구성성분들 모두, 즉 유닛(314, 316, 319, 322, 324, 326, 328, 201, 334, 및 336)은 도 1의 복조기 블록(126)으로 표현된다.
이어서, 복조기(126)의 위상 추적 네트워크(336)에 의해서 출력되는 위상 정정된 신호는 유닛(125)에 의해서 트렐리스 디코딩되고, 유닛(124)에 의해서 디-인터리빙되고, 유닛(123)에 의해서 리드-솔로몬 에러 정정되며, 유닛(127)에 의해서 디스크램블링된다(무작위화 해제된다). 그런 후에, 디코딩된 데이터스트림은 유닛(350)에 의해서 오디오, 비디오, 및 디스플레이 처리가 이루어진다.
튜너(314), IF 프로세서(316), 필드 동기 검출기(328), 균등화기(334), PLL(336), 트렐리스 디코더(125), 디-인터리버(124), 리드-솔로몬 디코더(123), 및디스크램블러(127)는 위에서 언급된 브래틀 등에 의한 기사 및 1994년 4월 4일자의 그랜드 얼라이언스 HDTV 시스템 사양에서 설명된 타입의 회로를 사용할 수 있다. 유닛(319 및 350)의 기능을 수행하는데 적합한 회로는 널리 알려져 있다.
유닛(322)에서의 복조는 반송파 복구를 달성하기 위해서 모든 디지털 자동 위상 제어(APC) 루프에 의해 수행된다. PLL은 최초 획득을 위한 기준으로서 파일롯 성분을 사용하고 위상 획득을 위해 전형적인 위상 검출기를 사용한다. 파일롯 신호는 무작위적인 잡음-유사 패턴을 나타내는 데이터를 포함하는 수신된 데이터스트림에 삽입된다. 무작위적인 데이터는 본질적으로 복조기 APC 루프의 필터링 동작에 의해서 무시된다. ADC(319)로의 10.76M 심볼/초 입력 신호는 5.38 MHz에 VSB 주파수 스펙트럼의 중심을 갖고 2.69 MHz에 위치한 파일롯 성분을 갖는 인접한 기저대역 신호이다. 입력 데이터스트림은 유리하게도 21.52 MHz에서 ADC(319)에 의해 두 번 오버샘플링된다. 유닛(322)으로부터의 복조된 데이터스트림에서, 파일롯 성분은 DC로 주파수 하향 이동된다.
일실시예에서, 복조기(126)는 디지털 복조 유닛(322)을 통해 복조를 수행하고, 상기 복조기(126)가 NTSC 동일-채널 간섭을 검출하였을 때, 상기 복조기(126)는 NTSC 동일-채널 간섭 제거를 수행하기 위해서 콤 필터(201)를 활성시키고, 그렇지 않다면, 콤 필터(201)는 비활성되고 신호를 필터링하지 않는다. 도 2와 관련하여 위에서 설명된 바와 같이, 트렐리스 디코더 유닛(125)은 비-NTSC 간섭 경우에 사용되는 최적의 4-상태 트렐리스 디코더(203)와 NTSC 간섭 경우에 사용되는 부분 응답 8-상태 트렐리스 디코더(202) 둘 모두를 구현할 수 있다. 트렐리스디코더(125)의 최적의 트렐리스 디코더(203)는 유클리드 매트릭을 사용하고, 트렐리스 디코더(125)의 부분 응답 트렐리스 디코더(202)는 아래에서 더 상세하게 설명되는 바와 같이 본 발명에 따른 절단 비-유클리드 준최적 매트릭을 사용한다.
NTSC 간섭 경우에 대한 최적의 비-유클리드 매트릭
본 발명은 본 명세서에서 절단 매트릭으로 지칭되는 매트릭의 집합을 제공하는데, 상기 매트릭의 집합은 NTSC 간섭 경우에 대한 유클리드 매트릭보다 더 적절하다. 본 발명에 따른 절단 매트릭을 사용하기 위해서 부분 응답 트렐리스 디코더(202)를 구성함으로써, 성능을 향상시키는 것이 증가된 복잡도를 통해 허용된다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 절단 매트릭에 대한 두 가지의 비교적 간단한 실시예는 유클리드 매트릭 및 비교적 쉬운 구현에 대해서 1.O dB 및 1.5 dB의 이득을 허용한다.
위에서 설명된 바와 같이, ATSC-HDTV 표준에 따른 ATSC-HDTV 트렐리스 디코더에서, 유클리드 매트릭은 NTSC 간섭이 존재할 때는 최적이 아닌데, 그 이유는 다음의 논의에서 알 수 있는 바와 같이, NTSC 제거 필터(201)가 검출된 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위해 적용될 때 유도되는 상관된 잡음 때문이다.
부분 응답 트렐리스 디코더의 최적 매트릭을 유도하기 위해서, 부분 응답 신호를 제일 먼저 분석하는 것이 유용하다. 이제 도 5를 참조하면, NTSC 간섭 경우에 대해 최적의 비-유클리드 매트릭을 결정하기 위한 도 1의 HDTV 송신 시스템의 양상을 예시하는 간략한 블록도(500)가 도시되어 있다. 도 5에는 시스템(100)의송신기(101)의 트렐리스 인코더(105), 복조기(126)의 콤 필터(201), 및 NTSC 간섭 경우에 수신기(121)에 의해서 사용되는 디코더(125)의 8-상태 부분 응답 트렐리스 디코더(202)(도 1, 2)가 예시되어 있다. 도 5에 예시된 도면에서, x는 데이터 입력 시퀀스이고, z는 인코더 출력 시퀀스, 송신된 시퀀스, 또는 코드워드이고, w는 AWGN 잡음 시퀀스이고, r은 수신된 시퀀스이고, y는 제거 필터 출력 시퀀스이며, x*는 디코딩된 데이터 시퀀스이다. 각각의 샘플(i)에 대해서, 다음과 같은 관계식이 적용될 것이다:
ri=zi+wi
dzI=zi-z(i-1)
dwI=wi-w(i-1)
yi=ri-r(i-1)=dzI+dwI
수학식 1로부터, 트렐리스 디코더(202)는 부분 응답 신호(dzI)와 잡음의 합을 입력단에서 수신한다는 것이 확인된다. 8-VSB 심볼로부터 유도되는 이러한 부분 응답 신호는 15-VSB로도 알려져 있는데, 그 이유는 그것이 15 가지의 가능한 진폭 레벨을 갖기 때문이다.
길이(n)의 확률적 시퀀스 dwn에 대한 다차원적인 가우시안 확률 밀도 함수(PDF)는 수학식 2에 제시된 바와 같이 정의된다:
여기서, det[.]는 행렬식을 나타내고, [.]T는 행렬 이항이며, K-1은 K의 역행렬을 나타내며, K는 길이(n)의 잡음 시퀀스(dwn)에 대한 공분산 행렬이다. 헨리 스타크(Henry Stark)와 존 W. 우즈(John W. Woods)에 의한 "Probability, Random Processes, and Estimation Theory for Engineers"의 제 2판(Englewood Cliffs, N.J.:Prentice Hall, 1994)을 참조하라.
최대 가능성(ML) 결정 규칙을 수학식 2의 PDF에 적용함으로써, 수학식 3으로 주어지는 최적의 매트릭이 유도된다:
NTSC 간섭 경우에 콤 필터에 의해서 유도되는 잡음 상관성으로 인해서, 확률론적인 가우시안 잡음 시퀀스의 공분산 행렬은 비-NTSC 간섭의 경우에서와 같이 단위 행렬의 스케일링된 버전이 아니다. 위에서 언급된 스타크 및 우즈의 문헌을 참조하라. 또한, 역 공분산 행렬(K-1)은 비-제로 계수를 갖는 nxn 행렬일 것이다. 그러므로, 최적의 매트릭은 유클리드 매트릭이 아니고, 또한 시퀀스 길이(n)가 증가함에 따라 복잡도를 증가시킨다. 따라서, NTSC 간섭 경우에 대한 최적의 매트릭은 매우 복잡해질 수 있다.
NTSC 간섭 경우에 대한 절단(준-최적인) 비-유클리드 매트릭
실시예에서, 수학식 3에 의해서 표현된 최적의 비-유클리드 매트릭 대신에, 최적의 비-유클리드 매트릭에 기초한 절단 준최적 매트릭이 디코딩 동안에 트렐리스 디코더(202)에 의해 사용된다. 특히, 절단 매트릭은 이전 샘플의 유한적인 작은 수(m)에 대해 최적의 비-유클리드 매트릭의 조건부 PDF를 절단시킴으로써 획득되고, 상기 m에 조건이 적용된다. NTSC 간섭 경우에 사용되는 절단 매트릭 세트는, 잡음 상관성이 작은 수의 인접한 잡음 샘플로 절단될 때, 유도된다. 일예로서, m=0에 대해서, 모든 조건부 PDF는 i#n의 각 값에 대해서 p(dwI)로 대체되고; m=1에 대해서, 상기 모든 조건부 PDF는 i#n의 각 값에 대해서 p(dwI/dwi-1)로 대체되며, m=2에 대해서, 상기 모든 조건부 PDF는 i#n의 각 값에 대해서 p(dwI/dwI-1dwI-2)로 대체되고, 이후 계속 이러한 방식을 따른다.
절단 매트릭의 일반 값(m)에 대해서, 절단 매트릭은 수학식 4에 의해 제공된다:
여기서, n은 시퀀스 길이이고, m은 절단 상수(m#n)이고, y는 수신된 부분 응답 심볼 및 상관된 잡음의 합이고, dz은 부분 응답 심볼이고, dw은 상관된 잡음이며, dw-m+1=...=dw-1=dw0/0이다. 따라서, 본 발명의 실시예의 절단 매트릭의 집합은 수학식 4에 의해 제공된다.
수학식 4는 n이 증가함에 따른 간단한 반복 구조를 갖고, 그것은 m бn과 같은 최적의 매트릭에 접근한다. m이 증가함에 따라 복잡도도 또한 증가하고, 저장된 매트릭 항의 수와 트렐리스 상태마다의 가산기의 수는 m과 같다. 그러나, 길이(n)의 시퀀스에 대해서, 상태마다의 맹목적인 복잡도는 최적의 매트릭에 필요한 n2대신에 n*m에 비례할 것이다. 그러므로, 충분히 작은 절단 상수(m)를 선택하는 것이 실질적인 구현을 위해 매우 유리하다. 인지될 바와 같이, 트렐리스 디코더(202)에 의한 본 발명의 절단 매트릭의 구현은, 이전 매트릭 항을 저장하여야 하는 필요성을 적절히 조정함으로서, 이전의 HDTV 트렐리스 디코더에서 사용된 절대-유클리드 매트릭의 구현과 유사하다.
대안적인 절단 매트릭
수학식 4의 절단 매트릭 외에도, 대안적인 실시예에서는, 절대-절단 매트릭, 2-계수 제곱 매트릭, 및 절대 2-계수 제곱 매트릭과 같은 절단 매트릭의 변형이 또한 사용될 수 있다. 이러한 매트릭은 용이한 실제적인 구현을 허용하는 동시에, 수학식 4에 관련하여 위에서 설명되어진 절단 매트릭의 실시예를 사용함으로써 획득된 상대적인 이득을 유지한다. 절단 매트릭의 이러한 변형이 아래에서 설명된다.
절대-절단 매트릭
비록 유클리드 매트릭이 제곱 항을 가질 지라도, 비터비 디코더를 구현할 때 종종 생성되는 하나의 근사치는 제곱될 항의 절대값을 매트릭으로써 한정할 것이다. 이것은 매트릭의 크기를 간단하게 하고, 일부 추가적인 저하를 대가로 상태마다의 곱셈기 또는 ROM에 대한 필요성을 제거한다. 대안적인 실시예에서, 유사한 절대값 기술은 본 명세서에서 절대-절단 매트릭으로 지칭되는 절단 매트릭을 유도하기 위해 수학식 4의 절단 매트릭에 적용되고, 여기서 수학식 4는 수학식 5로 된다:
수학식 5의 더욱 실제적인 버전은 분수 계수에 대한 필요성을 제거함으로써, 그것을 정수로 바꿀 것이다. 성능에 있어서는 손실이 없지만 더 많은 비트를 필요로 하는 절대-절단 매트릭이 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
2-계수 제곱 매트릭
수학식 4의 절단 매트릭, 즉 m>1에 대한 절대-절단 매트릭의 한 가지 단점은 분수 계수의 필요성인데, 분수 계수는 상기 분수 계수를 제거할 수 있도록 2의 제곱이 아니거나, 수학식 6에서 처럼, 매트릭 항마다의 증가된 비트 수이다. 그러므로, 또 다른 대안적인 실시예에서는, 분수 계수가 단순히 2의 제곱인 절단 매트릭의 변형이 사용되는데, 이는 이동 레지스터에 의해서 쉽게 구현될 수 있다. 따라서, 일실시예에서, 다음과 같은 2-계수 제곱 매트릭이 사용될 수 있거나:
다음과 같은 그것의 등가의 절대 매트릭이 사용될 수 있다:
또 다른 대안에 있어서는, 수학식 4에서의 절단 매트릭 계수가 가장 근사치의 2 제곱 값으로 대체됨으로써, 수학식 4의 절단 매트릭의 다음과 같은 2-계수 제곱 매트릭 변형을 유도하거나:
다음과 같은 그것의 등가의 절대 매트릭을 유도한다:
여기서, cj는 다음과 같이 정의된다:
및
계수의 선택이 바뀌지만 여전히 2-계수 제곱의 동일한 원리를 사용하거나 일부 다른 쉽게 구현되는 계수를 사용하는 다른 대안적인 실시예가 가능하다.
매트릭 성능
절단 매트릭
절단 매트릭의 성능은 통신 시스템의 소프트웨어 시뮬레이션에 의해서 평가되었다. BER(비트에러율) 대 Eb/No(비트 에너지-잡음 밀도 비율)의 곡선이 Eb/No의 다른 값에 대해서 획득되었다. 문제의 잡음 밀도는 NTSC 제거 필터(201)의 출력에서의 상관된 잡음이 아닌 AWGN 잡음의 밀도이다. 이것은 우리로 하여금 두 트렐리스 디코더, 즉 4-상태(NTSC 간섭이 없음) 디코더(203)와 8-상태 트렐리스 디코더(202)(NTSC 간섭을 있음) 둘 모두의 성능을 비교할 수 있게 한다. 비-NTSC 간섭의 경우에 유클리드 매트릭을 사용하는 4-상태 디코더(203)의 성능은 성능평가기준(benchmark) 또는 최적의 성능인 것으로 고려될 수 있다.
이제 도 6을 참조하면, 본 발명의 절단 트렐리스 디코더 매트릭의 성능을 예시하기 위해서 BER 대 Eb/No곡선을 나타내는 그래프(600)가 도시되어 있다. 특히, 그래프(600)는 세 개의 준-최적의 매트릭(절단 상수 m=0, 1, 및 2)과 관련하여 4-상태 트렐리스 디코더(203){곡선(604)} 및 8-상태 트렐리스 디코더(202)에 대한BER 대 Eb/No(dB) 곡선을 도시하고 있다. 따라서, 8-상태 트렐리스 디코더(202)에 대해 예시된 BER 대 Eb/No곡선은 유클리드 매트릭{곡선(601)}, 본 발명에 따른 제 1 절단 매트릭{곡선(602)}, 및 본 발명에 따른 제 2 절단 매트릭{곡선(603)}을 사용함으로써 발생하는 성능이다. 이러한 곡선은 매트릭에 대한 부동 소수점 연산, 의사-무작위 이진 입력 데이터, 25 개의 트렐리스 브랜치의 경로 매트릭 저장을 통한 비터비 디코딩, 및 포인트 당 적어도 1000 비트 에러를 통해 획득되었다.
도 6에서 도시된 결과는 디코더 성능에 대해 다음과 같은 결론을 유도한다:
(1) 유클리드 매트릭(차수 0, 즉 m=0을 갖는 절단 매트릭과 동일함)을 갖는 8-상태 트렐리스 디코더(202)(NTSC 간섭 경우)는 비-NTSC 간섭 경우에 대하여 관련 BER 범위에서 3.0 내지 3.75 dB의 성능 저하를 갖는다. 위에서 설명된 바와 같이, 이러한 저하는 기본적으로 NTSC 제거 필터(201)가 비-NTSC 간섭 경로에서의 AWGN 잡음 변화의 두 배를 가진 이후의 상관된 잡음 때문이다. 이러한 저하는 대략 3.0 dB의 손실이 초래한다. {위의 오(Oh) 등에 의한 기사를 참조}. 잡음은 이제 상관되는데 유클리드 매트릭은 그러한 상관성을 이용하지 않는다는 사실로부터 추가적인 저하가 발생한다.
(2) 차수 1(m=1)의 절단 매트릭을 갖는 8-상태 트렐리스 디코더(202)는 1.0 dB의 유클리드 매트릭을 통해 성능 향상을 갖는다. 이것은 동일한 Eb/No에 대해 크기의 1 차수까지의 BER 향상을 나타낸다.
(3) 차수 2(m=2)의 절단 매트릭을 갖는 8-상태 트렐리스 디코더(202)는 동일한 Eb/No에 대해 크기의 1 보다 더 큰 차수의 BER 향상을 나타내는, 1.5 dB의 유클리드 매트릭을 통한 성능 향상을 갖는다.
감소 리턴의 원칙으로 인해서, 절단 상수(m)의 더 높은 값에 대한 추가적인 더 작은 이득이 기대된다. 따라서, 실시예에서는, 이득과 복잡도 사이의 바람직한 절충을 위해서, m=1 및 2의 값이 절단 매트릭의 실제적인 구현을 위해 바람직하다. 그러나, IC 설계 기술은 진보하고 실리콘의 원가는 떨어지기 때문에, m의 값을 증가시키는 것을 구현하는데 있어 비교적 수월할 수 있고, 따라서 바람직할 수 있다.
절대-절단 매트릭
이제 도 7을 참조하면, 절단 상수가 m=1 및 2인 경우에 대해 본 발명의 절대-절단 트렐리스 디코더 매트릭의 성능을 예시하기 위해서 BER 대 Eb/No곡선{각각 곡선(702 및 703)}을 도시하는 그래프(700)가 도시되어 있는데, 4-상태 절대-유클리드 매트릭 트렐리스 디코더{비-NTSC 간섭, 곡선(704)} 및 8-상태 절대-유클리드 매트릭 트렐리스 디코더{NTSC 간섭, 곡선(701)} 둘 모두에 대해 비교되어 있다. 곡선은, 매트릭의 절대 버전을 구현할 때 상대적인 이득이 유지된다는 것을 보여주는, 8-상태 절대-유클리드 매트릭 트렐리스 디코더에 각각 비교되는 1.0 dB 및 1.5 dB의 이득을 도시한다.
2-계수 제곱 매트릭
이제 도 8을 참조하면, 절단 상수 m=2인 경우에 대해 본 발명의 절대-2-계수 제곱{곡선(801)} 트렐리스 디코더 매트릭 및 2-계수 제곱{곡선(803)}의 성능을 예시하기 위해서 BER 대 Eb/No곡선을 도시하는 그래프(800)가 도시되어 있는데, 차수 2의 8-상태 절단 매트릭{곡선(804)}과 차수 2의 8-상태 절대-절단 매트릭{곡선(802)} 둘 모두에 대해 비교되어 있다. 곡선은, 2-계수 제곱 및 절대-2-계수 제곱 매트릭이 기본적으로 대응하는 차수 2의 절단 매트릭과 동일한 성능을 갖는다는 것을 나타낸다.
그에 따라서, 본 발명의 절단 매트릭의 집단은 ATSC-HDTV 트렐리스 디코더의 NTSC 동일-채널 간섭 경우에서의 유클리드 매트릭보다 더 나은 성능을 제공한다. 절단 매트릭은 증가된 복잡도를 통해 이득이 증가하도록 허용한다. 특히, 절단 매트릭의 두 가지의 가장 간단한 구현은 유클리드 매트릭에 대해서 1.0 dB 및 1.5 dB의 이득을 허용한다. 이러한 이득은 고려가능한 이득인데, 이것은 트렐리스 디코더의 출력단에서의 비트에러율 측정에 있어 크기의 1 보다 더 큰 차수에 대한 향상을 나타낸다. 매트릭의 더 높은 값은 추가된 복잡도의 대가로 추가적인 이득을 획득할 것이다.
본 발명의 절단 매트릭 트렐리스 디코딩은 ATSC-HDTV 시스템 이외의 시스템, 일예로 트렐리스-인코딩된 디지털 데이터 신호가 복조될 필요가 있고 어떤 목적을 위해 필터링될 필요가 있는 임의의 시스템에서 유리하게 사용될 수 있는데, 여기서, 신호는, 만약 필터링되지 않는다면, 유클리드 매트릭을 사용하는 트렐리스 디코더에 의해 최적으로 디코딩되고, 필터의 사용은 복조된 신호 내의 백색 잡음을 상관된 잡음으로 변환함으로써, 유클리드 매트릭을 통해 필터링된 신호를 트렐리스디코딩하는 것은 더 이상의 최적이 아니다. 그러한 시스템에서, 복잡한 비-유클리드 최적 매트릭이 결정되고, 이러한 비-유클리드 매트릭의 절단 버전이 트렐리스가 필터링된 신호를 트렐리스디코딩할 때 사용된다.
본 발명의 특징을 설명하기 위해 위에서 설명되고 예시되어진 부분들의 상세 사항, 요소, 및 배열에 있어서 여러 변경이 다음의 청구항에서 기술되는 바와 같은 본 발명의 원리 및 범위에서 벗어남이 없이 당업자들에 의해서 이루어질 수 있다는 것이 이해될 것이다.
상술된 바와 같이, 본 발명은 고선명 텔레비전(HDTV) 신호를 수신하는 비디오 시스템 수신기와, 수신된 VSB-변조 HDTV 신호가 NTSC 동일 채널 간섭을 제거하기 위해 복조되어 콤-필터링되어진 이후에 상기 신호를 디코딩하기 위해서 트렐리스 디코더를 사용하는데 있어 이용가능하다.

Claims (14)

  1. 하나의 필드 세그먼트, 복수의 데이터 세그먼트, 및 관련된 동기 성분을 각각 포함하는 연속적인 필드의 그룹으로 포맷되어진 다중 레벨 심볼의 형태로, 고선명 텔레비전(HDTV) 포맷 정보를 나타내는 디지털 데이터를 포함하고 있는 신호를 수신하기 위한 시스템에서의 신호 처리 방법으로서,
    (a) 복조된 신호를 생성하기 위해서 상기 수신된 신호를 복조하는 단계와;
    (b) 필터링된 신호를 생성하기 위해서 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하도록 상기 복조된 신호를 필터링하는 단계와;
    (c) 절단 비-유클리드 매트릭(truncated non-Euclidean metric)을 사용하는 트렐리스 디코더를 통해 상기 필터링된 신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를
    포함하는, 신호 처리 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 측파대(VSB) 변조된 신호인, 신호 처리 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 필터링 단계는 상기 복조된 신호를 콤 필터링하는 단계를 포함하는, 신호 처리 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    단계(a)는 상기 수신된 신호를 복조기를 통해서 복조하는 단계를 포함하고;
    단계(b)는,
    (1) 상기 복조기를 통해서 NTSC 동일-채널 간섭을 검출하는 단계와,
    (2) NTSC 동일-채널 간섭이 상기 복조기에 의해서 검출되는 경우에만, 상기 복조기의 콤 필터를 통해 상기 복조된 신호를 필터링하는 단계를 포함하고;
    단계(c)는, NTSC 동일-채널 간섭이 상기 복조기에 의해서 검출되는 경우에 절단 비-유클리드 매트릭을 사용하는 부분 응답 트렐리스 디코더를 통해 상기 필터링된 신호를 트렐리스 디코딩하고, 그렇지 않으면, 유클리드 매트릭을 사용하는 최적의 트렐리스 디코더를 통해 상기 복조된 신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함하는, 신호 처리 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 부분 응답 트렐리스 디코더는 8-상태 부분 응답 트렐리스 디코더이고, 상기 최적의 트렐리스 디코더는 4-상태 최적 트렐리스 디코더인, 신호 처리 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 부분 응답 트렐리스 디코더와 상기 최적의 트렐리스 디코더는 12 디코더 인터리빙을 수행하기 위해 12 개의 동일한 디코더를 구비하는 트렐리스 디코더에 의해 구현되는, 신호 처리 방법.
  7. 제 1항에 있어서, NTSC 간섭이 존재하고 단계(b)의 필터링 시에 상기 트렐리스 디코더에 의해서 사용될 최적의 매트릭은 필터링된 잡음 샘플의 조건부 확률 밀도 함수(PDF)의 곱에 관련된 최적의 비-유클리드 매트릭이고, 상기 절단 매트릭은, 상기 최적의 비-유클리드 매트릭의 상기 조건부 PDF가 이전 샘플의 유한적인 작은 수(m)로 절단되는 상기 최적의 비-유클리드 매트릭의 절단 버전이며, 상기 m에 조건이 적용되는, 신호 처리 방법.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 절단 매트릭의 일반적인 값(m)에 대해서, 상기 절단 매트릭은으로 제공되고, 여기서 n은 시퀀스 길이이고, m은 절단 상수(m#n)이고, y는 수신된 부분 응답 심볼과 상관된 잡음의 합이고, dz는 부분 응답 심볼이고, dw은 상관된 잡음이며, dw-m+1=...=dw-1=dw0/0인, 신호 처리 방법.
  9. 제 8항에 있어서, m=1인, 신호 처리 방법.
  10. 제 9항에 있어서, m=2인, 신호 처리 방법.
  11. 제 1항에 있어서, 상기 절단 매트릭은 절대-절단 매트릭(absolute-truncated metric)인, 신호 처리 방법.
  12. 제 1항에 있어서, 상기 절단 매트릭은 2-계수 제곱 매트릭(power-of-two-coefficient metric)인, 신호 처리 방법.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 2-계수 제곱 매트릭은 절대-2-계수 제곱 매트릭인, 신호 처리 방법.
  14. 디지털 데이터를 포함하는 트렐리스 인코딩 신호를 수신하기 위한 시스템에서의 신호 처리 방법으로서,
    (a) 백색 잡음을 갖는 복조된 신호를 생성하기 위해서 수신된 신호를 복조하는 단계로서, 백색 잡음을 갖는 상기 복조된 신호는 유클리드 매트릭을 사용하여 신호를 트렐리스 디코딩함으로써 최적으로 트렐리스 디코딩될 수 있는, 복조 단계와;
    (b) 필터링된 신호를 생성하기 위해서 상기 복조된 신호를 필터링하는 단계로서, 상기 필터링은 상기 신호의 상기 백색 잡음을 상관된 잡음으로 변환하는, 필터링 단계와;
    (c) 절단 비-유클리드 매트릭을 사용하는 트렐리스 디코더를 통해 상기 필터링된 신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를
    포함하는, 신호 처리 방법.
KR1020027007838A 1999-12-21 2000-12-18 Ａｔｓｃ-ｈｄｔｖ 트렐리스 디코더에서 ｎｔｓｃ 간섭 제거를 위한 절단 매트릭을 이용하는 신호 처리 방법 KR100782088B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17292099P 1999-12-21 1999-12-21
US60/172,920 1999-12-21
US09/603,655 US6449002B1 (en) 1999-12-21 2000-06-26 Truncated metric for NTSC interference rejection in the ATSC-HDTV trellis decoder
US09/603,655 2000-06-26

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20020065585A true KR20020065585A (ko) 2002-08-13
KR100782088B1 KR100782088B1 (ko) 2008-04-25

Family

ID=26868603

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020027007838A KR100782088B1 (ko) 1999-12-21 2000-12-18 Ａｔｓｃ-ｈｄｔｖ 트렐리스 디코더에서 ｎｔｓｃ 간섭 제거를 위한 절단 매트릭을 이용하는 신호 처리 방법

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6449002B1 (ko)
JP (1) JP4886142B2 (ko)
KR (1) KR100782088B1 (ko)
CN (1) CN1231046C (ko)
AU (1) AU2269401A (ko)
CA (1) CA2394280C (ko)
MX (1) MXPA02006113A (ko)
WO (1) WO2001047253A1 (ko)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6690739B1 (en) * 2000-01-14 2004-02-10 Shou Yee Mui Method for intersymbol interference compensation
US6934317B1 (en) * 2000-10-11 2005-08-23 Ericsson Inc. Systems and methods for communicating spread spectrum signals using variable signal constellations
US6744474B2 (en) * 2000-12-13 2004-06-01 Thomson Licensing S.A. Recursive metric for NTSC interference rejection in the ATSC-HDTV trellis decoder
KR100402244B1 (ko) * 2001-04-16 2003-10-17 주식회사 하이닉스반도체 연속에러신호를 이용한 엔티이에스씨이 신호 제거 필터의선택 장치 및 방법
US7020828B2 (en) * 2001-10-23 2006-03-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Trellis encoder with rate 1/4 and 1/2 for a backward compatible robust encoding ATSC DTV transmission system
KR20030049302A (ko) * 2001-12-14 2003-06-25 한국전자통신연구원 디지털 방송 시스템에서의 기저대역 부호화 장치 및 그를이용한 주파수 변조 방법
US7200193B2 (en) * 2002-01-30 2007-04-03 The Aerospace Corporation Quadrature vestigial sideband digital communications method and system with correlated noise removal
CN1679338B (zh) 2002-09-06 2010-06-23 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于改进的先进电视制式委员会数字电视系统的参数编码
KR100920723B1 (ko) * 2002-10-08 2009-10-07 삼성전자주식회사 동적환경변화에 적응가능한 단일반송파 전송시스템 및 그방법
CN100440878C (zh) * 2004-03-12 2008-12-03 重庆邮电学院 基于循环前缀单载波系统的格形译码解调器及解调方法
CN1977506A (zh) * 2004-05-12 2007-06-06 汤姆森特许公司 经由dc偏移进行的载波相位模糊度校正
JP4428156B2 (ja) * 2004-06-28 2010-03-10 ソニー株式会社 復号装置および方法、プログラム記録媒体、プログラム、並びに記録再生装置
US8780957B2 (en) 2005-01-14 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Optimal weights for MMSE space-time equalizer of multicode CDMA system
CN101171843B (zh) 2005-03-10 2010-10-13 高通股份有限公司 用于多媒体处理的内容分类
US20070064156A1 (en) * 2005-09-19 2007-03-22 Mediatek Inc. System and method for removing co-channel interference
US8879635B2 (en) 2005-09-27 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Methods and device for data alignment with time domain boundary
US20070206117A1 (en) * 2005-10-17 2007-09-06 Qualcomm Incorporated Motion and apparatus for spatio-temporal deinterlacing aided by motion compensation for field-based video
US8654848B2 (en) * 2005-10-17 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for shot detection in video streaming
US8948260B2 (en) 2005-10-17 2015-02-03 Qualcomm Incorporated Adaptive GOP structure in video streaming
US9131164B2 (en) 2006-04-04 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Preprocessor method and apparatus
JP4674647B2 (ja) * 2008-11-21 2011-04-20 ソニー株式会社 通信装置、および信号処理方法
JP4735747B2 (ja) * 2008-11-21 2011-07-27 ソニー株式会社 通信装置、および通信フレームフォーマット、並びに信号処理方法
CN105577179B (zh) * 2015-12-14 2018-05-08 北京无线电计量测试研究所 一种相位噪声可控的载波信号的生成方法
CN114598756B (zh) * 2020-12-01 2024-03-12 深圳Tcl数字技术有限公司 一种alp数据包的处理方法、存储介质及电子设备

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61210435A (ja) * 1985-03-14 1986-09-18 Nec Corp ビタビ最▲ゆう▼推定装置
JPH03154521A (ja) * 1989-11-13 1991-07-02 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 軟判定復号情報出力機能付ビタビ復号器
DE4326487C2 (de) 1992-09-16 1995-02-09 Konrad Michael Dipl Ing Weigl Adaptives Filter
US5508752A (en) 1994-04-12 1996-04-16 Lg Electronics Inc. Partial response trellis decoder for high definition television (HDTV) system
US5648822A (en) * 1995-05-19 1997-07-15 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference using a variable-comb filter for digital TV transmission
JP3171772B2 (ja) * 1995-08-23 2001-06-04 沖電気工業株式会社 ビタビ復号方法及びビタビ復号装置
KR0172885B1 (ko) * 1995-08-25 1999-03-20 구자홍 에이치디티브이용 통합 트렐리스 디코더
US5923711A (en) * 1996-04-02 1999-07-13 Zenith Electronics Corporation Slice predictor for a signal receiver
US5841819A (en) * 1996-04-09 1998-11-24 Thomson Multimedia, S.A. Viterbi decoder for digital packet signals
US5787129A (en) * 1996-10-11 1998-07-28 Zenith Electronics Corporation Decoder for a trellis encoded signal corrupted by NTSC co-channel interference and white noise
KR100238311B1 (ko) * 1997-08-04 2000-01-15 윤종용 시뮬캐스트 수신기의 동일채널 간섭 제거기와 그 방법
CA2247555C (en) * 1997-09-19 2001-12-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Ntsc interference detectors using comb filters that suppress dtv pilot carrier to extract ntsc artifacts
US6253345B1 (en) * 1998-11-13 2001-06-26 Broadcom Corporation System and method for trellis decoding in a multi-pair transceiver system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2003518834A (ja) 2003-06-10
KR100782088B1 (ko) 2008-04-25
CA2394280A1 (en) 2001-06-28
US6449002B1 (en) 2002-09-10
CA2394280C (en) 2009-10-13
JP4886142B2 (ja) 2012-02-29
CN1231046C (zh) 2005-12-07
WO2001047253A1 (en) 2001-06-28
AU2269401A (en) 2001-07-03
MXPA02006113A (es) 2004-10-15
CN1433631A (zh) 2003-07-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3978137B2 (ja) 信号処理方法
KR100782088B1 (ko) Ａｔｓｃ-ｈｄｔｖ 트렐리스 디코더에서 ｎｔｓｃ 간섭 제거를 위한 절단 매트릭을 이용하는 신호 처리 방법
US6973137B2 (en) Apparatus and method for generating robust ATSC 8-VSB bit streams
KR100915846B1 (ko) 결정 피드백 등화기에서 에러 전파를 감소시키기 위한결정 피드백 시퀀스 추정을 위한 방법 및 장치
KR100871072B1 (ko) 격자 코드화된 시스템들용 2 스테이지 등화기
US5512957A (en) Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission
JP4446399B2 (ja) 相異なる種々のフォーマットで符号化されたビデオ信号を復号する装置
KR19990028865A (ko) 비디오 신호의 복조 및 디코딩을 위한 장치
JP2004533753A (ja) Ａｔｓｃ方式高品位テレビ受信機におけるトレリスデコーダのトレースバック出力を使用する判定帰還型等化器データの作成
US6201563B1 (en) Trellis code modulation decoder structure for advanced digital television receiver
KR101528647B1 (ko) 코드 개선된 스태거캐스팅
US8861581B2 (en) Receivers for processing vestigial sideband signals and processing methods thereof
KR20070071459A (ko) 피드백을 갖는 트렐리스 디코더 구조의 ｄｔｖ 수신기 및디코딩 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121102

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131101

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141107

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151030

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161028

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171027

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181112

Year of fee payment: 12