CN1422106A

CN1422106A - 光源装置

Info

Publication number: CN1422106A
Application number: CN02154347A
Authority: CN
Inventors: 冈本昌士; 横田利夫
Original assignee: Ushio Denki KK
Current assignee: Ushio Denki KK
Priority date: 2001-11-26
Filing date: 2002-11-26
Publication date: 2003-06-04
Anticipated expiration: 2022-11-26
Also published as: CN100483606C; TW588394B; JP3736438B2; US6894437B2; US20030098659A1; JP2003163093A

Abstract

本发明旨在提供可避免声共振的HID灯管的光源装置，该装置由一对电极相对设置的放电灯管和启动所述放电灯管并向所述电极供给放电电流的供电装置(Ex)连接而成，所述供电装置(Ex)设有用以调整对所述放电灯管的供电量的开关元件，并给所述开关元件的大致周期性的开关动作加入相位调制。

Description

光源装置

技术领域

本发明涉及例如作为投影机光源使用的，采用高压水银放电灯及金属卤化物灯等的高亮度放电灯管(HID灯管)的光源装置。

背景技术

HID灯管等放电灯管被用于液晶投影机及DLP^TM(德州仪器公司)投影机等的光学装置用光源装置中。放电灯管的驱动方式有：放电灯管两极的电极极性即一端为阴极另一端为阳极的关系不发生改变的DC驱动；以及阴极和阳极的关系大致周期交替的AC驱动。在AC驱动中，其极性变化的速度，即驱动频率可以在数十赫兹到数兆赫兹的大频率范围内驱动。

但是，在这种放电灯管中，放电空间起到声共振腔的作用，如果共振频率和供给电流的频率成分一致或接近时，发生称之为声共振的现象。

通常，所述共振频率根据灯管的形状存在几种情况，共振频率值本身依存于尺寸及放电空间内的气体的声速，每种灯管，或是即使灯管的种类相同，如果放电空间的形状尺寸有差异，那么每个灯管的共振频率也会有变化，即使是同一个灯管，如果灯管的温度有变化共振频率也会有变化。

供电装置的驱动方式为所述DC驱动的场合，会对电流脉动及其高次谐波成分产生共振。并且，驱动方式为所述AC驱动的场合，会对驱动频率以及其高次谐波成分产生共振；另外，如果在驱动半周期中存在脉动，则也会对其脉动成分及其高次谐波成分产生共振。

声共振一经发生，由于放电电弧在放电空间内振动，投影机画面的照度出现闪动，严重时，会发生放电消失的情况。如前所述，由于声共振频率因灯管条件不同会有各种变化，并且会对供电装置的各种频率成分产生共振，要想使灯管的声共振频率和供电装置的频率成分稳定地分离非常困难。

在传统技术中，例如特开昭63-58793号中公开了限制脉动成分的频率和脉动率的提案。但是如前所述，因在稳定地分离灯管的声共振频率和供电装置的频率成分上存在困难，存在不能实现分离的情况。另外，例如在特开昭60-262392号中公开的将完全不发生声共振的频带和能够发生频带在规定周期切换的方式，但这并不适用于不存在完全不发生声共振的频带的场合。

特表2001-505360号以及美国专利局专利公报5859505号中公开了测定灯管点亮的稳定性，可动地切换频率的装置，但因其构造复杂成本也高。

另外，关于此类切换频率方式，当噪音过滤器或具有部分谐振电路、准谐振电路等频率特性的周边电路存在的场合，特性在频率切换前后发生变化，由此存在发光量可能变化等问题。为不使此变化发生，例如需要加快灯管功率控制的反馈响应等，从而存在电路技术要求高、成本增加的问题。

发明内容

本发明目的是提供可避免声共振的不良情况的HID灯管的光源装置。

为解决本课题，本发明第一方面是，在连接有一对电极相对放置的放电灯管和为启动所述放电灯管，供给所述电极放电电流的供电装置(Ex)的光源装置中，所述供电装置(Ex)使用调整所述放电灯管供电量的开关元件；其特征在于：在所述开关元件的大致周期的开关动作上加入相位调制。

本发明第二方面是，在连接有一对电极相对放置的放电灯管和为启动所述放电灯管，供给所述电极放电电流的供电装置(Ex)的光源装置中，所述供电装置(Ex)是对所述放电灯管进行AC驱动供电的装置；其特征在于：在大致周期性的AC驱动的供电动作的上加入了相位调制。

本发明的第三方面是，在启动放电灯管供给放电电流的供电装置(Ex)中，使用调整所述放电灯管供电量用的开关元件；其特征在于：在所述开关元件的大致周期性的开关动作上加入了相位调制。

本发明的第四方面是，在启动放电灯管供给放电电流的供电装置(Ex)中，对所述放电灯管进行AC驱动的供电；其特征在于：在大致周期性的AC驱动的供电动作中加入相位调制。

图1给出了一例采用所述DC驱动方式的本发明的光源装置的经简化的结构。其构成如下：在供电装置(Ex)中，降压斩波器型的镇流电路(Bx)获得来自PFC等DC电源(Mx)的供给电压进行动作来调整对放电灯管(Ld)的供电量。在所述镇流电路(Bx)中，通过FET等开关元件(Qx)控制DC电源(Mx)的电流通断，经由扼流线圈(Lx)给平滑电容器(Cx)充电，此电压加在放电灯管(Ld)上，从而使电流在放电灯管(Ld)上流过。

另外，在所述开关元件(Qx)导通期间，流过开关元件(Qx)的电流直接给平滑电容器(Cx)充电并供给作为负荷的放电灯管(Ld)电流，同时以磁通量的形式将能量储存在扼流线圈(Lx)中；在所述开关元件(Qx)截止期间，以磁通量的形式储存在扼流线圈(Lx)的能量，经由续流二极管(Dx)向平滑电容器(Cx)充电，并供给放电灯管(Ld)电流。

在所述降压斩波器型的镇流电路(Bx)中，可以用所述开关元件(Qx)在导通期间对所述开关元件(Qx)的动作周期之比，即占空因数，来调整向所述放电灯管的供电量。

在启动器(Ui)中，用灯管电压(VL)经由电阻(Ri)给电容器(Ci)充电。栅驱动电路(Gi)一经激活，由于硅可控整流器等构成的开关元件(Qi)导通，所述电容器(Ci)通过变压器(Ki)的一次侧线圈(Pi)放电，在二次侧线圈(Hi)产生生高压脉冲。

在启动器(Ui)的二次侧线圈(Hi)发生的高压，与镇流电路(Bx)的输出电压重叠加在电极(E1，E2)间，可以起动放电灯管(Ld)的放电。

栅驱动信号产生电路(Upm)产生其有一定占空因数的栅驱动信号(Sg)，所述栅驱动信号(Sg)经由栅驱动电路(Gx)控制所述开关元件(Qx)的栅极端子，从而控制来自所述DC电源(Mx)的电流的通断。

其结构被适当设置，以通过电流检测装置(Ix)和电压检测装置(Vx)检测流经所述放电灯管(Ld)的电极(E1，E2)间的电流(IL)和发生于电极(E1，E2)间的灯管电压(VL)。

另外，所述电流检测装置(Ix)可以采用分流电阻简单实现，所述电压检测装置(Vx)可以可以采用分压电阻简单实现。

来自所述电流检测装置(Ix)的灯管电流信号(Si)，以及来自所述电压检测装置(Vx)的灯管电压信号(Sv)被输入到供电控制电路(Fx)，确定灯管电流信号(Si)的目标值，以使灯管电流(IL)和灯管电压(VL)之积即灯管功率达到要求值，并通过调整误差积分信号(Sf)减少其目标值和实测值的误差。

在栅驱动信号产生电路(Upm)中，基于所述误差积分信号(Sf)，通过所述脉宽调制，设定适当的占空因数，产生被反馈控制的所述栅驱动信号(Sg)。

首先，对本发明的第一方面进行说明。

如前所述，所述开关元件(Qx)由于反复通断动作，在供给放电灯管(Ld)的电流中含有脉动的成分。

具体来说，所述开关元件(Qx)导通时，由扼流线圈(Lx)供给的电流大致线性地增加，因此灯管电流也大致线性地增加；相反，所述开关元件(Qx)截止时，由扼流线圈(Lx)供给的电流大致线性地减少，因此灯管电流也大致线性地减少；也就是灯管电流包含以某平均值为中心的重复增减的脉动成分。

此脉动成分和放电灯管(Ld)所具有的声共振频率一致或接近时发生声共振。共振现象一般在系统受到共振频率近旁的周期性扰动时，系统有选择地积蓄振动能量后发生。因而，即使系统受到与共振频率一致的扰动，但是作为有害程度的共振现象出现需要一段积蓄能量的共振生长时间，也就是存在时间上的延迟。

如用其它共振现象的类比来说明此现象，可以列举将重锤和支点用线连接的振摆系统。振摆的振动频率取决于线的长度，此振动频率即为共振频率。

假设开始振摆为静止状态，当将所述支点以与共振频率相等的频率用微小的振幅水平移动时，由于共振振摆被给予振动能量，静止的振摆慢慢增大振幅，在开始移动所述支点的同时，振摆并没有激烈地振动。

另外，在共振现象中，一般振摆振动的相位，相对扰动的支点运动的相位大约有90度的滞后。

图2a是本发明中所述开关元件(Qx)通断的重复动作中加入了相位调制的情况概念性示图。另外，此相位调制在所述图1的栅驱动信号产生电路(Upm)中可以在进行脉宽调制时同时进行。

根据本发明的第一方面，对所述开关元件(Qx)的周期的开关动作将期间(τ011)较其它周期延长，并加上适当量的相移，即通过加入相位调制可以使生长的灯管声共振在期间(τ011)以前衰减。

再次用前面所述的振摆的例子说明此状况，以共振频率移动支点而开始增大的振摆的振动，通过适当地错开移动支点(频率不变)的相位，可以使振摆的振幅趋向减小。

另外，这种场合，为有效地减小振摆的振幅，使支点运动的相位相对振摆的相位保持大约90度的滞后。

当然，即使由于是在期间(τ011)的相移，使灯管的声共振衰减，共振在一段时间仍开始向增大的趋势生长，所以经过适当的时间后在期间(τ012)内，必须再次进行相移，此相移的附加需要周期性地或大致周期性地重复。此重复频度的适合值需要在实验中求得。

另外，前面关于振摆的例子的说明可知，在期间(τ011，τ012，...)加与的相移从大约90度的超前状态向大约90度的滞后状态大约要做180度的相移，但灯管的声共振的场合是非线性的，不一定180度就最适合，需要在实验中求得适当的相移量，即适当的相位超前或滞后量。

关于在期间(τ011，τ012，...)中相移的加与方法，除了如前述图2a所示的通过开关元件(Qx)的截止期间的延长的加与方法以外，也可以如图2b在期间(τ021，τ022，...)导通期间的延长来加与。再有如图2c在期间(τ031，τ032，...)截止期间的缩短，以及如图2d在期间(τ041，τ042，...)导通期间的缩短来加与。

此外，如图2a～d所示，除了在一个导通期间或一个截止期间加与一次必要的相移外，也可在多个导通或截止期间加与一次的相移。例如，图3a是将截止间期间(τ111)和导通期间期间(τ112)延长，图3b是将截止期间(τ121，τ122)延长，图3c是将导通期间(τ131，τ132)延长，图3d是将截止期间(τ141，τ143)和导通期间(τ142，τ144)缩短，图3e是将导通期间(τ151，τ152)缩短，图3f是将截止期间(τ161，τ162)缩短等。

另外，在图1中，记述了使用降压斩波器作为镇流电路(Bx)的情况，图4所示的使用升压斩波器，以及图5所示的使用反相斩波器的情况，或即使是其它方式的镇流电路，对于依靠开关元件进行大致周期性的开关动作的装置，本发明均能产生良好的效果。

以上根据DC驱动方式的光源装置进行了说明。这种放电灯管在点灯时，灯管电流脉动的影响在AC方式的场合也同样存在。这是因为，例如，在放电灯管上加矩形波的交流放电电压时，极性反相后，到下一次反相为止的半个周期期间，短期间地与DC驱动没有什么改变，因此，在所述DC驱动的场合发生的现象在AC驱动的场合也会发生。

对于图6所示的通过在所述降压斩波器的镇流电路(Bx)的后级，补加FET等开关元件(Q1，Q2，Q3，Q4)而构成全桥式倒相器(Ub)，对放电灯管(Ld’)加上矩形波的交流放电电压的AC驱动方式的光源装置，在其镇流电路(Bx)的降压斩波器中，对其开关元件(Qx)的开关动作也可以应用本发明，并发挥了良好的效果。

另外，在图6所示的全桥式倒相器(Ub)中，可以只导通FET等的开关元件(Q1)和开关元件(Q4)的状态和只导通开关元件(Q2)和开关元件(Q3)的状态使交互重复动作得以产生。此时，为使开关元件(Q1)和开关元件(Q4)，开关元件(Q2)和开关元件(Q3)不同时导通，在所述的两种状态之间，例如，插入不让任何开关元件导通的短暂期间。这样，各开关元件的控制根据来自倒相器控制电路(Fh)的信号，经由各开关元件上附属的栅驱动电路(G1，G2，G3，G4)来进行。

当然，作为图6所示的镇流电路(Bx)，即使使用所述的升压斩波器或反相斩波器，对于镇流电路(Bx)开关元件的开关动作可以应用本发明，并发挥了良好的效果。

另外，作为倒相器如图6所示在全桥式方式以外，例如半桥式方式等场合，也可以应用本发明，并发挥了良好的效果。

以下，就本发明的第二方面进行说明。

例如，如所述图6所示，在AC驱动方式的光源装置中，关于脉动的影响前面已经阐述过，但假设没有镇流电路(Bx)发生的脉动，由于倒相器的AC驱动成分，也有可能产生灯管的声共振。

因为，即使加在灯管的电压是矩形波，因而灯管电流也是矩形波时，但由于其上升(以及下降)速度有限，因灯管电流的绝对值的波形不会完全是直流，即便基本频率偏低，其高频谐波成分也会有和灯管的声共振频率一致或接近的情况，另外，随着倒相器的频率的提高，即使灯管电流为正弦波，其基本频率也会有和灯管的声共振频率一致或接近的场合。

图7a是本发明中所述倒相器的反相的重复动作的概念性示图。纵轴表示灯管电压(VL)。

按照本发明的第二方面，对于所述倒相器的周期性的反相动作，可以通过延长期间(τ211)加与适当的相移，即通过加入相位调制，可以使生长的灯管的声共振在期间(τ211)以前衰减。

当然，即使由于在期间(τ211)的相移灯管的声共振有所衰减，共振在一段时间仍开始向增大的趋势生长，所以经过适当的时间后在期间(τ212)内，必须再次进行相移，此相移的附加需要周期地或大致周期地重复。此重复加与的频度的适合值要在实验中求得。

另外，在期间(τ211，τ212，...)加与的相移从大约90度的超前状态向大约90度的滞后状态大约要做180度的移动，但由于灯管的声共振是非线性的，不一定180度就最适合，需要在实验中求得适当的相位量，即求得适当的相位超前或滞后量。

关于在期间(τ211，τ212，...)相移的加与方法，除了如图7a所示的灯管电压通过在一个极性的某个期间的延长来加与方法以外，也可以如图7b在期间(τ221，τ222，...)灯管电压在一个极性的某个期间的缩短来加与。

此外，如所述图7a，b，除了灯管电压在一个某一极性的期间加与一次必要的相移外，也可在灯管电压的多个某极性的期间加与一次相移。例如，如图8a是将灯管电压在某个极性的期间(τ311)以及紧接的灯管电压的另一极性的期间(τ312)的延长，图8b是将灯管电压在一个极性的期间(τ321，τ322)的延长，图8c是将灯管电压在一个极性的期间(τ331，τ333)，和灯管电压在另一极性的期间(τ332，τ334)缩短，图8d是将灯管电压在一个极性的期间(τ341，τ342)缩短。

当然，对于所述图6的镇流电路(Bx)，都可以与其方式中(分为降压斩波器及升压斩波器，反相斩波器等情况)无关地应用本发明。另外，作为倒相器，入图6所示，在全桥式方式以外，例如半桥式方式的场合，也可适用本发明，并发挥了良好的效果。

这里，参照传统技术部分，就与切换频率方式即频率调制方式的差异进行简单阐述。频率调制和在本发明中应用的相位调制都是所谓角度调制的调制方式之一，但二者有区别。

如传统技术部分所述，在应用HID灯管的供电装置的场合，关于频率调制方式，在有频率特性的周边电路存在的场合，存在频率切换前后特性变化的问题。为此，例如，灯管的亮度，在以某频率驱动期间和以其它频率驱动期间有变化，或由于频率切换而使特性发生变化，在反馈系统完成亮度修正前的过渡期间，有时会产生灯管的亮度发生变化等问题。

但是，在本发明应用的相位调制方式的场合，供电装置的斩波器或倒相器的频率几乎到处都相同，在使相位变化发生的部分，只不过产生在周期性中瞬间的不均一性，因此，本发明的优点在于：即使存在具有频率特性的周边电路，相位变化的影响就整体比率而言极其微小。

为此，即使在想用部分谐振电路、准谐振电路等技术减低斩波器的开关损失的场合，可以一并使用本发明的相位调制技术，这并不会损害其技术特点。

当然，也可以将本发明的第一方面与第二方面并用。

附图说明

图1是本发明的降压斩波器方式的供电装置的DC驱动方式光源装置的结构简示图。

图2是一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器的动作示图。

图3是又一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器的动作示图。

图4是一例升压斩波器的示图。

图5是一例反相斩波器的示图。

图6是一例本发明的AC驱动方式光源装置结构的简略示图。

图7是一例本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器的动作示图。

图8是又一例本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器的动作示图。

图9一例本发明的光源装置的供电控制电路及栅驱动信号产生电路的结构示图。

图10是一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器用栅调制电路的结构示图。

图11是一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器用相位调制控制电路的结构示图。

图12是一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器的动作示图。

图13是一例本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器控制电路的结构示图。

图14是一例本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器的动作示图。

图15是一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器能力控制电路的一部分和栅驱动信号产生电路，或本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器控制电路的结构示图。

图16是又一例本发明的光源装置的供电装置的斩波器能力控制电路的一部分和栅驱动信号产生电路，或本发明的AC驱动方式光源装置的供电装置的倒相器控制电路的结构示图。

【符号说明】

Ad1 缓冲器

Ad2 缓冲器

Ad3 缓冲器

Adc AD转换器

Ade 运算放大器

Bx 镇流电路

Cd1 积分电容器

Ch1 电容器

Ci 电容器

Cj1 电容器

Ck1 电容器

Ckh 定时脉冲

Ckw 定时脉冲

Cmh1 比较器

Cmj1 比较器

Cmv 比较器

Cmw1 比较器

Cmw2 比较器

Cw1 电容器

Cwt 电容器

Cx 平滑电容器

Cxr 平滑电容器

Cxu 平滑电容器

Dac DA转换器

Dd1 二极管

Dd2 二极管

Dd3 二极管

Dd4 二极管

Dw1 二极管

Dw2 二极管

Dx 续流二极管

Dxr 二极管

Dxu 二极管

E1 电极

E2 电极

Ex 供电装置

FFH1 延迟触发器

FFh1 双稳态触发器

FFt1 延迟触发器

FFt2 延迟触发器

FFt3 延迟触发器

Fh 倒相器控制电路

Fx 供电控制电路

G1 栅驱动电路

G2 栅驱动电路

G3 栅驱动电路

G4 栅驱动电路

Gh1 门

Gh2 门

Gi 栅驱动电路

Gndx 地线

Gs1 信号

Gs2 信号

Gt1 门

Gwt 门

Gx 栅驱动电路

Gxr 栅驱动电路

Gxu 栅驱动电路

Hi 二次侧线圈

IC1 集成电路

IL 灯管电流

Ix 电流检测装置

Jt1 跨接线端子

Jt2 跨接线端子

Jt3 跨接线端子

Jt4 跨接线端子

Ki 变压器

Ld 放电灯管

Ld’ 放电灯管

Lx 扼流圈

Lxr 扼流圈

Lxu 扼流圈

Mpu 微处理器单元

Mx DC电源

Osck 振荡器

Osct 发信器

Pi 一次侧线圈

Q1 开关元件

Q2 开关元件

Q2、Q3开关元件

Q3 开关元件

Q4 开关元件

Qd1 晶体管

Qh1 晶体管

Qh2 晶体管

Qh3 晶体管

Qi 开关元件

Qj1 晶体管

Qk1 晶体管

Qw1 晶体管

Qw2 晶体管

Qw3 晶体管

Qx 开关元件

Qxr 开关元件

Qxu 开关元件

Rd1 上拉电阻

Rd2 电阻

Rd3 电阻

Rd4 电阻

Rd5 下拉电阻

Rd6 加速电阻

Rh1 电阻

Rh2 电阻

Rh3 电阻

Rh4 电阻

Rh5 电阻

Rh6 电阻

Rh7 电阻

Rh8 电阻

Ri 电阻

Rj1 电阻

Rj2 电阻

Rj3 电阻

Rj4 分压电阻

Rj5 分压电阻

Rk1 电阻

Rk2 电阻

Rk3 电阻

Rw1 电阻

Rw2 电阻

Rw3 电阻

Rw4 电阻

Rw5 电阻

Rw6 电阻

Rw7 分压电阻

Rw8 分压电阻

Rw9 电阻

Rwt 电阻

Sd2 斩波器驱动目标信号

Sd3 信号

Sd4 信号

Sd5 控制对象信号

Sd6 信号

Sd7 信号

Sf 误差积分信号

Sf’ 信号

Sg 栅驱动信号

Sh1 充电电压信号

Sh3 信号

Sh4 反相信号

Si 灯管电流信号

Sk 灯管电流上限信号

Sm 相位调制信号

Sm’ 相位调制信号

Sm2 相位调制信号

St 斩波器能力控制目标信号

St0 信号

St1 信号

St2 信号

St3 信号

St4 反相信号

St5 信号

Sv 灯管电压信号

Sw1 充电电压信号

Sw2 信号

Sxt 斩波器能力控制目标信号

Sxv 灯管电压数据

T11 端子

T12 端子

T21 端子

T22 端子

Th 单稳态多谐振荡器

Tk 单稳态多谐振荡器

Tw 单稳态多谐振荡器

Ub 倒相器

Uc 灯管电流上限信号发生电路

Ud 斩波器能力控制电路

Ui 启动器

Ui’ 启动器

Uosc 振荡块

Uosc’ 振荡块

Upm 栅驱动信号产生电路

Ut 相位调制控制电路

Ut’ 相位调制控制电路

Uw 栅调制电路

VL 灯管电压

Vcc DC电压源

Vd1 基准电压源

Vd2 基准电压源

Vd3 电压源

Vx 电压检测装置

Xpu 综合控制部分

St1 信号

τ011 期间

τ012 期间

τ021 期间

τ022 期间

τ031 期间

τ032 期间

τ041 期间

τ042 期间

τ111 期间

τ112 期间

τ121 期间

τ122 期间

τ131 期间

τ132 期间

τ141 期间

τ142 期间

τ143 期间

τ144 期间

τ151 期间

τ152 期间

τ161 期间

τ162 期间

τ211 期间

τ212 期间

τ221 期间

τ222 期间

τ311 期间

τ312 期间

τ331 期间

τ332 期间

τ333 期间

τ334 期间

τ341 期间

τ342 期间

τ411 期间

τ412 期间

τ511 期间

具体实施方式

实施例1

首先就本发明第一方面的第一实施例进行说明。图9示出了在所述图1记述的本发明的光源装置中的供电控制电路(Fx)以及栅驱动信号产生电路(Upm)的经简化的结构例。

所述灯管电压信号(Sv)被输入到综合控制部(Xpu)内的AD变频器(Adc)，转换为位数适当的数字化的灯管电压数据(Sxv)后，再输入到微处理器单元(Mpu)。

这里，微处理器单元(Mpu)包括：CPU及程序存储器、数据存储器、时钟脉冲发生电路、时间记数器、数字信号输出输入用的IO控制器等。

微处理器单元(Mpu)基于参照了所述灯管电压数据(Sxv)的计算及适应当时系统的状态条件的判断，产生后述的斩波器能力控制电路(Ud)所需的斩波器能力控制目标数据(Sxt)。所述斩波器能力控制目标数据(Sxt)通过DA转换器转换成模拟的斩波器能力控制目标信号(St)，输入到斩波器能力控制电路(Ud)。

另外，用以规定许可灯管电流(IL)的上限值ILmax的灯管电流上限信号(Sk)由灯管电流上限信号发生电路(Uc)发生，被输入到斩波器能力控制电路(Ud)。

在所述斩波器能力控制电路(Ud)内，所述斩波器能力控制目标信号(St)，以及所述的灯管电流上限信号(Sk)，分别经由根据需要设置的放大器或缓冲器(Ad1)和二极管(Dd1)，以及根据需要设置的放大器或缓冲器(Ad2)和二极管(Dd2)，一起连接于上拉电阻(Rd1)的一端，从而产生斩波器驱动目标信号(Sd2)。另外，所述上拉电阻(Rd1)的另一端接在有适当电压的基准电压源(Vd1)上。

因此，所述斩波器驱动目标信号(Sd2)成为从与所述斩波器能力控制目标信号(St)对应的信号(Sd3)或与所述灯管电流上限信号(Sk)对应的信号(Sd4)中选择的任何不大的一方的信号。

换言之，所述综合控制部(Xpu)对所述斩波器驱动目标信号(Sd2)加以控制，以使得在所述斩波器能力控制电路(Ud)内，以硬件方式使灯管电流(IL)不超过所述灯管电流上限信号(Sk)；例如在用所述灯管电压数据(Sxv)除以对应于额定功率的常数、算出为达到额定功率所需的电流(IL)值、作为与此值对应的信号产生等某些方法，产生了所述斩波器能力控制目标信号(St)后的场合，即使该信号不适合。

顺便提及，由于经由所述AD变频器(Adc)及微处理器单元(Mpu)的控制，因动作速度慢(若快的话成本变高)，例如在灯管的放电状态急剧变化等情况发生时，其动作的迟缓使得所述斩波器能力控制目标信号(St)的不适合的情况可能发生，这样以硬件方式构成电流限制功能，从保护灯管及供电装置的观点来看是有益的。

另一方面，所述灯管电流信号(Si)，经由根据需要设置的放大器或缓冲器(Ad3)和二极管(Dd3)，接在一端和地线(Gndx)连接的下拉电阻(Rd5)的另一端上，从而产生控制对象信号(Sd5)。

另外，所述灯管电压信号(Sv)通过比较器(Cmv)跟具有和所述空载开路电压对应的电压的基准电压源(Vd2)的电压相比较，如果所述灯管电压信号(Sv)高于空载开路电压，则晶体管(Qd1)成为截止或激活状态，从适当的电压源(Vd3)经由电阻(Rd4)和二极管(Dd4)，向所述下拉电阻(Rd5)流入电流，从而使所述控制对象信号(Sd5)的电平提高。

相反，当所述灯管电压信号(Sv)低于空载开路电压时，因所述晶体管(Qd1)成为导通状态，所以来自所述电压源(Vd3)的电流被短路，所述控制对象信号(Sd5)成为与所述灯管电流信号(Si)对应的信号。

这是因为，由所述下拉电阻(Rd5)和二极管(Dd3)，以及二极管(Dd4)构成的电路，与各二极管的阳极侧的信号(Sd6)和信号(Sd7)中任何不小的一方对应的电压被选择，在下拉电阻(Rd5)上发生。

再有，关于所述比较器(Cmv)，通过在其输出端子和非反相输入端上插入正反馈电阻(图示省略)，使比较动作有滞后现象存在，可以防止比较输出变化时出现意想不到的振荡现象。

通过这样的结构，即使输出电流几乎停止，在所述灯管电流信号(Si)几乎不能加入的状态下，所述灯管电压信号(Sv)将要高于所述空载开路电压时，通过所述控制对象信号(Sd5)的急剧上升，灯管电压(VL)总是以硬件方式被大致控制在空载开路电压以下。

所述斩波器驱动目标信号(Sd2)用电阻(Rd2)和电阻(Rd3)分压，被输入到运算放大器(Ade)的反相输入端。

另一方面，所述控制对象信号(Sd5)被输入到所述运算放大器(Ade)的非反相输入端。而且，所述运算放大器(Ade)的输出，即所述误差积分信号(Sf)经由积分电容器(Cd1)和加速电阻(Rd6)反馈至反相输入端，因此，所述运算放大器(Ade)对经所述斩波器驱动目标信号(Sd2)的电阻(Rd2)和电阻(Rd3)分压的电压，起着对所述控制对象信号(Sd5)的电压差进行积分的误差积分电路的作用。

所述误差积分信号(Sf)被输入到所述栅驱动信号产生电路(Upm)的栅调制电路(Uw)，产生经PMW调制的所述栅驱动信号(Sg)。所述栅调制电路(Uw)，接受相位调制控制电路(Ut)的相位调制信号(Sm)，在产生所述栅驱动信号(Sg)时，加入相位调制。

再有，所述栅调制电路(Uw)还产生所述相位调制控制电路(Ut)的动作所需的定时脉冲(Ckw)。

图10是所述栅调制电路(Uw)的经简化的结构例示图。从具有适当电压的DC电压源(Vcc)经由电阻(Rw6)给电容器(Cw1)充电。充电的速度由所述电阻(Rw6)的阻值和所述电容器(Cw1)的静电容量确定。所述电容器(Cw1)的电压，即充电电压信号(Sw1)如图12a所示在时间轴上单调增加。

DC电压源(Vcc)的电压，经过分压电阻(Rw7，Rw8)以适当的分压比分压，并输入到比较器(Cmw1)的一个输入端子。另外，所述充电电压信号(Sw1)被输入到所述比较器(Cmw1)的另一输入端子，与所述分压电阻(Rw7，Rw8)的电压进行比较。

如所述充电电压信号(Sw1)的电压高于所述分压电阻(Rw7，Rw8)的电压，所述比较器(Cmw1)就输出高电平信号(Sw2)(图12b)，接收到该信号后，单稳态多谐振荡器(Tw)产生有一定时间宽度的、高电平的所述定时脉冲(Ckw)(图12c)。

如前所述，所述定时脉冲(Ckw)在被送至所述相位调制控制电路(U)的同时，经由电阻(Rw5)使晶体管(Qw3)处于导通状态，由此所述电容器(Cw1)放电，所述充电电压信号(Sw1)大致降至0伏，此状态在所述定时脉冲(Ckw)为高电平期间被维持。

而且，经过所述单稳态多谐振荡器(Tw)的设定时间，所述定时脉冲(Ckw)回到低电平，晶体管(Qw3)变成截止状态，所述电容器(Cw1)再开始充电。因重复这样的动作，所述充电电压信号(Sw1)大致呈锯齿状的波形(图12a)。

再有，所述单稳态多谐振荡器(Tw)的高电平的时间宽度的长短至少要能够确保通过所述晶体管(Qw3)的电容器(Cw1)放电可靠地进行。图10示出的一例是，对于所述比较器(Cmw1)的信号(Sw2)，以用采用电阻(Rwt)和电容器(Cwt)的延迟电路的输出(Get)，在门上加掩码的方式这种最简单的情况，也可采用其它方式。

通过将所述误差积分信号(Sf)经由电阻(Rw9)与二极管(Dw1，Dw2)连接到有适当电压的DC电压源(Vcc)上，从所述电阻(Rw9)的二极管(Dw2)侧的端子取得的信号(Sf’)成为比所述误差积分信号(Sf)增加了二极管(Dw1，Dw2)的正向电压偏置的信号。比较器(Cmw2)将此信号(Sf’)和大致呈锯齿波形的所述充电电压信号(Sw1)作比较。于是，产生在所述充电电压信号的电压(Sw1)高于所述信号(Sf’)的电压的期间成为高电平的所述栅驱动信号(Sg)。在图12a中，用虚线表示所述信号(Sf’)的电平，而在图12i中表示了，在所述充电电压信号(Sw1)高于该电平的期间(τ412)，所述栅驱动信号(Sg)成为高电平的情况。

从所述栅驱动信号产生电路(Upm)输出的所述栅驱动信号(Sg)被输入到所述栅驱动电路(Gx)后，所述灯管电流信号(Si)与所述灯管电压信号(Sv)对开关元件(Qx)动作作出反馈的反馈控制系统便完成。

再有，如前所述，因为所述信号(Sf’)在误差积分信号(Sf)中加入了偏置的信号，因此，即使假设所述误差积分信号(Sf)为零，所述栅驱动信号(Sg)的占空因数则为小于100％的某最大值，即在最大占空因数Dmax以下。

加入的偏置量，可以通过增减二极管(Dw1，Dw2)的数量，或替换成有适当的齐纳电压的齐纳二极管等来加以更改。

图11是所述相位调制控制电路(Ut)的经简化的结构例。由发信器(Osct)产生用以规定给所述栅调制电路(Uw)加入相位调制的周期的信号(St0)(图12d)。

此信号通过延迟触发器(FFt1)变换成同步信号(St1)(图12e)。进而它可通过延迟触发器(FFt2，FFt3)产生被延迟的信号(St2，St3)(图12f，g)。另外，使用所述定时脉冲(Ckw)，作为延迟触发器(FFt1，FFt2，FFt3)动作用的时钟信号。

因为延迟最多的信号(St3)和延迟较少的信号的反相信号(St4)(现在，通过向跨接端子(Jt1)的跨接，信号(St1)的反相信号作为所述反相信号(St4)被选择)被输入到NOR逻辑门(Gt1)，所以只在所述定时脉冲(Ckw)的规定周期期间(τ411)(现在，只是所述定时脉冲(Ckw)的两个周期)从此门(Gt1)产生高电平的信号(St5)(图12h)。

所述信号(St5)(通过跨接于跨接端子(Jt3)选择)作为所述相位调制信号(Sm)被送到所述栅调制电路(Uw)。在所述栅调制电路(Uw)中，根据由电阻(Rw1，Rw2)与晶体管(Qw1)形成的反相电路，所述相位调制信号(Sm)在高电平的期间(τ411)经由电阻(Rw3)使晶体管(Qw2)成为导通状态，再由DC电源(Vcc)经由电阻(Rw4)向所述电容器(Cw1)供给充电电流。

如前所述，通常经由电阻(Rw6)给电容器(Cw1)充电。但在所述相位调制信号(Sm)为高电平的期间也经由电阻(Rw4)进行充电，如图12a的期间(τ411)所示，所述充电电压信号(Sw1)的波形在充电期间斜率增加，所述栅驱动信号(Sg)的周期，即高电平的期间和低电平的期间缩短，其结果所述开关元件(Qx)的导通期间和截止期间都被缩短，相位调制得以实现。再有，这种情况和前面图3d所示的相对应。

这时，灯管电流(IL)的脉动，图12j中以实线示意地表示。跟期间(τ411)以及在其后的用点划线表示的地方的没有相位调制的场合相比，有相移发生；从而体现了可避免由灯管的声共振带来的不良情况的功能。

另外，图10的所述栅调制电路(Uw)的所述电阻(Rw4)越小，所述相位调制信号(Sm)在高电平期间的所述开关元件(Qx)的周期缩短程度越大，因此，可以通过调整所述电阻(Rw4)值来调整在期间(τ411)加入的相移量。

并且，在图11的所述相位调制控制电路(Ut)中，说明了将跨接线连接在跨接线端子(Jt1)的情况。通过将它用跨接线连接到跨接线端子(Jt2)上，可以更改为所述开关元件(Qx)的导通期间和截止期间只能缩短所述定时脉冲(Ckw)的一个周期。

这样，由于在所述定时脉冲(Ckw)的周期数和输入门(Gt1)的两个信号的延迟级数差相等的期间，所述开关元件(Qx)的导通期间和截止期间被缩短，可以适当地增减延迟触发器的数量，来调整所述开关元件(Qx)的导通期间和截止期间被缩短的所述定时脉冲(Ckw)的周期数。

另外，在图11的所述相位调制控制电路(Ut)中，说明了将跨接线连接在跨接线端子(Jt1)的场合。通过将它用跨接线连接到跨接线端子(Jt4)上，由于所述相位调制信号(Sm)反相，所述开关元件(Qx)的导通期间与截止期间均可被延长，从而可以进行改变以实现相位调制。再有，如此跨接线端子(Jt4)和跨接线端子(Jt2)同时使用的情况如图3a所示。

实施例2

接着基于本发明的第二方面对第二实施例进行说明。

图13是在所述图6中记载的本发明的AC驱动方式的光源装置中的所述倒相器控制电路(Fh)的经简化的结构例。

所述图13中的振荡块(Uosc’)与所述图10中的振荡块(Uosc)结构相同，动作也相同，详细说明从略。另外，相位调制控制电路(Ut’)与所述图11中的相位调制控制电路(Ut)结构相同，动作也相同，详细说明从略。

因此，所述振荡块(Uosc’)中的电容器(Cw1)的充电电压信号(Sh1)与单稳态多谐振荡器(Th)产生的定时脉冲(Ckh)，以及相位调制控制电路(Ut’)产生的相位调制信号(Sm’)的情况如图14a，b，c所示。

所述定时脉冲(Ckh)作为时钟脉冲向延迟触发器(FFH1)供给，而所述延迟触发器(FFH1)的输出的反相信号(Sh4)作为其输入信号被输入，因此，所述延迟触发器(FFH1)输出的信号(Sh3)在所述定时脉冲(Ckh)每次上升时，将其输出反相(图14d，e)。

另一方面，因为所述定时脉冲(Ckh)和来自所述延迟触发器(FFH1)的信号(Sh3)被输入到NOR逻辑门(Gh1)，以及所述定时脉冲(Ckh)和来自所述延迟触发器(FFH1)的反相信号(Sh4)被输入到NOR逻辑的门(Gh2)，所以所述门(Gh1)输出的信号(Gs1)和所述门(Gh2)输出的信号(Gs2)，如图14f，g所示，在所述定时脉冲(Ckh)为高电平的期间，交替变成低电平和高电平。

通过用所述信号(Gs1)控制用以控制所述全桥式的倒相器(Ub)的所述开关元件(Q1，Q4)的所述栅驱动电路(G1，G4)，并通过用所述信号(Gs2)控制用以控制所述开关元件(Q2，Q3)的所述栅驱动电路(G2，G3)，可以驱动所述全桥式的倒相器(Ub)(图14h)。

来自所述相位调制控制电路(Ut’)的所述相位调制信号(Sm’)变成高电平时，由于跟先前关于所述栅调制电路(Uw)和所述相位调制控制电路(Ut)的说明中所描述的动作相同，在所述相位调制信号(Sm’)为高电平期间(τ511)，来自所述延迟触发器(FFH1)的所述信号(Sh3)及其所述反相信号(Sh4)的周期被缩短，所述信号(Gs1)及所述信号(Gs2)的周期也被缩短。因此，如前所述，对于倒相器的周期性的反相动作，能够给予适当量的相移。由此可知，可实现避免灯管声共振的不良情况发生的功能。

再有，依据本发明构成所述图9记述的斩波器能力控制电路(Ud)、所述图10记述的栅调制电路(Uw)，以及所述图13记述的倒相器控制电路(Fh)时，可以使用集成了与所述运算放大器(Ade)、振荡块(Uosc，Uosc’)的一部分、比较器(Cmw2)、触发器(FFh1)和门(Gh1，Gh2)相当的元件的市售的集成电路(例如，德州仪器公司制TL494、日本电气(株)制μPC 494等)。

图15给出的经简化的结构例，表示了用所述集成电路(IC1)使用TL494，构成所述斩波器能力控制电路(Ud)的一部分以及栅驱动信号产生电路(Upm)，来产生斩波器驱动用的所述栅驱动信号(Sg)时的情况。

通过将电阻(Rj3)连接在所述所述集成电路(IC1)的振荡频率确定电阻连接端子上，将电容器(Cj1)连接在所述集成电路(IC1)的振荡频率确定电容器连接端子上，使所述集成电路(IC1)动作，所述电容器(Cj1)中会出现与图12a相同的锯齿波信号；因此，由分压电阻(Rj4，Rj5)产生适当的阈电压，用比较器(Cmj1)将它和所述的电容器(Cj1)的电压进行比较，可以产生与图12c相同的定时脉冲(Ckw)。

通过将该定时脉冲(Ckw)输入所述相位调制控制电路(Ut)，可产生与所述图12h相同的相位调制信号(Sm)。通过所述相位调制信号(Sm)在高电平期间经由电阻(Rj1)使晶体管(Qj1)处于导通状态，又因插入与所述电阻(Rj3)并联的电阻(Rj2)，所以，在此期间所述集成电路(IC1)的振荡周期变短，进行与所述图12的期间(τ411)相同的动作。结果与所述图12i一样，可产生加入了相位调制的栅驱动信号(Sg)。

并且，构成所述倒相器控制电路(Fh)，产生倒相器驱动用的所述信号(Gs1，Gs2)的场合，也可以应用所述图15的电路，与该图不同的部分被记在括号内。通过将所述比较器(Cmj1)的输出作为定时脉冲(Ckh)输入到所述相位调制控制电路(Ut’)，在产生与所述图14c相同的相位调制信号(Sm’)后，与所述14f，g相同的相位调制信号(Sm’)即被产生。基于此使倒相器(Ub)动作，结果可以实现如图14h所示的、加入相位调制的倒相器动作。

并且，在所述图15的电路中，所述栅驱动信号(Sg)，在使所述集成电路(IC1)的振荡周期的各周期产生脉冲的方式下动作，另一方面，所述信号(Gs1，Gs2)需要在所述集成电路(IC1)的振荡周期的每两个周期进行一次使脉冲交替产生的方式下动作，为此，所述集成电路(IC1)被按照从这两种方式中选择目标方式的要求加以设定。

当然，由于所述图15的电路用于斩波器驱动时和用于倒相器驱动时，所述集成电路(IC1)的振荡频率不同，需要将电容器(Cj1)的值设定在适合各频率的值上。

以上就将相位调制信号(Sm，Sm’)与定时脉冲(Ckw，Ckh)同步转移的情况进行了说明，但也可以将电路简化，采用非同步转移的方式。图16是用与前述相同的TL494作为所述集成电路(IC1)，构成所述斩波器能力控制电路(Ud)的一部分及所述栅驱动信号产生电路(Upm)，产生斩波器驱动用的所述栅驱动信号(Sg)时的简略结构例。

此电路与所述图15的电路不同的是，省略了基于电容器(Cj1)的电压信号来产生定时脉冲(Ckw)的部分，此外，为了取得与所述相位调制信号(Sm)类似、但非同步的信号，通过产生确定相位调制的周期用的振荡器(Osck)信号的、例如在脉冲前沿部分激活单稳态多谐振荡器(Tk)，产生与所述相位调制信号(Sm)类似的、具有一定时间宽度的相位调制信号(Sm2)。

这样，通过使相位调制信号(Sm2)和所述集成电路(IC1)的振荡周期非同步，相位调制出现非重现的情况，例如，在所述相位调制信号(Sm2)使低电平的脉冲发生的场合，所述图2的a和b，以及图3a的情况混合发生；但即使这样，所述相位调制信号(Sm2)的时间宽度是一定的，因此，此期间加与的相移量大体是固定的，因此，假如其时间宽度被适当地设定，就能够有效地避免由相位调制带来的灯管的声共振的不良情况。

还有，与关于所述图15的电路的说明完全相同地构成所述倒相器控制电路(Fh)，产生倒相器驱动用所述信号(Gs1，Gs2)的场合，也可以采用所述图15的电路。

当然，本发明是在放电灯管中开始放电后，特别是在电弧放电开始后起作用的装置，因此，与所述启动器(Ui，Ui’)的结构以及所述启动器(Ui，Ui’)向放电灯管施加所发生高压的方法无关。

因此，例如，即使在放电灯管的放电空间内或密封体的外面设辅助电极，在两个主放电用电极的任一方和所述辅助电极之间施加来自启动器的高压的、(DC驱动或AC驱动方式的)外部触发方式的光源装置中，本发明也可发挥了良好的效果。

本说明书所述的电路结构，是为说明本发明的光源装置的动作、功能及作用所需的最小限度的内容。因此，在实施例中说明的电路动作的详细事项，例如基于信号的极性、具体的电路元件的选择、补加和省略，或元件的采购的便利以及经济上的理由所进行的变更等具有创见的窍门，在实际装置的设计工作中，以尽力完成为前提。

尤其是针对过电压、过电流及过热等破损因素采取的保护供电装置的FET等开关元件等电路元件的保护机构、或为减低伴随供电装置的电路元件的动作发生的辐射噪声及传导噪声发生，及不使发生的噪声传到外部的机构，例如，缓冲电路、可变电阻、钳位二极管、(含pulse by pulse(逐一脉冲式)的)电流限制电路、共模或正常模的噪音过滤器扼流圈、噪音过滤器电容器等，根据需要，以在实施例中所记述的电路结构的各部中补加为前提。

本发明的光源装置的结构，不限定在本说明书的实施例等中所记述的电路形式，也不限定于实施例等中所记述的波形及定时图。例如，相位调制控制电路(Ut，Ut’)中，示出了将产生用以规定加入相位调制的周期的信号(St0)的发信器(Osct)装在光源装置内的例子；但是也可将它设置于外部，例如，跟装有光源装置的投影机等光学装置本体设置在一侧；信号(St0)也可在光学装置本体的图像处理上以适当的定时产生，以此供给本光学装置。

另外，例如，图1中的所述供电控制电路(Fx)的所述综合控制部(Xpu)，将与灯管电压(VL)对应的所述灯管电压信号(Sv)进行AD转换，并基于它设定了所述斩波器能力控制目标信号(St)，将与灯管电流(IL)对应的所述灯管电流信号(Si)也进行AD转换，对所述斩波器能力控制目标信号(St)进行修正设定，以使取得的电流值与目标电流值一致；由此，使得各电路元件参数偏差的影响得到修正，提高精度和功能；或者反过来使结构简单化，例如，取消所述微处理器单元(Mpu)，代之于采用更简单控制电路的简化光源装置的各种多样化的结构形式，在这种场合本发明的效果也能得以良好发挥。

【发明的效果】

本发明第一方面的光源装置，能够避免DC驱动或AC驱动的放电灯管的声共振带来的不良情况。

本发明第二方面的光源装置，能够避免AC驱动的放电灯管的声共振带来的不良情况。

Claims

1.一种光源装置，其特征在于：

在由一对电极相对设置的放电灯管和启动所述放电灯管并供给所述电极放电电流的供电装置(Ex)连接而成的光源装置中，

所述供电装置(Ex)采用调整所述放电灯管的供电量的开关元件，并给所述开关元件的大致周期性的开关动作加入相位调制。

2.一种光源装置，其特征在于：

所述供电装置(Ex)向所述放电灯管进行AC驱动供电，并给大致周期性的AC驱动的供电动作加入相位调制。

3.一种供电装置，其特征在于：

在起动放电灯管并供给放电电流的供电装置(Ex)中，

使用了调整放电灯管供电量的开关元件，并给所述开关元件的大致周期性的开关动作加入相位调制。

4.一种供电装置，其特征在于：

在起动放电灯管并供给放电电流用的供电装置(Ex)中，

对所述放电灯管进行AC驱动供电，并给大致周期性的AC驱动供电动作加入相位调制。