JP2003163093A - 光源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】音響共鳴の不都合を回避したＨＩＤランプ光源
装置を提供すること。 【解決手段】一対の電極が対向配置された放電ランプ
と、前記放電ランプを始動し、前記電極に放電電流を供
給するための給電装置（Ｅｘ）とを接続してなる光源装
置において、前記給電装置（Ｅｘ）は、前記放電ランプ
への給電量調整のためにスイッチング素子を使用するも
のであって、前記スイッチング素子の略周期的なスイッ
チング動作に対して、位相変調を加えるように光源装置
を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、プロジェ
クタ用の光源として使用される、高圧水銀放電ランプや
メタルハライドランプ等の高輝度放電ランプ（ＨＩＤラ
ンプ）を用いた光源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】液晶プロジェクタやＤＬＰ^ＴＭ（テキサ
ス・インスツルメンツ）プロジェクタ等の光学装置ため
の光源装置においては、ＨＩＤランプなどの放電ランプ
が使用される。放電ランプの駆動に関しては、放電ラン
プの両極の電極の極性、すなわち一方が陰極で他方が陽
極という関係が変化しないＤＣ駆動と、陰極と陽極の関
係が略周期的に交代するＡＣ駆動とがある。また、ＡＣ
駆動においては、その極性変化の速さ、すなわち駆動周
波数については、数十ヘルツから数メガヘルツまで、広
い周波数での駆動が可能である。

【０００３】ところで、このような放電ランプにおいて
は、放電空間が音響的共鳴空洞のはたらきを示し、もし
この共鳴周波数と給電電流の周波数成分が一致もしくは
近接する場合は、音響共鳴と呼ばれる現象が発生する。

【０００４】一般に、前記共鳴周波数はランプの形状に
応じて複数のものが存在し、共鳴周波数の値自体は、寸
法や放電空間内のガスの音速に依存するため、ランプの
種類毎に、またランプの種類が同じでも、放電空間の形
状寸法にバラツキがあれば個々のランプ毎に共鳴周波数
は変化し、さらに同じランプであっても、ランプの温度
が変われば共鳴周波数は変化する。

【０００５】給電装置の駆動方式が前記ＤＣ駆動の場合
は、電流リプルおよびその高調波成分に対して共鳴す
る。また駆動方式が前記ＡＣ駆動の場合は、駆動周波数
およびその高調波成分に対して共鳴し、さらに駆動半周
期のなかにリプルが存在すれば、そのリプル成分および
その高調波成分に対しても共鳴する。

【０００６】音響共鳴が発生すると、放電空間内におい
て放電アークが振動するために、プロジェクタ画面の照
度にチラツキが現れたり、程度のひどい場合は、放電が
立ち消えてしまう場合がある。前記したように、音響共
鳴周波数は、ランプの条件に応じて様々に変化するし、
給電装置の様々な周波数成分に対して共鳴するため、ラ
ンプの音響共鳴周波数と給電装置の周波数成分とを安定
的に分離することが非常に困難であった。

【０００７】従来技術において、例えば特開昭６３−５
８７９３号においては、リプル成分の周波数とリプル率
を制限するものが開示されているが、前記したように、
ランプの音響共鳴周波数と給電装置の周波数成分とを安
定的に分離することが困難であるため、実現不可能の場
合もあった。また、例えば特開昭６０−２６２３９２号
においては、音響共鳴が全く発生しない周波数帯と、発
生しうる周波数帯とを、所定の周期で切り換えるものが
開示されているが、音響共鳴が全く発生しない周波数帯
が存在しない場合は適用できない。

【０００８】特表２００１−５０５３６０号、および米
国許庁特許公報５８５９５０５号においては、ランプ点
灯の安定性を測定し、動的に周波数を切り換えるものが
開示されているが、構造が複雑でコスト高となる問題が
あった。

【０００９】また、これらの、周波数を切り換える方式
については、ノイズフィルタや部分共振回路、擬似共振
回路などの周波数特性を有する周辺回路が存在する場合
は、周波数の切り換えの前後で特性が変化し、これによ
り、発光量が変化する可能性があるなどの問題があっ
た。またこの変化を生じないようにするためには、例え
ばランプ電力制御のフィードバック応答を速くするなど
のさらなる工夫が必要で、回路技術が高度化し、コスト
高となる問題があった。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、音響共鳴の
不都合を回避したＨＩＤランプ光源装置を提供すること
を目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明の請求項１の発明は、一対の電極が対向配置
された放電ランプと、前記放電ランプを始動し、前記電
極に放電電流を供給するための給電装置（Ｅｘ）とを接
続してなる光源装置において、前記給電装置（Ｅｘ）
は、前記放電ランプへの給電量調整のためにスイッチン
グ素子を使用するものであって、前記スイッチング素子
の略周期的なスイッチング動作に対して、位相変調を加
えることを特徴とするものである。

【００１２】本発明の請求項２の発明は、一対の電極が
対向配置された放電ランプと、前記放電ランプを始動
し、前記電極に放電電流を供給するための給電装置（Ｅ
ｘ）とを接続してなる光源装置において、前記給電装置
（Ｅｘ）は、前記放電ランプにＡＣ駆動の給電を行うも
のであって、略周期的なＡＣ駆動の給電動作に対して、
位相変調を加えることを特徴とするものである。

【００１３】

【作用】図１に、前記したＤＣ駆動方式による、本発明
の光源装置の構成の、簡略化された一例を示す。給電装
置（Ｅｘ）において、降圧チョッパ型のバラスト回路
（Ｂｘ）は、ＰＦＣ等のＤＣ電源（Ｍｘ）より電圧の供
給を受けて動作し、放電ランプ（Ｌｄ）への給電量調整
を行う。前記バラスト回路（Ｂｘ）においては、ＦＥＴ
等のスイッチ素子（Ｑｘ）によってＤＣ電源（Ｍｘ）よ
りの電流をオン・オフし、チョークコイル（Ｌｘ）を介
して平滑コンデンサ（Ｃｘ）に充電が行われ、この電圧
が放電ランプ（Ｌｄ）に印加され、放電ランプ（Ｌｄ）
に電流を流すことができるように構成されている。

【００１４】なお、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオン状
態の期間は、スイッチ素子（Ｑｘ）を通じた電流によ
り、直接的に平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と負荷で
ある放電ランプ（Ｌｄ）への電流供給が行われるととも
に、チョークコイル（Ｌｘ）に磁束の形でエネルギーを
蓄え、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオフ状態の期間は、
チョークコイル（Ｌｘ）に磁束の形で蓄えられたエネル
ギーによって、フライホイールダイオード（Ｄｘ）を介
して平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と放電ランプ（Ｌ
ｄ）への電流供給が行われる。

【００１５】前記降圧チョッパ型のバラスト回路（Ｂ
ｘ）においては、前記スイッチ素子（Ｑｘ）の動作周期
に対する、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオン状態の期間
の比、すなわちデューティサイクル比により、前記放電
ランプへの給電量を調整することができる。

【００１６】スタータ（Ｕｉ）においては、抵抗（Ｒ
ｉ）を介して、ランプ電圧（ＶＬ）によってコンデンサ
（Ｃｉ）が充電される。ゲート駆動回路（Ｇｉ）を活性
化すると、サイリスタ等よりなるスイッチ素子（Ｑｉ）
が導通することにより、前記コンデンサ（Ｃｉ）がトラ
ンス（Ｋｉ）の１次側巻線（Ｐｉ）を通じて放電し、２
次側巻線（Ｈｉ）に高電圧パルスを発生する。

【００１７】スタータ（Ｕｉ）の２次側巻線（Ｈｉ）に
発生した高電圧は、バラスト回路（Ｂｘ）の出力電圧に
重畳されて電極（Ｅ１，Ｅ２）間に印加され、放電ラン
プ（Ｌｄ）の放電を始動することができる。

【００１８】ゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）はある
デューティサイクル比を有するゲート駆動信号（Ｓｇ）
を生成し、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）は、ゲート駆動
回路（Ｇｘ）を介して、前記スイッチ素子（Ｑｘ）のゲ
ート端子を制御することにより、前記したＤＣ電源（Ｍ
ｘ）よりの電流のオン・オフが制御される。

【００１９】前記放電ランプ（Ｌｄ）の電極（Ｅ１，Ｅ
２）間を流れるランプ電流（ＩＬ）と、電極（Ｅ１，Ｅ
２）間に発生するランプ電圧（ＶＬ）とは、電流検出手
段（Ｉｘ）と、電圧検出手段（Ｖｘ）とによって、検出
できるように構成される。なお、前記電流検出手段（Ｉ
ｘ）については、シャント抵抗を用いて、また前記電圧
検出手段（Ｖｘ）については、分圧抵抗を用いて簡単に
実現することができる。

【００２０】前記電流検出手段（Ｉｘ）よりのランプ電
流信号（Ｓｉ）、および前記電圧検出手段（Ｖｘ）より
のランプ電圧信号（Ｓｖ）は、給電制御回路（Ｆｘ）に
入力され、ランプ電流（ＩＬ）とランプ電圧（ＶＬ）の
積であるランプ電力が所期の値となるように、ランプ電
流信号（Ｓｉ）の目標値を決定し、その目標値と実測値
の誤差が減少するように、誤差積分信号（Ｓｆ）が調整
される。

【００２１】ゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）におい
ては、前記誤差積分信号（Ｓｆ）に基づき、パルス幅変
調により適当なデューティサイクル比が与えられ、フィ
ードバック的に制御された前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）
を生成する。

【００２２】先ず、本発明の請求項１の発明について説
明する。前記したように、前記スイッチ素子（Ｑｘ）は
オンとオフとを繰り返す動作をするため、放電ランプ
（Ｌｄ）への供給電流にはリプル成分が含まれる。具体
的には、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオンになると、チ
ョークコイル（Ｌｘ）から供給される電流が、概ね直線
的に増加するため、ランプ電流も概ね直線的に増加し、
逆に前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオフになると、チョー
クコイル（Ｌｘ）から供給される電流が、概ね直線的に
減少するため、ランプ電流も概ね直線的に減少する。す
なわち、ランプ電流は、ある平均的な値を中心にして、
増加と減少を繰り返すリプル成分を含んでいる。

【００２３】このリプル成分が、放電ランプ（Ｌｄ）の
もつ音響共鳴周波数と一致もしくは近接すると、音響共
鳴が発生する。一般に共鳴現象は、系に共鳴周波数近辺
の周期的な擾乱が与えられた場合に、系が振動エネルギ
ーを選択的に蓄積して行くことにより発生する。したが
って、系に共鳴周波数に一致した擾乱が与えられても、
有害な程度の共鳴現象として現れるためには、このエネ
ルギー蓄積のための共鳴の成長時間、すなわち時間的な
猶予が存在することになる。

【００２４】これを別の共鳴現象とのアナロジーで説明
するならば、例えば重りと支点とを糸で結んだ振り子の
系を挙げることができる。振り子の振動周波数は糸の長
さで決まり、この振動周波数が共鳴周波数となる。

【００２５】始め、振り子は静止していたとして、共鳴
周波数に等しい周波数にて、前記支点を微小な振幅で水
平に動かした場合、共鳴によって振り子に振動エネルギ
ーが与えられるが、静止していた振り子が徐々に振幅を
増大させるのであって、前記支点を動かし始めると同時
に、振り子が激しく振動するわけではない。

【００２６】なお、共鳴現象においては、一般に振り子
の振動の位相は、擾乱である支点運動の位相に対して約
９０度の遅れを持つ。

【００２７】図２ａは、本発明における前記スイッチ素
子（Ｑｘ）のオンとオフとを繰り返す動作に位相変調を
与える様子を概念的に示す図である。なお、この位相変
調は、前記図１のゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）に
おいて、パルス幅変調を行う際に、同時に行うことがで
きる。

【００２８】本発明の請求項１の発明に従い、前記スイ
ッチ素子（Ｑｘ）の周期的なスイッチング動作に対し
て、期間（τ０１１）を、他の周期より延長することに
より、適当な量の位相シフトを与える、すなわち位相変
調を加えることにより、期間（τ０１１）以前において
成長したランプの音響共鳴を減衰させることができる。

【００２９】この状況を、再び先述の振り子の例におい
て説明するならば、支点を共鳴周波数で動したことによ
り増大し始めた振り子の振動が、支点を動かす（周波数
は変えずに）位相を適当にずらすことにより振り子の振
幅を減少に向かわせることができる。

【００３０】なお、この場合、振り子の振幅の減少を効
果的に行うためには、振り子の振動の位相に対して、支
点運動の位相が約９０度の遅れを持つようにする。

【００３１】当然ながら、期間（τ０１１）における位
相シフトによりランプの音響共鳴を減衰させたとして
も、やがては共鳴は増大に向かって成長し始めるため、
適当な時間が経過後の期間（τ０１２）において、再度
位相シフトを与えなばければならず、このような位相シ
フトの付加を、周期的または略周期的に繰り返す必要が
ある。この繰り返しの頻度の適正値については、実験的
に求める必要がある。

【００３２】なお、先の振り子の例についての説明から
は、期間（τ０１１，τ０１２，…）で与える位相シフ
トは、約９０度の進み状態から約９０度の遅れ状態へ、
約１８０度のシフトを与える必要があることになるが、
ランプの音響共鳴の場合は、非線形であるため、必ずし
も１８０度が最適であるとは限らず、適当な位相シフト
量、すなわち適当な位相進みまたは遅れの量を実験的に
求める必要がある。

【００３３】期間（τ０１１，τ０１２，…）における
位相シフトの与え方については，前記図２ａのように、
スイッチ素子（Ｑｘ）のオフ期間の延長により与えるも
のの他に、図２ｂのように期間（τ０２１，τ０２２，
…）においてオン期間の延長により与えるものとするこ
とができ、さらに、図２ｃのように期間（τ０３１，τ
０３２，…）においてオフ期間の短縮により与えるも
の、図２ｄのように期間（τ０４１，τ０４２，…）に
おいてオン期間の短縮により与えるものとすることがで
きる。

【００３４】また、前記図２ａ〜ｄのように、１個のオ
ン期間またはオフ期間により１回の必要な位相シフトを
与えるものの他に、複数のオンまたはオフ期間にわたっ
て、１回の位相シフトを与えるものとすることもでき
る。例えば、図３ａのようにオフの期間（τ１１１）と
オンの期間（τ１１２）を延長するもの、図３ｂのよう
にオフの期間（τ１２１，τ１２２）を延長するもの、
図３ｃのようにオンの期間（τ１３１，τ１３２）を延
長するもの、図３ｄのようにオフの期間（τ１４１，τ
１４３）とオンの期間（τ１４２，τ１４４）を短縮す
るもの、図３ｅのようにオンの期間（τ１５１，τ１５
２）を短縮するもの、図３ｆのようにオフの期間（τ１
６１，τ１６２）を短縮するものなどとすることができ
る。

【００３５】なお、前記図１には、バラスト回路（Ｂ
ｘ）として降圧チョッパを用いるものを記載したが、図
４に示す昇圧チョッパを用いるものや、図５に示す反転
チョッパを用いるもの、あるいは他の方式のバラスト回
路でも、スイッチング素子による略周期的なスイッチン
グ動作を行うものについて、本発明の効果は良好に発揮
される。

【００３６】これまで、ＤＣ駆動方式の光源装置に基づ
いて説明を行ってきたが、この種の放電ランプの点灯に
際して、ランプ電流のリプルの影響は、ＡＣ駆動方式の
ものにおいても同様である。何となれば、例えば放電ラ
ンプに矩形波的な交流の放電電圧を印加する場合、極性
が反転してから、次に反転するまでの半周期の期間は、
短期間的にはＤＣ駆動と何ら変わるところは無いため、
前記したＤＣ駆動の場合に発生する現象が、ＡＣ駆動の
場合も発生し得るからである。

【００３７】図６に記載のような、前記降圧チョッパな
どによるバラスト回路（Ｂｘ）の後段に、ＦＥＴ等のス
イッチ素子（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４）を追加してフル
ブリッジ方式のインバータ（Ｕｂ）を構成することによ
り、放電ランプ（Ｌｄ’）に対して、矩形波的な交流の
放電電圧を印加するようにした、ＡＣ駆動方式の光源装
置についても、そのバラスト回路（Ｂｘ）の降圧チョッ
パにおいて、スイッチ素子（Ｑｘ）のスイッチング動作
に対して本発明を適用することができ、その効果は良好
に発揮される。

【００３８】なお、前記図６に記載のフルブリッジ方式
のインバータ（Ｕｂ）においては、ＦＥＴ等によるスイ
ッチ素子（Ｑ１）とスイッチ素子（Ｑ４）のみを導通さ
せる状態と、スイッチ素子（Ｑ２）とスイッチ素子（Ｑ
３）のみを導通させる状態の２状態を交互に繰り返す動
作をさせる。その際、スイッチ素子（Ｑ１）とスイッチ
素子（Ｑ２）とが、スイッチ素子（Ｑ３）とスイッチ素
子（Ｑ４）とが同時に導通しないように、前記２状態の
間には、例えば何れのスイッチ素子も導通させない、短
い期間が挿入される。このような、各スイッチ素子の制
御は、インバータ制御回路（Ｆｈ）からの信号に基づ
き、各スイッチ素子に付属のゲート駆動回路（Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３，Ｇ４）を介して行なわれる。

【００３９】当然ながら、前記図６のバラスト回路（Ｂ
ｘ）として、前記した昇圧チョッパや反転チョッパなど
を用いるものでも、そのバラスト回路（Ｂｘ）のスイッ
チ素子のスイッチング動作に対して本発明を適用するこ
とができ、その効果は良好に発揮される。

【００４０】また、インバータとして、図６に記載のよ
うな、フルブリッジ方式以外にも、例えばハーフブリッ
ジ方式のものなどの場合に対しても、本発明を適用する
ことができ、その効果は良好に発揮される。

【００４１】次に、本発明の請求項２の発明について説
明する。例えば、前記した図６に記載のような、ＡＣ駆
動方式の光源装置において、リプルの影響について先に
述べたが、仮にバラスト回路（Ｂｘ）が発生するリプル
が無くとも、インバータのＡＣ駆動成分によっても、ラ
ンプの音響共鳴が発生する可能性がある。

【００４２】何となれば、ランプに印加する電圧が矩形
波的であって、したがってランプ電流が矩形波的であっ
ても、その立ち上がり（および立ち下がり）速度が有限
であることにより、ランプ電流の絶対値の波形を完全な
直流とすることはできないため、基本周波数は低くて
も、その高調波成分がランプの音響共鳴周波数に一致ま
たは近接する場合があり、さらに、インバータの周波数
を高くしてゆくと、仮にランプ電流が正弦波であって
も、基本周波数がランプの音響共鳴周波数に一致または
近接する場合があるからである。

【００４３】図７ａは、本発明における前記インバータ
の反転を繰り返す動作を概念的に示す図で、縦軸はラン
プ電圧（ＶＬ）を表す。本発明の請求項２の発明に従
い、前記インバータの周期的な反転動作に対して、期間
（τ２１１）を延長することにより、適当な量の位相シ
フトを与える、すなわち位相変調を加えることにより、
期間（τ２１１）以前において成長したランプの音響共
鳴を減衰させることができる。

【００４４】当然ながら、期間（τ２１１）における位
相シフトによりランプの音響共鳴を減衰させたとして
も、やがては共鳴は増大に向かって成長し始めるため、
適当な時間が経過後の期間（τ２１２）において、再度
位相シフトを与えなばければならず、このような位相シ
フトの付加を、周期的または略周期的に繰り返す必要が
ある。この繰り返しの頻度の適正値については、実験的
に求める必要がある。

【００４５】なお、期間（τ２１１，τ２１２，…）で
与える位相シフトは、約９０度の進み状態から約９０度
の遅れ状態へ、約１８０度のシフトを与える必要がある
ことになるが、ランプの音響共鳴の場合は、非線形であ
るため、必ずしも１８０度が最適であるとは限らず、適
当な位相シフト量、すなわち適当な位相進みまたは遅れ
の量を実験的に求める必要がある。

【００４６】期間（τ２１１，τ２１２，…）における
位相シフトの与え方については、前記図７ａのように、
ランプ電圧が一方の極性にある期間の延長により与える
ものの他に、図７ｂのように期間（τ２２１，τ２２
２，…）においてランプ電圧が一方の極性にある期間の
短縮により与えるものとすることができる。

【００４７】また、前記図７ａ，ｂのように、ランプ電
圧が一方の極性にある期間の１個により１回の必要な位
相シフトを与えるものの他に、ランプ電圧がある極性に
ある期間の複数個にわたって、１回の位相シフトを与え
るものとすることもできる。例えば、図８ａのようにラ
ンプ電圧が一方の極性にある期間（τ３１１）と、これ
に続くランプ電圧が他方の極性にある期間（τ３１２）
を延長するもの、図８ｂのようにランプ電圧が一方の極
性にある期間（τ３２１，τ３２２）を延長するもの、
図８ｃのようにランプ電圧が一方の極性にある期間（τ
３３１，τ３３３）と、ランプ電圧が他方の極性にある
期間（τ３３２，τ３３４）を短縮するもの、図８ｄの
ようにランプ電圧が一方の極性にある期間（τ３４１，
τ３４２）を短縮するものなどとすることができる。

【００４８】当然ながら、前記図６のバラスト回路（Ｂ
ｘ）については、その方式（降圧チョッパや昇圧チョッ
パ、反転チョッパなどの別）には無関係に本発明を適用
することができる。また、インバータとして、図６に記
載のような、フルブリッジ方式以外にも、例えばハーフ
ブリッジ方式のものなどの場合に対しても、本発明を適
用することができ、その効果は良好に発揮される。

【００４９】ここで、従来の技術の部分で参照したよう
な、周波数を切り換える方式、すなわち周波数変調の方
式との差異について簡単に述べておく。周波数変調も、
本発明で応用した位相変調も、ともに角度変調という変
調方式の一種であり、両者は区別されている。

【００５０】従来の技術の部分でも述べたように、ＨＩ
Ｄランプの給電装置に応用した場合、周波数変調方式に
ついては、周波数特性を有する周辺回路が存在する場合
は、周波数の切り換えの前後で特性が変化する問題があ
った。そのため、例えば、ランプの明るさが、ある周波
数で駆動する期間と他の周波数で駆動する期間とで変化
したり、あるいは、周波数の切換えにより特性が変化し
て、これをフィードバック系が補正し終えるまでの過渡
期間においてランプの明るさが変化するなどの問題が生
じる場合があった。

【００５１】しかし、本発明が応用する位相変調方式の
場合は、給電装置のチョッパまたはインバータの周波数
は、ほとんど至るところで同じであり、位相変化を発生
させる部分において、周期性における一瞬の不均一が生
じるに過ぎず、したがって、周波数特性を有する周辺回
路が存在する場合でも、位相変化の影響は、全体に対す
る比率で言えば、極めて僅かとなる利点がある。

【００５２】またそのため、部分共振回路、擬似共振回
路などの技術によってチョッパのスイッチング損失を低
減したい場合においても、その技術が有する特長を損な
うことなく、本発明の位相変調技術を併用することがで
きる。

【００５３】当然ながら、本発明の請求項１の発明と請
求項２の発明とを併用して実施することも可能である。

【００５４】

【実施例】先ず、本発明の請求項１の発明に基づく、第
１の実施例について説明する。図９は、前記図１に記載
の本発明の光源装置における給電制御回路（Ｆｘ）およ
びゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）の簡略化された構
成例を示すものである。

【００５５】前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、総合制御
部（Ｘｐｕ）のなかのＡＤ変換器（Ａｄｃ）に入力され
て、適当な桁数を有するディジタルのランプ電圧データ
（Ｓｘｖ）に変換され、マイクロプロセッサユニット
（Ｍｐｕ）に入力される。

【００５６】ここで、マイクロプロセッサユニット（Ｍ
ｐｕ）は、ＣＰＵやプログラムメモリ、データメモリ、
クロックパルス発生回路、タイムカウンタ、ディジタル
信号の入出力のためのＩＯ制御器などを含む。

【００５７】マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）
は、前記ランプ電圧データ（Ｓｘｖ）を参照した計算
や、その時点の系の状態に応じた条件判断に基づき、後
述するチョッパ能力制御回路（Ｕｄ）のための、チョッ
パ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）を生成する。前記チョ
ッパ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）は、ＤＡ変換器（Ｄ
ａｃ）によって、アナログのチョッパ能力制御目標信号
（Ｓｔ）に変換され、チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）に
入力される。

【００５８】さらに、許容されるランプ電流（ＩＬ）の
上限値ＩＬｍａｘを規定するためのランプ電流上限信号
（Ｓｋ）が、ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ）によ
り発生され、チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）に入力され
る。

【００５９】前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）内にお
いては、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）は、必
要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ１）とダ
イオード（Ｄｄ１）を介して、さらに、前記ランプ電流
上限信号（Ｓｋ）は、必要に応じて設ける増幅器または
バッファ（Ａｄ２）とダイオード（Ｄｄ２）を介して、
ともにプルアップ抵抗（Ｒｄ１）の一端に接続され、チ
ョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が生成される。なお、前
記プルアップ抵抗（Ｒｄ１）の他端は適当な電圧を有す
る基準電圧源（Ｖｄ１）に接続される。

【００６０】したがって前記チョッパ駆動目標信号（Ｓ
ｄ２）は、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）に対
応する信号（Ｓｄ３）または前記ランプ電流上限信号
（Ｓｋ）に対応する信号（Ｓｄ４）のうちの、何れか大
きくない方が選択された信号となる。

【００６１】すなわち、前記総合制御部（Ｘｐｕ）が、
例えば、定格電力に対応する定数を前記ランプ電圧デー
タ（Ｓｘｖ）で除算して、定格電力を達成するためのラ
ンプ電流（ＩＬ）の値を算出し、この値に対応するもの
として生成するなど、何らかの方法で前記チョッパ能力
制御目標信号（Ｓｔ）を生成したとして、仮にこれが不
適当であった場合でも、前記チョッパ能力制御回路（Ｕ
ｄ）内において、ハードウェア的に、ランプ電流（Ｉ
Ｌ）が前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）を超えないよう
に、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が制限される
ことになる。

【００６２】因みに、前記したＡＤ変換器（Ａｄｃ）や
マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）を介した制御
は、動作速度が遅い（もしくは速いものとすると高コス
トとなる）ため、例えばランプの放電状態が急変するな
どの事態が生じた場合には、その動作遅れによって、前
記したチョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）の不適当が発
生し得るため、このような電流制限機能をハードウェア
的に構成することは、ランプや給電装置の保護の観点か
らも有益なことである。

【００６３】一方、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）は、必
要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ３）とダ
イオード（Ｄｄ３）を介して、一端がグランド（Ｇｎｄ
ｘ）に接続されたプルダウン抵抗（Ｒｄ５）の他端に接
続され、制御対象信号（Ｓｄ５）が生成される。

【００６４】さらに、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、
比較器（Ｃｍｖ）によって、前記した無負荷開放電圧に
対応する電圧を有する基準電圧源（Ｖｄ２）の電圧と比
較され、もし、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、無負荷
開放電圧より高い場合は、トランジスタ（Ｑｄ１）がオ
フまたは能動状態になり、適当な電圧源（Ｖｄ３）か
ら、抵抗（Ｒｄ４）とダイオード（Ｄｄ４）を介して、
前記プルダウン抵抗（Ｒｄ５）に電流を流すことによ
り、前記制御対象信号（Ｓｄ５）の水準を上げるように
動作する。

【００６５】逆に前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、無負
荷開放電圧より低い場合は、前記トランジスタ（Ｑｄ
１）がオン状態になるため、前記電圧源（Ｖｄ３）から
の電流は短絡され、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前
記ランプ電流信号（Ｓｉ）に対応するものとなる。

【００６６】何となれば、前記のプルダウン抵抗（Ｒｄ
５）とダイオード（Ｄｄ３）、ダイオード（Ｄｄ４）よ
りなる回路は、各ダイオードのアノード側の信号（Ｓｄ
６）と信号（Ｓｄ７）の何れか小さくない方に対応する
電圧が選択されてプルダウン抵抗（Ｒｄ５）に発生する
からである。

【００６７】なお、前記比較器（Ｃｍｖ）については、
その出力端子と非反転入力端子に正帰還抵抗を挿入する
（図示を省略）などして、比較動作にヒステリシスを持
たせることにより、比較出力が変化する際の意図しない
発振現象を防止することができる。

【００６８】このように構成したことにより、たとえ出
力電流がほとんど停止して、前記ランプ電流信号（Ｓ
ｉ）がほとんど入らない状態であっても、前記ランプ電
圧信号（Ｓｖ）が、前記無負荷開放電圧より高くなろう
とすると、前記制御対象信号（Ｓｄ５）が急速に上昇す
ることにより、ランプ電圧（ＶＬ）は、概略無負荷開放
電圧以下に、常にハードウェア的に制限される。

【００６９】前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、
抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）で分圧されて、演算増
幅器（Ａｄｅ）の反転入力端子に入力される。一方、前
記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記演算増幅器（Ａｄ
ｅ）の非反転入力端子に入力される。そして、前記演算
増幅器（Ａｄｅ）の出力、すなわち前記誤差積分信号
（Ｓｆ）は、積分コンデンサ（Ｃｄ１）とスピードアッ
プ抵抗（Ｒｄ６）を介して反転入力端子にフィードバッ
クされているため、前記演算増幅器（Ａｄｅ）は、前記
チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）の抵抗（Ｒｄ２）と抵
抗（Ｒｄ３）による分圧電圧に対する、前記制御対象信
号（Ｓｄ５）の電圧の差を積分する、誤差積分回路とし
てはたらく。

【００７０】前記誤差積分信号（Ｓｆ）は、前記ゲート
駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）のゲート変調回路（Ｕｗ）
に入力され、ＰＷＭ変調により前記ゲート駆動信号（Ｓ
ｇ）を生成する。前記ゲート変調回路（Ｕｗ）は、位相
変調制御回路（Ｕｔ）の位相変調信号（Ｓｍ）を受け
て、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）の生成に際して位相変
調を加える。

【００７１】なお、前記ゲート変調回路（Ｕｗ）は、前
記位相変調制御回路（Ｕｔ）の動作に必要なタイミング
パルス（Ｃｋｗ）を生成する。

【００７２】図１０は、前記ゲート変調回路（Ｕｗ）の
簡略化された構成例を示すものである。適当な電圧を有
するＤＣ電圧源（Ｖｃｃ）から、抵抗（Ｒｗ６）を介し
て、コンデンサ（Ｃｗ１）が充電される。充電される速
さは、前記抵抗（Ｒｗ６）の抵抗値と前記コンデンサ
（Ｃｗ１）の静電容量により決まり、前記コンデンサ
（Ｃｗ１）の電圧、すなわち充電電圧信号（Ｓｗ１）
は、例えば図１２ａに示すように時間的に単調に増加す
る。

【００７３】ＤＣ電圧源（Ｖｃｃ）の電圧は、分圧抵抗
（Ｒｗ７，Ｒｗ８）によって適当な比で分圧され、比較
器（Ｃｍｗ１）の一方の入力端子に入力される。また、
前記充電電圧信号（Ｓｗ１）は、前記比較器（Ｃｍｗ
１）の他方の入力端子に入力されて、前記分圧抵抗（Ｒ
ｗ７，Ｒｗ８）の電圧と比較される。

【００７４】前記充電電圧信号（Ｓｗ１）の電圧が前記
分圧抵抗（Ｒｗ７，Ｒｗ８）の電圧より高くなると、前
記比較器（Ｃｍｗ１）は、ハイレベルの信号（Ｓｗ２）
を出力し（図１２ｂ）、この信号を受けて、モノステー
ブルマルチバイブレータ（Ｔｗ）は、一定の時間幅を有
する、ハイレベルの前記タイミングパルス（Ｃｋｗ）を
生成する（図１２ｃ）。

【００７５】前記タイミングパルス（Ｃｋｗ）は、前記
したように前記位相変調制御回路（Ｕ）に送られるとと
もに、抵抗（Ｒｗ５）を介してトランジスタ（Ｑｗ３）
をオン状態にすることにより、前記コンデンサ（Ｃｗ
１）の電荷を放電するため、前記充電電圧信号（Ｓｗ
１）は概略０ボルトに落ち、この状態は、前記タイミン
グパルス（Ｃｋｗ）がハイレベルである期間において維
持される。

【００７６】そして前記モノステーブルマルチバイブレ
ータ（Ｔｗ）の設定時間が経過すると、前記タイミング
パルス（Ｃｋｗ）がローレベルに戻り、トランジスタ
（Ｑｗ３）がオフ状態になるため、前記したコンデンサ
（Ｃｗ１）の充電が再開される。このような動作を繰り
返すため、前記充電電圧信号（Ｓｗ１）は、概略鋸歯状
波形を呈するものとなる（図１２ａ）。

【００７７】なお、前記モノステーブルマルチバイブレ
ータ（Ｔｗ）のハイレベルの時間幅は、少なくとも前記
したトランジスタ（Ｑｗ３）によるコンデンサ（Ｃｗ
１）の放電が確実に行われる程度の幅が確保できるもの
であればよいため、図１０においては、一例として、前
記比較器（Ｃｍｗ１）の信号（Ｓｗ２）に対して、抵抗
（Ｒｗｔ）とコンデンサ（Ｃｗｔ）を用いた遅延回路の
出力によってゲート（Ｇｗｔ）でマスクをかける方式
の、最も簡単なものを記載したが、他の方式のものでも
よい。

【００７８】前記誤差積分信号（Ｓｆ）を、抵抗（Ｒｗ
９）およびダイオード（Ｄｗ１，Ｄｗ２）を介して適当
な電圧を有するＤＣ電圧源（Ｖｃｃ）に接続されること
により、前記抵抗（Ｒｗ９）のダイオード（Ｄｗ２）側
の端子からとった信号（Ｓｆ’）は、前記誤差積分信号
（Ｓｆ）よりもダイオード（Ｄｗ１，Ｄｗ２）の順方向
電圧だけオフセットを加えた信号となる。この信号（Ｓ
ｆ’）と概略鋸歯状波形の前記充電電圧信号（Ｓｗ１）
とは、比較器（Ｃｍｗ２）で比較される。前記充電電圧
信号（Ｓｗ１）の電圧が前記信号（Ｓｆ’）の電圧より
も高い期間においてハイレベルとなる前記ゲート駆動信
号（Ｓｇ）が生成される。図１２ａには、前記信号（Ｓ
ｆ’）のレベルを破線で示し、これよりも前記充電電圧
信号（Ｓｗ１）が高い期間（τ４１２）では、図１２ｉ
において前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）がハイレベルとな
る様子を示してある。

【００７９】前記ゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）か
ら出力された前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）が、前記ゲー
ト駆動回路（Ｇｘ）に入力されることにより、結果とし
て、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）および前記ランプ電圧
信号（Ｓｖ）が、スイッチ素子（Ｑｘ）の動作にフィー
ドバックされたフィードバック制御系が完成する。

【００８０】なお、前記したように、前記信号（Ｓ
ｆ’）は誤差積分信号（Ｓｆ）にオフセットを加えたも
のであるため、前記誤差積分信号（Ｓｆ）が仮に零であ
ったとしても、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューテ
ィサイクル比は、１００％より小さいある最大値、すな
わち最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘ以下になる。
加えるオフセット量については、ダイオード（Ｄｗ１，
Ｄｗ２）の数を増減したり、適当なツェナー電圧を有す
るツェナーダイオードに置き換えるなどして変更するこ
とができる。

【００８１】図１１は、前記位相変調制御回路（Ｕｔ）
の簡略化された構成例を示すものである。前記ゲート変
調回路（Ｕｗ）に対して位相変調を加える周期を規定す
るための信号（Ｓｔ０）が、発信器（Ｏｓｃｔ）により
生成される（図１２ｄ）。この信号は、Ｄフリップフロ
ップ（ＦＦｔ１）により同期化された信号（Ｓｔ１）に
変換され（図１２ｅ）、さらにこれは、Ｄフリップフロ
ップ（ＦＦｔ２，ＦＦｔ３）により遅延がかけられた信
号（Ｓｔ２，Ｓｔ３）が生成される（図１２ｆ，ｇ）。
なお、Ｄフリップフロップ（ＦＦｔ１，ＦＦｔ２，ＦＦ
ｔ３）の動作のためのクロック信号として前記タイミン
グパルス（Ｃｋｗ）が使用される。

【００８２】最も遅延の多い信号（Ｓｔ３）と、それよ
り遅延の少ない信号の反転信号（Ｓｔ４）が（いまの場
合は、ジャンパ端子（Ｊｔ１）へのジャンパ接続により
信号（ｓｔ１）の反転信号が前記反転信号（Ｓｔ４）と
して選択されて）ＮＯＲ論理のゲート（Ｇｔ１）に入力
されるため、このゲート（Ｇｔ１）からは、前記タイミ
ングパルス（Ｃｋｗ）の所定周期の期間（τ４１１）だ
け（いまの場合は、前記タイミングパルス（Ｃｋｗ）の
２周期だけ）ハイレベルとなる信号（Ｓｔ５）が生成さ
れる（図１２ｈ）。

【００８３】前記信号（Ｓｔ５）は、（ジャンパ端子
（Ｊｔ３）へのジャンパ接続により選択されて）前記位
相変調信号（Ｓｍ）として前記ゲート変調回路（Ｕｗ）
に送られる。前記ゲート変調回路（Ｕｗ）においては、
抵抗（Ｒｗ１，Ｒｗ２）およびトランジスタ（Ｑｗ１）
からなる反転回路により、前記位相変調信号（Ｓｍ）が
ハイレベルの期間（τ４１１）は、抵抗（Ｒｗ３）を介
してトランジスタ（Ｑｗ２）をオン状態にすることによ
り、ＤＣ電圧源（Ｖｃｃ）より抵抗（Ｒｗ４）を介し
て、前記コンデンサ（Ｃｗ１）への充電電流を供給す
る。

【００８４】前記したように、通常はコンデンサ（Ｃｗ
１）へは、抵抗（Ｒｗ６）を介して充電が行われるが、
前記位相変調信号（Ｓｍ）がハイレベルの期間は、抵抗
（Ｒｗ４）を介しても充電が行われるため、図１２ａの
期間（τ４１１）に示すように、前記充電電圧信号（Ｓ
ｗ１）の波形の充電期間における傾きが増加し、前記ゲ
ート駆動信号（Ｓｇ）の周期、すなわちハイレベルの期
間とローレベルの期間が短縮され、結果として前記スイ
ッチ素子（Ｑｘ）のオン期間とオフ期間の両方が短縮さ
れ、位相変調が実現される。なお、この様子は、前記図
３ｄに対応する。

【００８５】このとき、ランプ電流（ＩＬ）のリプル
は、これを模式的に表した図１２ｊの実線に示すように
なり、期間（τ４１１）およびそれ以降において１点鎖
線で示したところの位相変調がなかったとした場合のリ
プルに比べて位相がシフトしており、したがって、ラン
プの音響共鳴による不都合を回避する機能を発揮するこ
とがわかる。

【００８６】なお、図１０の前記ゲート変調回路（Ｕ
ｗ）の前記抵抗（Ｒｗ４）を小さくするほど、前記位相
変調信号（Ｓｍ）がハイレベルの期間における前記スイ
ッチ素子（Ｑｘ）の周期短縮の度合いが大きくなるた
め、前記抵抗（Ｒｗ４）の値の調整により期間（τ４１
１）において与える位相シフト量を調整することができ
る。

【００８７】また、図１１の前記位相変調制御回路（Ｕ
ｔ）においては、ジャンパ端子（Ｊｔ１）にジャンパを
接続した場合を説明したが、これをジャンパ端子（Ｊｔ
２）にジャンパを接続することにより、前記タイミング
パルス（Ｃｋｗ）の１周期だけ前記スイッチ素子（Ｑ
ｘ）のオン期間とオフ期間が短縮されるように変更する
ことができる。

【００８８】このように、ゲート（Ｇｔ１）への２個の
入力信号の遅延の段数の差に等しい前記タイミングパル
ス（Ｃｋｗ）の周期の数の期間にわたって前記スイッチ
素子（Ｑｘ）のオン期間とオフ期間が短縮されるため、
Ｄフリップフロップの数を適宜増減して、前記スイッチ
素子（Ｑｘ）のオン期間とオフ期間が短縮される前記タ
イミングパルス（Ｃｋｗ）の周期の数を調整することが
できる。

【００８９】さらに、図１１の前記位相変調制御回路
（Ｕｔ）においては、ジャンパ端子（Ｊｔ３）にジャン
パを接続した場合を説明したが、これをジャンパ端子
（Ｊｔ４）にジャンパを接続することにより、前記位相
変調信号（Ｓｍ）が反転するため、前記スイッチ素子
（Ｑｘ）のオン期間とオフ期間の両方が延長されるよう
にして、位相変調が実現されるように変更することがで
きる。なお、このようにジャンパ端子（Ｊｔ４）を採用
するとともにジャンパ端子（Ｊｔ２）を採用した場合の
様子は、前記図３ａのようになる。

【００９０】次に、本発明の請求項２の発明に基づく、
第２の実施例について説明する。図１３は、前記図６に
記載の本発明のＡＣ駆動方式の光源装置における前記イ
ンバータ制御回路（Ｆｈ）の簡略化された構成例を示す
ものである。

【００９１】前記図１３における発振ブロック（Ｕｏｓ
ｃ’）は、前記図１０における発振ブロック（Ｕｏｓ
ｃ）と同様の構成を有し、動作も同様であるため、詳細
の説明は省略する。また、位相変調制御回路（Ｕｔ’）
は、前記図１１に記載の位相変調制御回路（Ｕｔ）と同
様の構成を有し、動作も同様であるため、詳細の説明は
省略する。

【００９２】したがって、前記発振ブロック（Ｕｏｓ
ｃ’）のなかのコンデンサ（Ｃｗ１）の充電電圧信号
（Ｓｈ１）およびモノステーブルマルチバイブレータ
（Ｔｈ）が生成するタイミングパルス（Ｃｋｈ）、また
位相変調制御回路（Ｕｔ’）が生成する位相変調信号
（Ｓｍ’）の様子は、図１４ａ，ｂ，ｃに示すようなも
のになる。

【００９３】前記タイミングパルス（Ｃｋｈ）は、クロ
ックパルスとしてＤフリップフロップ（ＦＦＨ１）に供
給され、また、前記Ｄフリップフロップ（ＦＦＨ１）の
出力の反転信号（Ｓｈ４）が、その入力信号として入力
されているため、前記Ｄフリップフロップ（ＦＦＨ１）
が出力する信号（Ｓｈ３）は、前記タイミングパルス
（Ｃｋｈ）が立ち上がる度毎にその出力を反転する（図
１４ｄ，ｅ）。

【００９４】一方、ＮＯＲ論理のゲート（Ｇｈ１）には
前記タイミングパルス（Ｃｋｈ）と前記Ｄフリップフロ
ップ（ＦＦＨ１）からの信号（Ｓｈ３）とが入力され、
ＮＯＲ論理のゲート（Ｇｈ２）には前記タイミングパル
ス（Ｃｋｈ）と前記Ｄフリップフロップ（ＦＦＨ１）の
反転信号（Ｓｈ４）とが入力されるため、前記ゲート
（Ｇｈ１）が出力する信号（Ｇｓ１）および前記ゲート
（Ｇｈ２）が出力する信号（Ｇｓ２）は、図１４ｆ，ｇ
に示すように、前記タイミングパルス（Ｃｋｈ）がハイ
レベルである期間はローレベルであり、交互にハイレベ
ルとなるものとなる。

【００９５】前記信号（Ｇｓ１）を用いて、前記フルブ
リッジ方式のインバータ（Ｕｂ）の前記スイッチ素子
（Ｑ１，Ｑ４）を制御する前記ゲート駆動回路（Ｇ１，
Ｇ４）を制御し、また前記信号（Ｇｓ２）を用いて、前
記スイッチ素子（Ｑ２，Ｑ３）を制御する前記ゲート駆
動回路（Ｇ２，Ｇ３）を制御することにより、前記フル
ブリッジ方式のインバータ（Ｕｂ）を駆動することがで
きる（図１４ｈ）。

【００９６】前記位相変調制御回路（Ｕｔ’）からの前
記位相変調信号（Ｓｍ’）がハイレベルになると、先に
前記ゲート変調回路（Ｕｗ）と前記位相変調制御回路
（Ｕｔ）に関して説明したものと同様の動作により、前
記位相変調信号（Ｓｍ’）がハイレベルである期間（τ
５１１）においては、前記Ｄフリップフロップ（ＦＦＨ
１）からの前記信号（Ｓｈ３）およびその前記反転信号
（Ｓｈ４）の周期が短縮され、したがって前記信号（Ｇ
ｓ１）および前記信号（Ｇｓ２）の周期も短縮されるた
め、前記したように、インバータの周期的な反転動作に
対して、適当な量の位相シフトを与えることができる。
結果としてランプの音響共鳴の不都合を回避する機能を
発揮することがわかる。

【００９７】なお、本発明に従って前記図９に記載のチ
ョッパ能力制御回路（Ｕｄ）や前記図１０に記載のゲー
ト変調回路（Ｕｗ）、前記図１３に記載のインバータ制
御回路（Ｆｈ）を構成するに際しては、前記演算増幅器
（Ａｄｅ）や発振ブロック（Ｕｏｓｃ，Ｕｏｓｃ’）の
一部、比較器（Ｃｍｗ２）、フリップフロップ（ＦＦｈ
１）とゲート（Ｇｈ１，Ｇｈ２）に相当するものなどが
集積された、市販の集積回路（例えば、テキサスインス
ツルメンツ社製ＴＬ４９４、日本電気（株）製μＰＣ４
９４など）を利用することができる。

【００９８】図１５は、前記集積回路（ＩＣ１）として
ＴＬ４９４を用いて、前記チョッパ能力制御回路（Ｕ
ｄ）の一部、およびゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）
を構成して、チョッパ駆動のための前記ゲート駆動信号
（Ｓｇ）を生成する場合の、簡略化された構成例を示す
ものである。

【００９９】抵抗（Ｒｊ３）を前記集積回路（ＩＣ１）
の発振周波数決定抵抗接続端子に接続し、コンデンサ
（Ｃｊ１）を前記集積回路（ＩＣ１）の発振周波数決定
コンデンサ接続端子に接続して前記集積回路（ＩＣ１）
を動作させることにより、前記コンデンサ（Ｃｊ１）に
は、前記図１２ａと同様の鋸歯状波の信号が現れるた
め、分圧抵抗（Ｒｊ４，Ｒｊ５）により適当なスレショ
ルド電圧を生成し、これと、前記コンデンサ（Ｃｊ１）
の電圧とを、比較器（Ｃｍｊ１）を用いて比較すること
により、前記図１２ｃと同様のタイミングパルス（Ｃｋ
ｗ）を生成することができる。

【０１００】このタイミングパルス（Ｃｋｗ）を、前記
位相変調制御回路（Ｕｔ）に入力することにより、前記
図１２ｈと同様の位相変調信号（Ｓｍ）が生成される。
前記位相変調信号（Ｓｍ）がハイレベルの期間は、抵抗
（Ｒｊ１）を介してトランジスタ（Ｑｊ１）がオン状態
にされることにより、前記抵抗（Ｒｊ３）に並列に抵抗
（Ｒｊ２）が挿入されるため、この期間においては、前
記集積回路（ＩＣ１）の発振周期が短くなり、前記図１
２の期間（τ４１１）におけるものと同様の動作を行
う。結果として、前記図１２ｉと同様の、位相変調が加
えられたゲート駆動信号（Ｓｇ）が生成される。

【０１０１】また、前記インバータ制御回路（Ｆｈ）を
構成して、インバータ駆動のための前記信号（Ｇｓ１，
Ｇｓ２）を生成する場合にも、前記図１５の回路を適用
することができ、この場合に相違する部分を括弧内に併
記してある。前記比較器（Ｃｍｊ１）の出力をタイミン
グパルス（Ｃｋｈ）として前記位相変調制御回路（Ｕ
ｔ’）に入力することにより、前記図１４ｃと同様の位
相変調信号（Ｓｍ’）が生成されるから、前記１４ｆ，
ｇと同様の信号（Ｇｓ１，Ｇｓ２）が生成される。これ
に基づいてインバータ（Ｕｂ）を動作させることによ
り、結果として、前記図１４ｈに示すような、位相変調
が加えられたインバータ動作を実現することができる。

【０１０２】なお、前記図１５の回路においては、前記
ゲート駆動信号（Ｓｇ）は、前記集積回路（ＩＣ１）の
発振周期の各周期毎にパルスを生成させるモードで、一
方、前記信号（Ｇｓ１，Ｇｓ２）は、前記集積回路（Ｉ
Ｃ１）の発振周期の２周期に１回づつ、交互にパルスを
生成させるモードで動作する必要があるが、このため
に、前記集積回路（ＩＣ１）は、これら２種のモードか
ら目的のモードを選択して設定するようになっている。

【０１０３】また、当然ながら、前記図１５の回路をチ
ョッパの駆動のために使用する場合と、インバータの駆
動のために使用する場合では、前記集積回路（ＩＣ１）
の発振周波数が異なるため、コンデンサ（Ｃｊ１）の値
は、それぞれの周波数に適合したものとする必要があ
る。

【０１０４】以上においては、位相変調信号（Ｓｍ，Ｓ
ｍ’）はタイミングパルス（Ｃｋｗ，Ｃｋｈ）に同期し
て遷移するものについて説明したが、回路を簡略化し
て、非同期に遷移するものとすることもできる。図１６
は、前記集積回路（ＩＣ１）として、前記と同じくＴＬ
４９４を用いて、前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）の
一部、および前記ゲート駆動信号生成回路（Ｕｐｍ）を
構成して、チョッパ駆動のための前記ゲート駆動信号
（Ｓｇ）を生成する場合の、簡略化された構成例を示す
ものである。

【０１０５】この回路は、前記図１５の回路において
は、コンデンサ（Ｃｊ１）の電圧信号に基づいてタイミ
ングパルス（Ｃｋｗ）を生成していたものを、これを省
略した上で、前記位相変調信号（Ｓｍ）と類似している
が非同期の信号を得るために、位相変調を行う周期を決
定するための発振器（Ｏｓｃｋ）の信号の、例えば立ち
上がり部にてモノステーブルマルチバイブレータ（Ｔ
ｋ）を活性化することにより、前記位相変調信号（Ｓ
ｍ）と類似の、一定の時間幅を有する位相変調信号（Ｓ
ｍ２）を生成するようにした点が相違する。

【０１０６】このように、位相変調信号（Ｓｍ２）を前
記集積回路（ＩＣ１）の発振周期に対して非同期とした
ことにより、位相変調の様子が非再現的なものとなり、
例えば、前記位相変調信号（Ｓｍ２）がローレベルのパ
ルスを発生させるものでは、前記図２のａとｂ、図３の
ａのものが混在して発生するが、このようになっても、
前記位相変調信号（Ｓｍ２）の時間幅が一定であり、し
たがって、その期間に与えられる位相のシフト量は概ね
一定であるため、その時間幅が適当に設定されていれ
ば、位相変調によるランプの音響共鳴の不都合を有効に
回避することができる。

【０１０７】また、前記図１５の回路について説明した
のと全く同様に、前記インバータ制御回路（Ｆｈ）を構
成して、インバータ駆動のための前記信号（Ｇｓ１，Ｇ
ｓ２）を生成する場合にも、前記図１５の回路を適用す
ることができる。

【０１０８】当然ながら、本発明は、放電ランプにおけ
る放電開始後、特にアーク放電の開始後において機能を
発揮するものであるから、前記スタータ（Ｕｉ，Ｕ
ｉ’）の構造や、前記スタータ（Ｕｉ，Ｕｉ’）が発生
する高電圧の放電ランプへの印加の仕方には無関係に適
用することができる。

【０１０９】したがって例えば、放電ランプの放電空間
内または封体の外面に補助電極を設け、主たる放電のた
めの両極の電極の何れか一方と前記補助電極との間に、
スタータよりの高電圧を印加する、（ＤＣ駆動またはＡ
Ｃ駆動方式の）外部トリガ方式の光源装置においても、
本発明の効果は良好に発揮される。

【０１１０】本明細書に記載の回路構成は、本発明の光
源装置の動作や機能、作用を説明するために、必要最少
限のものを記載したものである。したがって、実施例で
説明した回路動作の詳細事項、例えば、信号の極性であ
るとか、具体的な回路素子の選択や追加、省略、或いは
素子の入手の便や経済的理由に基づく変更などの創意工
夫は、実際の装置の設計業務において、精力的に遂行さ
れることを前提としている。

【０１１１】とりわけ過電圧や過電流、過熱などの破損
要因から給電装置のＦＥＴ等のスイッチ素子などの回路
素子を保護するための機構、または、給電装置の回路素
子の動作に伴って発生する放射ノイズや伝導ノイズの発
生を低減したり、発生したノイズを外部に出さないため
の機構、例えば、スナバ回路やバリスタ、クランプダイ
オード、（パルスバイパルス方式を含む）電流制限回
路、コモンモードまたはノーマルモードのノイズフィル
タチョークコイル、ノイズフィルタコンデンサなどは、
必要に応じて、実施例に記載の回路構成の各部に追加さ
れることを前提としている。

【０１１２】本発明になる光源装置の構成は、本明細書
の実施例などに記載の回路方式のものに限定されるもの
ではなく、また、実施例などに記載の波形やタイミング
図に限定されるものではない。例えば、位相変調制御回
路（Ｕｔ，Ｕｔ'）においては、位相変調を加える周期
を規定するための信号（Ｓｔ０）を生成する発信器（Ｏ
ｓｃｔ）が、本光源装置に内蔵される例を示したが、こ
れが外部、例えば、本光源装置を内蔵するプロジェクタ
等の光学装置本体の側に存在して、信号（Ｓｔ０）は、
光学装置本体の画像処理上において好都合なタイミング
で生成され、これが本光源装置に供給されるようにして
もよい。

【０１１３】さらに、例えば、前記図１における前記給
電制御回路（Ｆｘ）の前記総合制御部（Ｘｐｕ）は、ラ
ンプ電圧（ＶＬ）に対応する前記ランプ電圧信号（Ｓ
ｖ）をＡＤ変換し、これに基づいて前記チョッパ能力制
御目標信号（Ｓｔ）を設定するものとしたが、ランプ電
流（ＩＬ）に対応する前記ランプ電流信号（Ｓｉ）につ
いてもこれをＡＤ変換し、得られた電流値が目標電流値
に一致するように前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓ
ｔ）を補正して設定することにより、各回路素子パラメ
ータのバラツキの影響を補正するような高精度化や高機
能化、あるいは逆に、例えば、前記マイクロプロセッサ
ユニット（Ｍｐｕ）を廃して、より単純な制御回路に代
えるような簡素化などの光源装置の構成の多様化のもと
でも、本発明の効果は良好に発揮される。

【０１１４】

【発明の効果】本発明の請求項１の光源装置は、ＤＣ駆
動またはＡＣ駆動の放電ランプの音響共鳴による不都合
を回避することができる。

【０１１５】本発明の請求項２の光源装置は、ＡＣ駆動
の放電ランプの音響共鳴による不都合を回避することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】降圧チョッパ方式の給電装置によるＤＣ駆動方
式の本発明の光源装置の構成の簡略化された一例を示す
図である。

【図２】本発明の光源装置の給電装置のチョッパの動作
の一例を示す図である。

【図３】本発明の光源装置の給電装置のチョッパの動作
のさらなる一例を示す図である。

【図４】昇圧チョッパの一例を示す図である。

【図５】反転チョッパの一例を示す図である。

【図６】ＡＣ駆動方式の本発明の光源装置の構成の簡略
化された一例を示す図である。

【図７】ＡＣ駆動方式の本発明の光源装置の給電装置の
インバータの動作の一例を示す図である。

【図８】ＡＣ駆動方式の本発明の光源装置の給電装置の
インバータの動作のさらなる一例を示す図である。

【図９】本発明の光源装置の給電制御回路およびゲート
駆動信号生成回路の構成の一例を示す図である。

【図１０】本発明の光源装置の給電装置のチョッパのた
めのゲート変調回路の構成の一例を示す図である。

【図１１】本発明の光源装置の給電装置のチョッパのた
めの位相変調制御回路の構成の一例を示す図である。

【図１２】本発明の光源装置の給電装置のチョッパの動
作の一例を示す図である。

【図１３】ＡＣ駆動方式の本発明の光源装置の給電装置
のインバータ制御回路の構成の一例を示す図である。

【図１４】ＡＣ駆動方式の本発明の光源装置の給電装置
のインバータの動作の一例を示す図である。

【図１５】本発明の光源装置の給電装置のチョッパ能力
制御回路の一部とゲート駆動信号生成回路、またはＡＣ
駆動方式の本発明の光源装置の給電装置のインバータ制
御回路の構成の一例を示す図である。

【図１６】本発明の光源装置の給電装置のチョッパ能力
制御回路の一部とゲート駆動信号生成回路、またはＡＣ
駆動方式の本発明の光源装置の給電装置のインバータ制
御回路の構成のさらなる一例を示す図である。

【符号の説明】

Ａｄ１ バッファ Ａｄ２ バッファ Ａｄ３ バッファ Ａｄｃ ＡＤ変換器 Ａｄｅ 演算増幅器 Ｂｘ バラスト回路 Ｃｄ１ 積分コンデンサ Ｃｈ１ コンデンサ Ｃｉ コンデンサ Ｃｊ１ コンデンサ Ｃｋ１ コンデンサ Ｃｋｈ タイミングパルス Ｃｋｗ タイミングパルス Ｃｍｈ１ 比較器 Ｃｍｊ１ 比較器 Ｃｍｖ 比較器 Ｃｍｗ１ 比較器 Ｃｍｗ２ 比較器 Ｃｗ１ コンデンサ Ｃｗｔ コンデンサ Ｃｘ 平滑コンデンサ Ｃｘｒ 平滑コンデンサ Ｃｘｕ 平滑コンデンサ Ｄａｃ ＤＡ変換器 Ｄｄ１ ダイオード Ｄｄ２ ダイオード Ｄｄ３ ダイオード Ｄｄ４ ダイオード Ｄｗ１ ダイオード Ｄｗ２ ダイオード Ｄｘ フライホイールダイオード Ｄｘｒ ダイオード Ｄｘｕ ダイオード Ｅ１ 電極 Ｅ２ 電極 Ｅｘ 給電装置 ＦＦＨ１ Ｄフリップフロップ ＦＦｈ１ フリップフロップ ＦＦｔ１ Ｄフリップフロップ ＦＦｔ２ Ｄフリップフロップ ＦＦｔ３ Ｄフリップフロップ Ｆｈ インバータ制御回路 Ｆｘ 給電制御回路 Ｇ１ ゲート駆動回路 Ｇ２ ゲート駆動回路 Ｇ３ ゲート駆動回路 Ｇ４ ゲート駆動回路 Ｇｈ１ ゲート Ｇｈ２ ゲート Ｇｉ ゲート駆動回路 Ｇｎｄｘ グランド Ｇｓ１ 信号 Ｇｓ２ 信号 Ｇｔ１ ゲート Ｇｗｔ ゲート Ｇｘ ゲート駆動回路 Ｇｘｒ ゲート駆動回路 Ｇｘｕ ゲート駆動回路 Ｈｉ ２次側巻線 ＩＣ１ 集積回路 ＩＬ ランプ電流 Ｉｘ 電流検出手段 Ｊｔ１ ジャンパ端子 Ｊｔ２ ジャンパ端子 Ｊｔ３ ジャンパ端子 Ｊｔ４ ジャンパ端子 Ｋｉ トランス Ｌｄ 放電ランプ Ｌｄ’ 放電ランプ Ｌｘ チョークコイル Ｌｘｒ チョークコイル Ｌｘｕ チョークコイル Ｍｐｕ マイクロプロセッサユニット Ｍｘ ＤＣ電源 Ｏｓｃｋ 発振器 Ｏｓｃｔ 発信器 Ｐｉ １次側巻線 Ｑ１ スイッチ素子 Ｑ２ スイッチ素子 Ｑ２、Ｑ３ スイッチ素子 Ｑ３ スイッチ素子 Ｑ４ スイッチ素子 Ｑｄ１ トランジスタ Ｑｈ１ トランジスタ Ｑｈ２ トランジスタ Ｑｈ３ トランジスタ Ｑｉ スイッチ素子 Ｑｊ１ トランジスタ Ｑｋ１ トランジスタ Ｑｗ１ トランジスタ Ｑｗ２ トランジスタ Ｑｗ３ トランジスタ Ｑｘ スイッチ素子 Ｑｘｒ スイッチ素子 Ｑｘｕ スイッチ素子 Ｒｄ１ プルアップ抵抗 Ｒｄ２ 抵抗 Ｒｄ３ 抵抗 Ｒｄ４ 抵抗 Ｒｄ５ プルダウン抵抗 Ｒｄ６ スピードアップ抵抗 Ｒｈ１ 抵抗 Ｒｈ２ 抵抗 Ｒｈ３ 抵抗 Ｒｈ４ 抵抗 Ｒｈ５ 抵抗 Ｒｈ６ 抵抗 Ｒｈ７ 抵抗 Ｒｈ８ 抵抗 Ｒｉ 抵抗 Ｒｊ１ 抵抗 Ｒｊ２ 抵抗 Ｒｊ３ 抵抗 Ｒｊ４ 分圧抵抗 Ｒｊ５ 分圧抵抗 Ｒｋ１ 抵抗 Ｒｋ２ 抵抗 Ｒｋ３ 抵抗 Ｒｗ１ 抵抗 Ｒｗ２ 抵抗 Ｒｗ３ 抵抗 Ｒｗ４ 抵抗 Ｒｗ５ 抵抗 Ｒｗ６ 抵抗 Ｒｗ７ 分圧抵抗 Ｒｗ８ 分圧抵抗 Ｒｗ９ 抵抗 Ｒｗｔ 抵抗 Ｓｄ２ チョッパ駆動目標信号 Ｓｄ３ 信号 Ｓｄ４ 信号 Ｓｄ５ 制御対象信号 Ｓｄ６ 信号 Ｓｄ７ 信号 Ｓｆ 誤差積分信号 Ｓｆ’ 信号 Ｓｇ ゲート駆動信号 Ｓｈ１ 充電電圧信号 Ｓｈ３ 信号 Ｓｈ４ 反転信号 Ｓｉ ランプ電流信号 Ｓｋ ランプ電流上限信号 Ｓｍ 位相変調信号 Ｓｍ’ 位相変調信号 Ｓｍ２ 位相変調信号 Ｓｔ チョッパ能力制御目標信号 Ｓｔ０ 信号 Ｓｔ１ 信号 Ｓｔ２ 信号 Ｓｔ３ 信号 Ｓｔ４ 反転信号 Ｓｔ５ 信号 Ｓｖ ランプ電圧信号 Ｓｗ１ 充電電圧信号 Ｓｗ２ 信号 Ｓｘｔ チョッパ能力制御目標データ Ｓｘｖ ランプ電圧データ Ｔ１１ 端子 Ｔ１２ 端子 Ｔ２１ 端子 Ｔ２２ 端子 Ｔｈ モノステーブルマルチバイブレータ Ｔｋ モノステーブルマルチバイブレータ Ｔｗ モノステーブルマルチバイブレータ Ｕｂ インバータ Ｕｃ ランプ電流上限信号発生回路 Ｕｄ チョッパ能力制御回路 Ｕｉ スタータ Ｕｉ’ スタータ Ｕｏｓｃ 発振ブロック Ｕｏｓｃ’ 発振ブロック Ｕｐｍ ゲート駆動信号生成回路 Ｕｔ 位相変調制御回路 Ｕｔ’ 位相変調制御回路 Ｕｗ ゲート変調回路 ＶＬ ランプ電圧 Ｖｃｃ ＤＣ電圧源 Ｖｄ１ 基準電圧源 Ｖｄ２ 基準電圧源 Ｖｄ３ 電圧源 Ｖｘ 電圧検出手段 Ｘｐｕ 総合制御部 ｓｔ１ 信号 τ０１１ 期間 τ０１２ 期間 τ０２１ 期間 τ０２２ 期間 τ０３１ 期間 τ０３２ 期間 τ０４１ 期間 τ０４２ 期間 τ１１１ 期間 τ１１２ 期間 τ１２１ 期間 τ１２２ 期間 τ１３１ 期間 τ１３２ 期間 τ１４１ 期間 τ１４２ 期間 τ１４３ 期間 τ１４４ 期間 τ１５１ 期間 τ１５２ 期間 τ１６１ 期間 τ１６２ 期間 τ２１１ 期間 τ２１２ 期間 τ２２１ 期間 τ２２２ 期間 τ３１１ 期間 τ３１２ 期間 τ３３１ 期間 τ３３２ 期間 τ３３３ 期間 τ３３４ 期間 τ３４１ 期間 τ３４２ 期間 τ４１１ 期間 τ４１２ 期間 τ５１１ 期間

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１４年１２月２５日（２００２．１２．
２５）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１２】本発明の請求項２の発明は、一対の電極が
対向配置された放電ランプと、前記放電ランプを始動
し、前記電極に放電電流を供給するための給電装置（Ｅ
ｘ）とを接続してなる光源装置において、前記給電装置
（Ｅｘ）は、前記放電ランプにＡＣ駆動の給電を行うも
のであって、略周期的なＡＣ駆動の給電動作に対して、
位相変調を加えることを特徴とするものである。本発明
の請求項３の発明は、放電ランプを始動して放電電流を
供給するための給電装置（Ｅｘ）において、放電ランプ
への給電量調整のためにスイッチング素子を使用するも
のであって、前記スイッチング素子の略周期的なスイッ
チング動作に対して、位相変調を加えることを特徴とす
るものである。本発明の請求項４の発明は、放電ランプ
を始動して放電電流を供給するための給電装置（Ｅｘ）
において、前記放電ランプにＡＣ駆動の給電を行うもの
であって、略周期的なＡＣ駆動の給電動作に対して、位
相変調を加えることを特徴とする給電装置。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２２】先ず、本発明の請求項１および請求項３の
発明について説明する。前記したように、前記スイッチ
素子（Ｑｘ）はオンとオフとを繰り返す動作をするた
め、放電ランプ（Ｌｄ）への供給電流にはリプル成分が
含まれる。具体的には、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオ
ンになると、チョークコイル（Ｌｘ）から供給される電
流が、概ね直線的に増加するため、ランプ電流も概ね直
線的に増加し、逆に前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオフに
なると、チョークコイル（Ｌｘ）から供給される電流
が、概ね直線的に減少するため、ランプ電流も概ね直線
的に減少する。すなわち、ランプ電流は、ある平均的な
値を中心にして、増加と減少を繰り返すリプル成分を含
んでいる。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】本発明の請求項１および請求項３の発明に
従い、前記スイッチ素子（Ｑｘ）の周期的なスイッチン
グ動作に対して、期間（τ０１１）を、他の周期より延
長することにより、適当な量の位相シフトを与える、す
なわち位相変調を加えることにより、期間（τ０１１）
以前において成長したランプの音響共鳴を減衰させるこ
とができる。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４１】次に、本発明の請求項２および請求項４の
発明について説明する。例えば、前記した図６に記載の
ような、ＡＣ駆動方式の光源装置において、リプルの影
響について先に述べたが、仮にバラスト回路（Ｂｘ）が
発生するリプルが無くとも、インバータのＡＣ駆動成分
によっても、ランプの音響共鳴が発生する可能性があ
る。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５３】当然ながら、本発明の請求項１および請求
項３の発明と、請求項２および請求項４の発明とを併用
して実施することも可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA12 AA13 AC01 AC11 AC20 BA05 BB01 BB10 BC01 CA05 DE02 DE05 GB03 GB18 GC04 HA09 HA10

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一対の電極が対向配置された放電ランプ
   と、前記放電ランプを始動し、前記電極に放電電流を供
   給するための給電装置（Ｅｘ）とを接続してなる光源装
   置において、前記給電装置（Ｅｘ）は、前記放電ランプ
   への給電量調整のためにスイッチング素子を使用するも
   のであって、前記スイッチング素子の略周期的なスイッ
   チング動作に対して、位相変調を加えることを特徴とす
   る光源装置。
2. 【請求項２】 一対の電極が対向配置された放電ランプ
   と、前記放電ランプを始動し、前記電極に放電電流を供
   給するための給電装置（Ｅｘ）とを接続してなる光源装
   置において、前記給電装置（Ｅｘ）は、前記放電ランプ
   にＡＣ駆動の給電を行うものであって、略周期的なＡＣ
   駆動の給電動作に対して、位相変調を加えることを特徴
   とする光源装置。