CN1377545A - 同步捕获电路及同步捕获方法 - Google Patents

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Abstract

快速地建立帧同步以在短时间中捕获一个RF信道。数控振荡器1－1至1－3,复数计算电路2－1至2－3,带限滤波器3－1至3－3,一个选择器7,一个相位误差检测电路9,一个环路滤波器10,和一个AFC电路11构成了一个用于消除在输入到复数计算电路2－1至2－3中所含的基带信号的同相分量I和正交分量Q中的载波的频率误差的载波再生环路。一个定时发生器6检测帧同步模式检测电路5－1至5－3中的哪一个检测到了一个帧同步模式,给选择器7提供一个对应于判定结果的选择信号,并且将一个切换信号发送到AFC电路11。然后,再生用于消除在基带信号中所含的频率误差的载波,以在短时间中捕获一个RF信道。

Description

同步捕获电路及同步捕获方法
发明领域
本发明涉及用于捕获RF信道的同步捕获电路，更具体地讲，涉及一种能够在短时间内捕获一个RF信道的同步捕获电路。
相关技术
在接收广播卫星(BS)的数字广播时，使用一个如图15所示的为捕获一个预定频率的射频(RF)信道而建立同步的同步捕获电路。
在BS数字广播中，以将各种数字调制方式经时分分割并且多路复用的帧构成来发送数字信号。为了捕获RF信道，需要检测帧同步模式和建立同步。
帧同步模式是由一个通过BPSK调制方式传送的20个码元的数字信号形成的。在图15中所示的同步捕获电路中，由一个BPSK去映射器73恢复数字信号，并由一个帧同步模式检测电路74检测预定的帧同步模式。
BPSK去映射器73根据一个基带信号的同相分量I和正交相分量Q确定了I-Q向量平面上的一个信号点配置，并且根据从该信号点求得的相位确定数字信号的值(0或1)。
例如，在图16中所示的I-Q向量平面中，如果信号点处于阴影线区，BPSK去映射器73将数字信号值确定为“1”，如果信号点处于空白区，则确定为“0”。也就是说，BPSK去映射器73根据代表接收信号的相位的信号点是在I-Q向量平面的由BPSK判定基准边界线BL划分的两个区中的哪一个，来确定传送数字信号的值。
在接收BS数字广播中，由一个室外单元(ODU)首先将接收的无线电波下变频成作为中频信号的广播卫星-中频(BS-IF)信号。
利用一个固定在规定频率的本机振荡信号准同步检波这个BS-IF信号，得到基带信号。
由于在准同步检波时所用的本机振荡信号具有一个固定的频率，所以在用ODU下变频过程中产生的频率误差出现在BS-IF信号中，并且也出现在基带信号中。
在这种同步捕获电路中，在准备检测帧同步模式时，不执行用于再生载波的频率同步化。
因此，在检测帧同步模式时，BPSK去映射器73从基带信号确定的I-Q向量平面上的信号点，根据频率误差，对每个码元在I-Q向量平面上沿旋转方向移动。也就是说，接收信号的相位角度改变了，并且发生相位旋转。
例如，在发射侧赋予了比特“1”的一个信号点的位置，在接收表示20比特的帧同步模式的码元期间，在I-Q向量平面上沿图17中所示的旋转方向移动。
为了从包含这种频率误差的基带信号检测出正确的帧同步模式，在发送侧赋予了一个预定数字信号值(“0”或“1”)的信号点，必须在接收侧接收构成帧同步模式的码元期间，不跨越I-Q向量平面上的BPSK判定基准边界线BL。
在发送侧的赋予了一个预定数字信号值(“0”或“1”)的信号点在接收侧跨越了I-Q向量平面上的BPSK判定基准边界线BL的情况下，尽管BPSK去映射器73将数字信号值变换成一个相反的值，也不能正确地检测帧同步模式。
在上述现有的同步捕获电路中，BPSK去映射器确定了具有固定BPSK判定基准边界线BL的I-Q向量平面上的一个信号点的位置，以变换为数字信号。
已知有一种同步捕获电路，能够使用BS数字广播的传送方法，并且通过设置多个具有不同BPSK判定基准边界线BL的位置(旋转的相位)的BPSK去映射器，即使在基带信号中产生了相位误差，也能正确地检测帧同步模式。
即使有这样一种同步捕获电路，每个BPSK去映射器确定具有固定BPSK判定基准边界线BL的一个I-Q向量平面上的一个信号点的位置，变换为数字信号，但是，如果包括在基带信号中的频率误差大于预定值时，也不能正确地检测帧同步模式。
在BPSK判定基准边界线BL是固定的情况下，用公式1可以求得一个在接收侧接收代表帧同步模式的码元期间，能够不跨越BPSK判定基准边界线BL地接收在发送侧赋予了一个预定数字信号值(0或1)的信号的最大频率误差Δf：
(公式1)  Δf＝((π/N)/2π)×Fs
其中π是圆周率，N是一个帧同步模式的码元数，Fs是码元率。
例如，码元率为28.860MHz的BS数字广播的情况下，能够正确检测由20个码元构成的帧同步模式的最大频率误差是±721.5kHz。
在BS数字广播中，在捕获一个RF信道时，需要从包含在基带信号中的频率误差在±2MHz的范围中检测帧同步模式。
为此，在常规的同步捕获电路中，需要通过调节AFC电路79的输出，顺序执行三种类型的扫描。这三种类型的扫描包括：用于如果包含在基带信号中的频率误差是0Hz时的检测帧同步模式的扫描；用于如果频率误差是+1.3MHz时的检测帧同步模式的扫描；和用于如果频率误差是-1.3MHz时的检测帧同步模式的扫描。
利用常规同步捕获电路，当用于捕获RF信道的频率与用于在接收侧调谐的本机振荡器的频率之间的偏差成为最大时，包含在基带信号中的频率误差成为最大。
在这种情况下，需要顺序地执行上述三种类型的扫描，从而要花费很长的时间直至捕获到RF信道。
本发明是在这种情况下做出的，本发明的目的是要提供一种能够在短时间中建立同步并捕获信道的同步捕获电路。
发明的说明
为了达到上述目的，根据本发明的第一方面，提供了一种同步捕获电路，用于接收将接收到的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
多个并联配置的模式检测装置，每个模式检测装置执行接收通过在不同频率范围中的中频信号所传送的基带信号并检测一个预定帧同步模式的操作；和
载波恢复装置，用于在所述多个模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时建立帧同步，并且恢复用于消除基带信号中所含的频率误差的载波。
更具体地讲，同步捕获电路包括：
第一模式检测装置，用于接收通过在预定频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并检测预定帧同步模式；
第二模式检测装置，用于接收通过在一个频率范围中的中频信号所传送的基带信号，并检测预定的帧同步模式，上述频率范围高于传送所述第一模式检测装置能够从其检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
第三模式检测装置，用于接收通过在一个频率范围中的中频信号所传送的基带信号，并检测预定的帧同步模式，上述频率范围低于传送所述第一模式检测装置能够从其检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
载波的载波恢复装置，用于当所述第一至第三模式检测装置中的一个检测帧同步模式时，建立帧同步，并且恢复用于消除基带信号中所含的频率误差。
最好第一至第三模式检测装置中的每个都包括：
信号变换装置，用于确定接收的基带信号的相位，并且把所确定的相位变换成一个对应的数字信号；和
信号判别装置，用于判定通过所述信号变换装置变换产生的数字信号是否包含预定帧同步模式。
可以检测一个通过诸如BPSK调制方式之类的相位调制方式发送的帧同步模式。
最好
信号变换装置具有：
八个去映射装置，每个去映射装置在一个相位平面上确定基带信号的相位，并将其变换为数字信号，上述相位平面的判定基准边界线的相位分别旋转了φ＝45°×n(其中n是0至7的整数)，所述判定基准边界线在将基带信号的相位变换为对应的数字信号时，用作确定数字信号值的基准；
信号判别装置具有：
八个序列判别装置，用于判定通过所述八个去映射装置中的各个去映射装置变换产生的各个数字信号序列是否包含预定帧同步模式；和
用于如果所述八个序列判别装置中的至少一个判定在数字信号序列中包含预定的帧同步模式，则通知所述载波恢复装置已经检测到帧同步模式的装置。
即使在分层发送方法，以各种调制方式多路复用传送信息的情况下，基带信号中产生相位误差，也能够正确地检测帧同步模式。
最好：
第一至第三模式检测装置中的每个都包括：
波形数据产生装置，用于生成用于旋转基带信号的相位的波形数据；和
复数计算装置，用于通过执行所述波形产生装置生成的波形数据与接收的基带信号之间的复数计算，旋转基带信号的相位；和
所述载波恢复装置包括：
识别装置，用于识别所述第一至第三模式检测装置中的哪一个检测到了帧同步模式；
信号选择装置，用于选择其相位被所述第一至第三模式检测装置中的被所述识别装置识别的一个所述复数计算装置旋转了的基带信号；
相位误差识别装置，用于通过对由所述信号选择装置选择的基带信号的相位和一个绝对相位的比较，识别出相位误差；
频率误差识别装置，用于根据所述相位误差识别装置识别的相位误差，识别包含在基带信号中的频率误差；和
载波恢复装置，用于根据所述相位误差识别装置识别的相位误差和所述频率误差识别装置识别的频率误差，控制所述第一至第三模式检测装置中被所述识别装置识别出的所述波形产生装置，恢复用于消除包含在基带信号中的相位误差和频率误差的载波。
在建立了帧同步之后，可以进行相位和频率同步化，以消除基带信号中所含的相位和频率误差。
根据本发明的第二方面，提供了一种同步捕获电路，用于接收通过把接收的无线电波进行频率变换而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获BS数字广播的射频信道，其中：
接收用于捕获射频信道的、包含对应于中频信号的整个频率范围的频率误差的基带信号，通过向与频率误差的范围相应的数字信号变换来检测一个帧同步模式，并根据包含在检测了帧同步模式的基带信号中的频率误差范围，恢复一个与基带信号的频率同步的载波，随后建立帧同步。
根据第二方面，可以从与包含在为捕获BS数字广播的射频信道而接收的基带信号中的频率误差范围一致地变换的数字信号，检测帧同步模式。因而能够迅速地建立帧同步，并且在短时间内捕获一个RF信道。
根据本发明的第三方面，提供了一种同步捕获电路，用于接收通过将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
信号变换装置，用于识别以码元为单位相位调制的接收基带信号的相位，并把基带信号变换成对应于所识别的相位的数字信号；
多个并联布置的模式检测装置，用于根据通过所述信号变换装置变换所产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式，所述多个模式检测装置中的每个与不同频率范围内的中频信号的频率有关；和
频率控制装置，用于当所述多个模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时，利用对应于包含在基带信号中的频率误差的偏移频率改变基带信号的频率，并在所述信号变换装置识别出基带信号的相位之后建立一个帧同步。
更具体地讲，根据第三方面的同步捕获电路，用于接收通过将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
信号变换装置，用于识别以码元为单位相位调制的接收基带信号的相位，并将基带信号变换成对应于识别的相位的数字信号；
第一模式检测装置，用于如果赋予射频信道的频带范围的中心频率对应于中频信号的预定频率范围内的一个中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第二模式检测装置，用于如果赋予射频信道的频带范围的中心频率对应于在一个比用所述第一模式检测装置可以检测帧同步模式的中频的频率范围高的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第三模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第二模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围还高的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第四模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第一模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围低的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第五模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第一第四模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围还低的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；和
频率控制装置，用于当所述第一至第五模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时，利用对应于包含在基带信号中的频率误差的偏移频率变换基带信号的频率，使所述信号变换装置识别基带信号的相位，并使所述第一模式检测装置检测帧同步模式后建立帧同步。
根据本发明的第三方面，如果分配给射频信道的频带的中心频率对应于在预定频率范围内的中频信号的频率，那么第一至第五模式检测装置可以根据通过信号变换装置变换而产生的数字信号来检测帧同步模式。
在检测帧同步模式时，用对应于包含在基带信号中的频率误差的偏移频率改变基带信号的频率，并由第一模式检测装置检测帧同步模式。
将第一模式检测装置设置成，使它能够从具有比其它模式检测装置更宽的频带的基带信号检测帧同步模式，那么可以快速地扫描更宽的频率范围，并且能够建立稳定的帧同步。
最好：
所述信号变换装置具有：
八个去映射装置，每个去映射装置在一个相位平面上确定基带信号的相位，并将其变换为数字信号，上述相位平面的判定基准边界线的相位分别旋转了φ＝45°×n(其中n是0至7的整数)，所述判定基准边界线在将基带信号的相位变换为对应的数字信号时，用作确定数字信号值的基准；
所述第一模式检测装置具有：
八个序列判别装置，每个都用于判定通过所述八个去映射装置中的各个变换产生的每个数字信号序列是否包含预定的帧同步模式；和
用于如果所述是八个序列判别装置中的至少一个判定包含帧同步模式，那么通知所述频率控制装置已经检测到帧同步模式的装置；
所述第二和第四模式检测装置每个具有：
八个第一旋转序列判别装置，用于利用通过所述八个去映射装置变换产生的各数字信号序列中的三个数字信号序列，判别是否包含预定的帧同步模式；和
所述第三和第五模式检测装置每个具有：
八个第二旋转序列判别装置，用于利用通过所述八个去映射装置变换产生的各数字信号序列中的四个数字信号序列，判别是否包含预定的帧同步模式。
最好：
第一和第二旋转序列判别装置每个具有：
延迟装置，用于延迟数字信号序列的各个比特；和
从所述延迟装置抽出数字信号序列，使判定基准边界线的相位沿着信号接收时间流逝方向相同的方向旋转，判定是否包含预定帧同步模式的装置。
第二至第五模式检测装置可以检测通过对应于每个不同频率范围的基带信号传送的帧同步模式。
更具体地讲：
所述第二模式检测装置的所述第一旋转序列判别装置和所述第四模式检测装置的所述第一旋转序列判别装置，从所述延迟装置得出数字信号序列，使得判定基准边界线的相位沿着与信号接收时间流逝的相反方向旋转；和
所述第三模式检测装置的所述第二旋转序列判别装置和所述第五模式检测装置的所述第二旋转序列判别装置，从所述延迟装置得出数字信号序列，使得判定基准边界线的相位沿着与信号接收时间流逝相反的方向旋转。
最好频率控制装置包括：
波形数据产生装置，用于创建为使基带信号的相位旋转的波形数据；
复数计算执行装置，用于通过执行所述波形数据产生装置创建的波形数据与接收基带信号之间的复数计算，来旋转基带信号的相位；
相位误差识别装置，用于通过比较其相位被所述复数计算执行装置旋转的基带信号的相位和一个绝对相位，识别相位误差；
频率误差识别装置，用于根据所述相位误差所识别装置识别的相位误差，识别包含在基带信号中的频率误差；和
载波恢复装置，用于根据所述相位误差识别装置所识别的相位误差和所述频率误差识别装置所识别的频率误差，控制所述波形数据产生装置，恢复一个要用于消除包含在基带信号中的相位误差和频率误差的载波。
根据本发明的第四方面，提供了一种同步捕获方法，用于接收将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
第一模式检测步骤，接收通过在预定频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定帧同步模式；
第二模式检测步骤，在所述第一模式检测步骤的相同时间，接收通过在一个频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定的帧同步模式，上述频率范围高于比在传送所述第一模式检测步骤能够检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
第三模式检测步骤，在所述第一和第二模式检测步骤的相同时间，接收通过在一个频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定的帧同步模式，上述频率范围低于比在传送所述第一模式检测步骤能够检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；和
载波恢复步骤，当所述第一至第三模式检测步骤中的一个检测到帧同步模式时，建立帧同步并且恢复要用于消除基带信号中所含的频率误差的载波。
附图简要说明
图1是显示分层传输方法使用的帧结构的一个实例的示意图；
图2是显示发送侧各调制方式的映射的示意图；
图3是显示根据本发明的第一实施例的同步捕获电路的结构的示意图；
图4是显示在BPSK去映射器恢复数字信号时使用的I-Q向量平面的示意图；
图5是显示BPSK去映射器的结构的示意图；
图6是显示一个帧同步模式检测电路结构的示意图；
图7是显示一个同步检测器的结构的示意图；
图8是显示根据本发明的第二实施例的同步捕获电路的结构的示意图；
图9是显示一个帧同步模式检测电路的结构的示意图；
图10是说明用于同步捕获电路检测一个帧同步模式的信号点配置的示意图；
图11是显示一个同步检测器结构的示意图；
图12是显示一个帧同步模式检测电路的结构的示意图；
图13是说明用于同步检测器检测一个帧同步模式的信号点的位置的示意图；
图14是显示同步检测器的结构的示意图；
图15是显示一个常规同步捕获电路的结构的示意图；
图16是显示一个BPSK去映射器使用的I-Q向量平面的示意图；
图17是对由频率误差造成的信号点移动进行说明的示意图。
本发明的实施例
(第一实施例)
以下参考附图详细说明根据本发明的第一实施例的一个同步捕获电路。
在这个同步捕获电路中，把通过室外单元(ODU)之类的单元下变频接收的无线电波而获得的广播卫星-中频(BS-IF)信号，用正交检波器准同步检测，并接收将得到的一个基带信号量化的基带信号，以建立同步。
输入到同步捕获电路的基带信号在经过了诸如8PSK(8相相移键控)调制，QPSK(四相相移键控)调制和BPSK(2相相移键控)调制之类的被分时使用的并且具有不同所需C/N(载波噪声比)值的多种调制方式之后，一帧接一帧地反复发送。这种发送方法叫作分层发送法。
图1示出了分层发送方法的帧结构的示意图。
如图1中所示，一个帧是由39,936个码元组成的，包括由192码元构成的头部100，和多个由203个码元的主信号部分101和4个码元的突发码元部分102构成的对。
头部100包括一个通过BPSK调制发送的帧同步模式110，发送和多路复用配置控制(TMCC)数据111，和一个超帧识别模式112。
帧同步模式110用于发送一个用于利用32比特中的规定20比特建立一个帧同步的比特流。用于建立一个帧同步的比特流的发送顺序(S19S18S17...S1S0)是(11101100110100101000)。
TMCC数据111是代表时分多路复用的调制方式的多路复用配置的传送多路复用配置标识数据。
八个帧构成了一个超帧。超帧识别模式112是一个用于标识各帧在超帧中的位置的模式。
主信号部分101是通过TC8PSK(格码8PSK)或QPSK调制方式发送的。突发码元部分102是通过BPSK发送的，在每个帧重置的伪噪声(PN)信号，并且是能量扩展的。
在发送侧，对每种调制方式执行以下映射。
图2(a)示出了当把8PSK用作调制方式时的信号点的配置。
8PSK调制方式是给3比特的数字信号(abc：a，b，c＝0或1)赋予了图2(a)中所示的八个不同的相位并且发送的方法。
也就是说，在8PSK调制方式中，使用了构成一个码元的八种比特组合，包括(000)，(001)，(010)，(011)，(100)，(101)，(110)和(111)。如图2(a)中所示，在发送侧将这些每个由3个比特构成的数字信号变换成I-Q(同相-正交)向量平面上的信号点配置“0”至“7”。这种变换称为8PSK映射。
在图2(a)中，作为一个实例，比特串(000)被变换成一个信号点配置“0”，比特串(001)被变换成信号点配置“1”，比特串(101)被变换成信号点配置“2”，比特串(100)被变换成信号点配置“3”，比特串(110)被变换成信号点配置“4”，比特串(111)被变换成信号点配置“5”，比特串(011)被变换成信号点配置“6”，比特串(010)被变换成信号点配置“7”。
图2(b)示出了当把QPKS用作调制方式时的信号点的配置。
利用QPKS调制方式，给2比特的数字信号(de：d，e＝0或1)赋予了图2(b)中的所示的四种不同的相位，并发送。
也就是说，在QPSK调制方式中，使用了构成一个码元的比特组合有四种，包括(00)，(01)，(10)和(11)。在图2(b)中，作为一个实例，将比特串(00)变换成信号点配置“1”，将比特串(10)变换成信号点配置“3”，将比特串(11)变换成信号点配置“5”，和将比特串(01)变换成信号点配置“7”。
在图2(b)中，将信号点配置和它的号码之间的关系设置为8PSK，即与图2(a)中所示的信号点配置与它的号码之间的关系相同的关系。
类似地，图2(c)是显示当把BPSK用作调制方式时的信号点的配置的示意图。利用BPSK调制方式，给1比特数字信号(f：f＝0或1)赋予了两种不同的相位，并发送。
在图2(c)中，作为一个实例，将比特“0”变换成信号点配置“0”，并且将比特“1”变换成信号点配置“4”。
图3示出了用于通过接收利用上述分层发送方法发送数字信号的载波建立同步的同步捕获电路。如图3中所示，同步捕获电路具有数控振荡器1-1至1-3，复数计算电路2-1至2-3，带限滤波器3-1至3-3，BPSK去映射器4-1至4-3，帧同步模式检测电路5-1至5-3，一个定时发生器6，一个选择器7，一个相位误差检测电路8，一个频率误差计算电路9，一个环路滤波器10，和一个自动频率控制(AFC)电路11。
数控振荡器1-1至1-3分别产生正弦波数据sinθ1至sinθ3，和余弦波数据cosθ1至cosθ3。数控振荡器1-1至1-3产生代表对应于从AFC电路11接收的相位信号θ1至θ3的正弦波形或余弦波形的幅度的数字信号，并且把它们发送到复数计算电路2-1至2-3。
复数计算电路2-1至2-3每个都是由一个倒相器，一个乘法器等器件构成的，并且执行用于消除量化基带信号的相位误差和频率误差的计算。
更具体地讲，每个复数计算电路2-1至2-3接收包含相位误差和频率误差的基带信号的同相分量I和正交分量Q。复数计算电路2-1至2-3分别接收来自数控振荡器1-1至1-3的正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波数据cosθ1至cosθ3。复数计算电路2-1至2-3对接收的正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波数据cosθ1至cosθ3进行倒相处理等运算后，把它们与基带信号的同相分量I和正交分量Q相乘，从而产生I(同相)信号RI1至RI3和Q(正交)信号RQ1至RQ3。
复数计算电路2-1至2-3将产生的I信号RI1至RI3和Q信号RQ1至RQ3发送到带限滤波器3-1至3-3。
带限滤波器3-1至3-3均由具有升余弦特性的数字滚降滤波器等构成，并且限制从复数计算电路2-1至2-3接收的I信号RI1至RI3和Q信号RQ1至RQ3的通带，从而产生没有码间干扰的数据波形。带限滤波器3-1至3-3将限带的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3发送到BPSK去映射器4-1至4-3。
带限滤波器3-1至3-3也把限带的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3发送到选择器7。
BPSK去映射器4-1至4-3用与发送侧的BPSK映射的相反的方式从基带信号的信号点配置恢复数字信号，以便检测通过BPSK调制发送的20码元的帧同步模式110。
更具体地讲，一旦接收到来自带限滤波器的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3，BPSK去映射器4-1至4-3求得如图4(a)至4(h)上所示的接收侧的I-Q向量平面上的接收信号点。BPSK去映射器4-1至4-3将基带信号变换成对应于I-Q向量平面上的接收信号点配置的数字信号(0或1)。
如图5中所示，各BPSK去映射器4-1至4-3均具有八个BPSK去映射电路20至27。
每个BPSK去映射器电路20至27均由一个只读存储器(ROM)等器件构成，并且利用如图4(a)至4(h)中所示的具有不同BPSK判定基准边界线BL的相位的八个I-Q向量平面中的一个把接收的信号点变换成一个数字信号。
即，BPSK去映射器电路20至27在I-Q向量平面上确定一个接收信号点，把它变换成一个数字信号，所述的I-Q向量平面要对应发送侧的I-Q向量平面仅旋转了φ＝45°×n(n是整数0至7)的情况来旋转BPSK判定基准边界线BL的相位。
接下来，假设BPSK去映射电路20首先利用图4(a)中所示I-Q向量平面，将一个信号点变换成一个数字信号，并且在其后BPSK去映射电路21至27相继地利用图4(b)至4(h)中所示的I-Q向量平面将一个信号点变换成一个数字信号。
BPSK去映射电路20至27将恢复的数字信号的比特流B0至B7发送到帧同步模式检测电路5-1至5-3。
图3中所示的帧同步模式检测电路5-1至5-3从BPSK去映射器4-1至4-3恢复的数字信号检测帧同步模式。帧同步模式检测电路5-1至5-3对应于代表基带信号中所含的频率误差大小的三个不同频率范围。帧同步模式检测电路5-1至5-3接收来自BPSK去映射器4-1至4-3的比特流B0至B7，并且检测一个帧同步模式110。
更具体地讲，例如，帧同步模式检测电路5-1对应于一个以频率误差为+1.3MHz的频率为中心的±700kHz的频率范围，帧同步模式检测电路5-2对应于一个以频率误差为0Hz的频率为中心的±700kHz的频率范围，帧同步模式检测电路5-3对应于一个以频率误差为-1.3MHz的频率为中心的±700kHz的频率范围。
每个帧同步模式检测电路5-1至5-3具有图6中所示的八个同步检测电路30至37，和一个“或”门38。
如图7中所示，同步检测电路30至37都具有相同的结构，具有二十个移位寄存器(延迟锁存器D0至D19)，用于预定比特的逻辑反转的倒相器IN，和一个“与”门A1。
当延迟锁存器D0至D19的状态(D19D18D17...D1D0)成为(11101100110100101000)时，“与”门A1输出一个高电平电压。这对应于帧同步模式110的比特流。当“与”门A1的输出成为高电位时，意味着同步检测电路30至37中的一个检测了帧同步模式。
当同步检测电路30至37中的一个检测帧同步模式110时，“或”门38将这个检测通知给定时发生器6。
当图3中所示的定时发生器6从帧同步模式检测电路5-1至5-3接收已经检测了帧同步模式110的通知时，建立一个帧同步。
在这种情况下，定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-1至5-3中哪一个检测了帧同步模式110，并且把一个对应于帧同步模式检测电路5-1至5-3中判定的一个的选择信号发送到选择器7。
也就是说，当定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-1检测了帧同步模式110时，它向选择器7发出一个选择信号，以选择从带限滤波器3-1输出的I信号DI1和Q信号DQ1。当定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-2检测了帧同步模式110时，它向选择器7发出一个选择信号，以选择从带限滤波器3-2输出的I信号DI2和Q信号DQ2。当定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-3检测了帧同步模式110时，它向选择器7发出一个选择信号，以选择从带限滤波器3-3输出的I信号DI3和Q信号DQ3。
在定时发生器6建立了帧同步之后，它提取TMCC数据111，以识别帧多路复用配置，并且向频率误差计算电路9发送一个TMCC区间信号，以确定TMCC区间。
定时发生器6也向AFC电路11发送一个切换信号，使数控振荡器1-1至1-3中的一个在相位信号θ1至θ3的控制下再生一个用于捕获RF信道的载波。
选择器7由一个多路复用器等构成，响应来自定时发生器6的选择信号，选择一对从带限滤波器3-1至3-3中的一个输出的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3。选择器7将选择的I信号D1和Q信号DQ输入到相位误差检测电路8。
相位误差检测电路8根据从选择器7接收的I信号DI和Q信号DQ，确定在I-Q向量平面上的信号点配置，以求得代表信号点配置的相位与绝对相位之间的相位差(接收信号相位旋转角度)。
相位误差检测电路8产生一个对应于求得的相位误差的相位误差信号PED，并把它发送到频率误差计算电路9和环路滤波器10。
频率误差计算电路9根据从定时产生器6接收的TMCC区间信号确定TMCC区间，并且根据以从相位误差检测电路8接收的相位误差信号PED表示的TMCC区间中的相位误差，计算出希望的频率与恢复载波的频率之间的差值(误差频率)Δf。
频率误差计算电路9将求出的误差频率Δf通知给AFC电路11。
环路滤波器10是一个用于使从相位误差检测电路8接收的相位误差信号PED平滑化的低通滤波器，并且把平滑化的相位误差信号PED作为一个相位调节信号LΔf，提供到AFC电路11。
AFC电路11产生对应于从频率误差计算电路9提供的误差频率Δf和从环路滤波器10提供的与相位调节信号LΔf相应的相位信号θ1至θ3。
AFC电路11将产生的相位信号θ1至θ3提供到数控振荡器1-1至1-3，使它们产生正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波信号cosθ1至cosθ3。
如果在复数计算电路2-1接收的基带信号中包含+1.3MHz的频率误差，那么AFC电路11执行相位信号θ1的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位不旋转的值。
如果在复数计算电路2-2接收的基带信号中不包含频率误差(0MHz的频率误差)，那么AFC电路11执行相位信号θ2的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位不旋转的值。
如果在复数计算电路2-3接收的基带信号中包含一个-1.3MHz的频率误差，那么AFC电路11执行相位信号θ3的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位不旋转的值。
以下将说明根据本发明的第一实施例的同步捕获电路的操作。
这个同步捕获电路可以在短时间中捕获BS数字广播的一个RF信道，因为它具有多个用于检测帧同步模式的接收系列，接收系列在数量上对应于多个频率范围，每个频率范围代表包含在基带信号中的不同的频率误差。
在本发明的第一实施例的同步捕获电路中，数控振荡器1-1至1-3，复数计算电路2-1至2-3，带限滤波器3-1至3-3，选择器7，相位误差检测电路8，频率误差计算电路9，环路滤波器10和AFC电路11构成了一个消除包含在输入到复数计算电路2-1至2-3中的基带信号的同相分量I和正交分量Q中的载波的频率误差的载波再生环路。
更具体地讲，通过利用一个本机振荡器产生的并且具有固定到分配给BS数字广播的一个RF信道的一个频带的中心频率对应的频率的本机振荡信号，第一复数计算电路2-1至2-3接收通过检测ODU(未示出)下变频接收的无线电波的BS-IF信号所获得的基带信号的同相分量I和正交分量Q。
在ODU下变频接收的无线电波时产生的频率误差出现在是一个中频信号的BS-IF信号中，并且也出现在基带信号中。
通过利用从数控振荡器1-1至1-3接收的正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波数据cosθ1至cosθ3，复数计算电路2-1至2-3执行公式2的运算，以旋转基带信号的相位：
(公式2)  RIk＝I×cosθk-Q×sinθk
         RQk＝I×sinθk-Q×cosθk
其中k是0至3的整数。
如果在复数计算电路2-1接收的基带信号中包含+1.3MHz的频率误差，那么AFC电路11执行相位信号θ1的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位不旋转的值。
如果在复数计算电路2-2接收的基带信号中不包含频率误差(0MHz的频率误差)，那么AFC电路11执行相位信号θ2的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位不旋转的值。
如果在复数计算电路2-3接收的基带信号中包含-1.3MHz的频率误差，那么AFC电路11执行相位信号θ3的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予一个预定数字信号(0或1)的信号点的相位在接收侧不旋转的值。
也就是说，AFC电路11把相位信号θ1设置为这样一个值，使得能够接收通过在高于一个产生用于准同步检测的本机振荡信号的本机振荡器(未示出)的振荡频率的预定频率范围内的中频信号(BS-IF信号)进行传送的基带信号，检测帧同步模式110。
AFC电路11把相位信号θ2设置为这样一个值，使得能够接收通过在包括与一个本机振荡器(未示出)的振荡频率相同的频率的预定频率范围内的中频信号(BS-IF)信号进行传送的基带信号，检测帧同步模式110。
AFC电路11把相位信号θ3设置为这样一个值，使得能够接收一个通过在低于一个本机振荡器(未示出)的振荡频率的预定频率范围内的中频信号(BS-IF信号)进行的基带信号，检测帧同步模式110。
一旦接收到来自AFC电路11的相位信号θ1至θ3，数控振荡器1-1至1-3产生正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波数据cosθ1至cosθ3，并它们提供到复数计算电路2-1至2-3。
复数计算电路2-1至2-3把得到的I信号RI1至RI3和Q信号RQ1至RQ3输入到带限滤波器3-1至3-3，以限制其频带，并且获得I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3。
以这种方式，复数计算电路2-1至2-3可以改变基带信号的频率，从而能够在包含在基带信号中的频率误差为±2MHz范围中检测帧同步模式110。因此，如果在ODU下变频时产生的频率误差在±2MHz的范围内，那么可以检测帧同步模式并捕获RF信道。
将从带限滤波器3-1至3-3输出的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3输入到各BPSK去映射器4-1至4-3中，并且输入到选择器7中。
选择器7选择从带限滤波器3-1至3-3中的一个输出的一对I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3，并把这对信号发送到相位误差检测电路8。
选择器7选择哪一对I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3是由从定时发生器6提供的选择信号确定的。
以下将说明直到从定时发生器6输出选择信号的操作。
当把从带限滤波器3-1至3-3输出的I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3输入到各BPSK去映射器4-1至4-3时，由BPSK去映射电路20至27恢复数字信号。
即，BPSK去映射器电路20至27在I-Q向量平面上确定一个接收信号点，把它变换成一个数字信号，所述的I-Q向量平面应该对应发送侧的I-Q向理平面仅旋转了φ＝45°×n(n是整数0至7)的情况来旋转BPSK判定基准边界线BL的相位。
利用具有旋转了BPSK判定基准边界线BL的相位的八个I-Q向量平面，将信号点变换成数字信号的原因如下。
即，在利用多种时分调制方式反复发送每帧的分层传输的方法中，代表指示调制方式的多路复用配置的发送多路复用配置识别数据的TMCC数据111是在帧同步建立之后按帧同步脉冲产生的时序提取的。通过识别由TMCC数据111指示的调制方式的多路复用配置，可以执行每种调制方式的处理过程。
由于直到帧同步建立也执行8PSK解调，所以根据由数控振荡器1-1至1-3和AFC电路11恢复的载波的相位的状态，在帧同步模式解调之际，基带信号的相位可以旋转φ＝45°×n(n是一个0至7的整数)。
例如，在发送侧，将比特“0”赋予图2(c)中所示的信号点配置“0”，并且把比特“1”赋予信号点配置“4”。
在这种情况下，由BPSK去映射器4-1至4-3基于带限滤波器3-1至3-3接收的I信号DI1至DI3和Q信号RQ1至RQ3确定的比特“0”和“1”的信号点可以出现在与发送侧相同的图2(c)所示的φ＝0°的信号点配置“0”和“4”。
但是，根据数控振荡器1-1和1-3和AFC电路11恢复的载波的相位状态，比特“0”和“1”的信号点可能出现在图2(a)所示的φ＝45°的相位旋转的信号点配置“1”和“5”。另外，它们可以出现在φ＝90°的相位旋转的信号点配置“2”和“6”，或出现在φ＝135°的相位旋转的信号点配置“0”和“4”。
由于在帧同步模式110被解调之际的相位可以旋转φ＝45°×n(n是一个0至7的整数)，所以即使在这样的八个相位解调帧同步模式110，仍需要可靠地检测它。
出于这种原因，每个BPSK去映射器4-1至4-3具有八个BPSK去映射电路20至27，并且通过利用旋转了BPSK判定基准边界线BL的相位的八个I-Q向量平面中的一个，将信号点变换成一个数字信号。
将由BPSK去映射器4-1至4-3恢复的数字信号的比特流(B0至B7)发送到各帧同步模式检测电路5-1至5-3。
帧同步模式检测电路5-1至5-3在各同步检测电路30～37中之一检测出帧同步模式110后，即把它通知给定时发生器6。
当定时发生器6从帧同步模式检测电路5-1至5-3中的一个接收到检测出帧同步模式110的通知时，它判定帧同步模式检测电路5-1至5-3中哪一个检测了帧同步模式110，并且把对应于判定结果的选择信号发送给选择器7。
即，如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-1检测了帧同步模式110后，它把选择从带限滤波器3-1输出的I信号DI1和Q信号DQ1的选择信号发送到选择器7。如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-2检测了帧同步模式110，那么它把选择从带限滤波器3-2输出的I信号DI2和Q信号DQ2的选择信号发送到选择器7。如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-3检测了帧同步模式110，那么它把选择从带限滤波器3-3输出的I信号DI3和Q信号DQ3的选择信号发送到选择器7。
以这种方式，定时发生器6可以发送用于决定选择器7选择了哪一对I信号DI1至DI3和Q信号DQ1至DQ3的选择信号。
与此同时，在定时发生器6从帧同步模式检测电路5-1至5-3中的一个接收到已经检测了帧同步模式110的通知的定时，定时发生器6建立一个帧同步。然后，定时发生器6产生一个用于确定TMCC区间的TMCC区间信号，并把它发送到频率误差计算电路9。
与此同时，定时发生器6将一个对应于判定帧同步模式检测电路5-1至5-3中哪一个检测出帧同步模式110的结果的切换信号发送到AFC电路11，使它恢复用于捕获一个RF信道的载波。
即，如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-1检测了帧同步模式110，那么它把切换信号发送到AFC电路11，以便用相位信号θ1控制数控振荡器1-1，并恢复载波。如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-2检测了帧同步模式110，那么它把切换信号发送到AFC电路11，以便用相位信号θ2控制数控振荡器1-2，并恢复载波。如果定时发生器6判定帧同步模式检测电路5-3检测了帧同步模式110，那么它把切换信号发送到AFC电路11，以便用相位信号θ3控制数控振荡器1-3，并恢复载波。
将选择器7选择的I信号DI和Q信号DQ发送到相位误差检测电路8。
根据从选择器7接收的I信号DI和Q信号DQ，相位误差检测电路8确定I-Q向量平面上的信号点配置，并且计算信号点配置的相位与绝对相位之间的相位误差(接收点相位旋转角度)。
相位误差检测电路8将对应于求得的相位误差的相位误差信号PED发送到频率误差计算电路9和环路滤波器10。
频率误差计算电路9通过从定时发生器6接收的TMCC区间信号制定TMCC区间，并且从相位误差检测电路8接收的相位误差信号PED指示的TMCC区间中的相位误差计算希望的频率与恢复的载波的频率之间的差值(误差频率)Δf。
频率误差计算电路9将求得的误差频率Δf通知AFC电路11。
环路滤波器10使从相位误差检测电路8接收的相位误差信号PED平滑化，作为相位调节信号LΔf发送到AFC电路11。
AFC电路11根据从频率误差计算电路9通知的误差频率Δf和从环路滤波器10接收的相位调节信号LΔf，调节相位信号θ1至θ3中对应于从定时发生器6接收的切换信号的一个，并且把调节的相位信号提供到数控振荡器1-1至1-3中对应的一个。
以这种方式，可以产生用于消除包含在输入到复数计算电路2-1至2-3中的基带信号的同相分量I和正交分量Q中的载波的频率误差的正弦波数据sinθ1至sinθ3和余弦波数据cosθ1至cosθ3，并且能够捕获具有希望的频率的信道。
如上所述，在根据本发明的第一实施例的同步捕获电路中，可以与包含在基带信号中的代表不同频率误差的三个频率范围一致地检测帧同步模式110。因此，如果在ODU下变频一个接收无线电波时产生的频率误差在一个预定范围中(在±2MHz的范围中)，那么可以迅速地检测帧同步模式。
从而能够快速地建立一个帧同步，并在短时间内捕获一个RF信道。(第二实施例)
以下说明根据本发明第二实施例的一个同步捕获电路。
图8示出了根据本发明第二实施例的同步捕获电路的结构。
如图8中所示，同步捕获电路具有一个数控振荡器50，一个复数计算电路51，一个带限滤波器52，一个BPSK去映射器53，帧同步模式检测电路54-1至54-5，一个定时发生器55，一个相位误差检测电路56，一个频率误差计算电路57，一个环路滤波器58，和一个AFC电路59。
数控振荡器50分别产生正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ。数控振荡器50产生一个对应于从AFC电路59接收的相位信号θ的代表正弦波数据或余弦波数据的幅度的数字信号，并把它发送到复数计算电路51。
复数计算电路51是由倒相器，乘法器等构成的，并且执行消除量化的基带信号的相位误差和频率误差的计算。
更具体地讲，复数计算电路51接收包含相位误差和频率误差的基带信号的同相分量I和正交分量Q。利用从数控振荡器50接收的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ，复数计算电路51执行旋转基带信号的相位的计算，从而产生一个消除了相位误差、生产率误差的I(同相)信号RI和一个Q(正交)信号RQ。
复数计算电路51将产生的I信号RI和Q信号RQ发送到带限滤波器52。
带限滤波器52是由一个具有升余弦特性的数字滚降滤波器等构成的，并且限制从复数计算电路51接收的I信号RI和Q信号RQ的通带，从而产生具有无码间干扰的数据波形。带限滤波器52生成从复数计算电路51接收的I信号RI和Q信号RQ的限带I信号DI和Q信号DQ，并发送到BPSK去映射器53。
带限滤波器52也把I信号DI和Q信号DQ发送到相位误差检测电路56。
BPSK去映射器53以发送侧BPSK映射相反的方式从基带信号的信号点配置恢复数字信号，以便检测通过BPSK调制发送的20码元的帧同步模式110。
BPSK去映射器53具有与第一实施例的同步捕获电路相同的八个BPSK去映射电路20至27。
BPSK去映射电路20至27把恢复的数字信号的比特流B0至B7发送到帧同步模式检测电路54-1至54-5。
帧同步模式检测电路54-1至54-5接收来自从具备BPSK去映射器53的八个BPSK去映射电路20至27输出的比特流B0至B7，检测帧同步模式110。
帧同步模式检测电路54-1至54-5中的每个在对应于包含在基带信号内的频率误差大小的频率范围中，检测帧同步模式110。
例如，如果在基带信号中所含的频率误差在+2.1MHz至+1.4MHz的范围，那么帧同步模式检测电路54-1检测帧同步模式110。
同样地，对于帧同步模式110的检测，若频率误差在+1.4MHz至+700kHz范围，则由帧同步模式检测电路54-2执行；若频率误差在+700kHz至-700kHz的范围，则由帧同步模式检测电路54-3执行；若频率误差在-700kHz至-1.4MHz的范围，则由帧同步模式检测电路54-4执行；若频率误差在-1.4至-2.1MHz的范围，则由帧同步模式检测电路54-5执行。
如图9中所示，帧同步模式检测电路54-1具有八个同步检测电路40-1至47-1，和一个“或”门48-1，以便如果在复数计算电路51接收的基带信号具有在+2.1MHz至+1.4MHz范围的频率误差时，检测帧同步模式110。
为了在基带信号中所含的频率误差在+2.1MHz至+1.4MHz范围中的情况下正确地检测帧同步模式110，例如，如图10(a)至10(e)中所示，在接收表示帧同步模式110的码元期间，即接收20个码元期间，可将I-Q向量平面上的BPSK判定基准边界线LN沿相同的相位方向旋转四次。
图10(a)至10(e)中所示的信号点配置表示在发送侧赋予比特“1”的位置。
帧同步模式检测电路54-1具备的同步检测电路40-1至47-1利用从BPSK去映射器53具备的八个BPSK去映射电路20至27接收的八个比特流B0至B7中的四个，检测帧同步模式110。
例如，考虑将同步检测电路40-1用作从利用其BPSK判定基准边界线LN以图10(a)至10(e)中所示顺序旋转的I-Q向量平面变换的数字信号检测帧同步模式110的电路的情况。
在这种情况下，如图11中所示，同步检测电路40-1具有六个“与”门A10-1至A15-1，和用于各个比特流的串联连接的延迟锁存器D0至D19。
这个同步检测电路40-1利用延迟锁存器D0至D19延迟从使用图4(c)中所示的I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路22接收的比特流B2。当延迟锁存器D0至D3的状态(D3D2D1D0)是(1000)时，“与”门A10-1输出高电平电压。当延迟锁存器D16至D19的状态(D19D18D17D16)是(1110)时，“与”门A11-1输出高电平电压。
同步检测电路40-1利用延迟锁存器D0至D15延迟从使用图4(e)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路24接收的比特流B4。当延迟锁存器D12至D15的状态(D15D14D13D12)是(1100)时，“与”门A12-1输出高电平电压。
同步检测电路40-1利用延迟锁存器D0至D11延迟从使用图4(g)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路26接收的比特流B6。当延迟锁存器D8至D11的状态(D11D10D9D8)是(1101)时，“与”门A13-1输出高电平电压。
同步检测电路40-1利用延迟锁存器D0至D7延迟从使用图4(a)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路20接收的比特流B0。当延迟锁存器D4至D7的状态(D7D6D5D4)是(0010)时，“与”门A14-1输出高电平电压。
当所有“与”门A10-1至A14-1都输出高电平电压时，“与”门A15-1输出高电平电压。因此，同步检测电路40-1经过“或”门48-1通知定时发生器55检测了一个帧同步模式110。
与同步检测电路40-1相同，图9中所示的同步检测电路41-1至47-1使用从BPSK去映射器53具备的八个BPSK去映射电路20至27接收的比特流B0至B7中的四个，检测帧同步模式110。
同步检测电路40-1至47-1是这样构造的，使得它们能够在45°×n(n是一个0至7的整数)不同情况下处理接收帧同步模式110的第一比特时刻的接收信号相位旋转角度。
同步检测电路40-1至47-1可以共享用于延迟每个比特流B0至B7的延迟锁存器D0至D19。在这种情况下，根据延迟锁存器D0至D19的状态形成连接布线，以获得逻辑积。
图8中所示帧同步模式检测电路54-2具有如图12中所示的八个同步检测电路40-2至47-2，和一个“或”门48-2，以便在复数计算电路51接收的基带信号具有在+1.4MHz至+700kHz范围的频率误差时，检测帧同步模式110。
为了在基带信号的频率误差在+1.4MHz至+700kHz范围的情况下正确地检测帧同步模式110，例如，如图13(a)至13(c)中所示，在接收表示帧同步模式110的码元期间，即接收20个码元期间，可将I-Q向量平面上的BPSK判定基准边界线LN沿相同的相位方向旋转两次。
图13(a)至13(c)中所示的信号点配置表示在发送侧赋予比特“1”的位置。
帧同步模式检测电路54-2具备的同步检测电路40-2至47-2利用从BPSK去映射器53具备的八个BPSK去映射电路20至27接收的八个比特流B0至B7中的三个，检测帧同步模式110。
例如，考虑将同步检测电路40-2用作从利用其BPSK判定基准边界线LN以图13(a)至13(c)中所示顺序旋转的I-Q向量平面变换的数字信号检测帧同步模式110的电路的情况。
在这种情况下，如图14中所示，同步检测电路40-2具有四个门A10-2至A13-2，和用于各比特流的串联连接的延迟锁存器D0至D19。
这个同步检测电路40-2通过利用延迟锁存器D0至D19延迟从利用图4(c)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路22接收的比特流B2。当延迟锁存器D13至D19的状态(D19D18D17D16D15D14D13)是(1110110)时，“与”门A10-2输出高电平电压。
同步检测电路40-2通过利用延迟锁存器D0至D12延迟从利用图4(e)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路24接收的比特流B4。当延迟锁存器D7至D12的状态(D12D11D10D9D8D7)是(011010)时，“与”门A11-2输出高电平电压。
同步检测电路40-2通过利用延迟锁存器D0至D6延迟从利用图4(g)中所示I-Q向量平面去映射的BPSK去映射电路26接收的比特流B6。当延迟锁存器D0至D6的状态(D6D5D4D3D2D1D0)是(0101000)时，“与”门A12-2输出高电平电压。
当所有“与”门A10-2至A12-2都输出高电平电压时，“与”门A13-2输出高电平电压。因此，同步检测电路40-2经过“或”门48-2通知定时发生器55检测了一个帧同步模式110。
与同步检测电路40-2相同，图12中所示的同步检测电路41-2至47-2使用从BPSK去映射器53具备的八个BPSK去映射电路20至27接收的比特流B0至B7中的三个，检测帧同步模式110。
同步检测电路40-2至47-2是这样构造的，使得它们能够45°×n(n是一个0至7的整数)不同情况下处理在接收帧同步模式110的第一比特时刻的接收信号相位旋转角度。
同步检测电路40-2至47-2可以共享用于延迟每个比特流B0至B7的延迟锁存器D0至D19。在这种情况下，根据延迟锁存器D0至D19的状态形成连接布线，以获得逻辑积。
如果在复数计算电路51接收的基带信号含有在+700kHz至-700kHz范围的频率误差，图8中所示帧同步模式检测电路54-3检测帧同步模式110，并且具有与第一实施例的帧同步模式检测电路5-1至5-3的相同的结构。
如果在复数计算电路51接收的基带信号含有在-700kHz至-1.4MHz范围的频率误差，帧同步模式检测电路54-4检测帧同步模式110。构造这个帧同步模式检测电路54-4是为了在接收表示帧同步模式110的码元期间，通过以相反于帧同步模式检测电路54-2的(相位方向的)相位方向旋转BPSK判定基准边界线LN两次，恢复数字信号。
如果在复数计算电路51接收的基带信号含有在-1.4MHz至-2.1MHz范围的频率误差，帧同步模式检测电路54-5检测帧同步模式110。构造这个帧同步模式检测电路54-5是为了在接收表示帧同步模式110的码元期间，通过以相反于帧同步模式检测电路54-2的(相位方向的)相位方向旋转BPSK判定基准边界线LN四次，恢复数字信号。
当定时发生器55接收到来自帧同步模式检测电路54-1至54-5的已经检测了帧同步模式110的通知时，它建立一个帧同步。
在定时发生器55建立了帧同步之后，它得出TMCC数据111，以识别帧多路复用配置，并且把一个用以确定TMCC区间的TMCC区间信号发送到频率误差计算电路57。
当定时发生器55接收到来自帧同步模式检测电路54-1至54-5中的一个的帧同步模式110的检测通知时，它判定帧同步模式检测电路54-1至54-5中哪一个检测了帧同步模式110。根据这个判定结果，定时发生器55将一个用于捕获RF信道的偏移频率通知给AFC电路59。
根据从带限滤波器52接收的I信号DI和Q信号DQ，相位误差检测电路56确定I-Q向量平面上的信号点配置，以求得表示信号点配置相位与绝对相位之间的相位误差(接收的信号相位旋转角度)。
相位误差检测电路56产生一个对应于求得的相位误差的相位误差信号PED，并把它发送到频率误差计算电路57和环路滤波器58。
频率误差计算电路57从自定时发生器55接收的TMCC区间信号确定TMCC区间，并且根据用从相位误差电路56接收的相位误差信号PED代表的TMCC区间中的相位误差，求出希望的频率与恢复的载波的频率之间的差值(误差频率)Δf。
频率误差计算电路57将求出的误差频率Δf通知给AFC电路59。
环路滤波器58是一个用于使从相位误差检测电路56接收的相位误差信号PED平滑的低通滤波器，并且把平滑的相位误差信号PED作为相位调整信号LΔf提供到AFC电路59。
利用AFC电路59产生一个对应于从频率误差计算电路57提供的误差频率Δf和从环路滤波器58提供的相位调节信号LΔf的相位信号θ，以便恢复载波。
AFC电路59由对应于从定时发生器55通知的偏移频率的相位信号θ来控制数控振荡器50，从而使数控振荡器50产生使得帧同步模式检测电路54-3能够检测帧同步模式110的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ。
以下说明根据本发明的第二实施例的同步捕获电路的操作。
在本发明的第二实施例的同步捕获电路中，数控振荡器50、复数计算电路51、带限滤波器52、相位误差检测电路56、频率误差计算电路57、环路滤波器58和AFC电路59构成了一个消除在输入到复数计算电路51中的基带信号的同相分量I和正交分量Q中所含的载波的频率误差的载波再生环路。
数控振荡器50、复数计算电路51和带限滤波器52以与第一实施例的同步捕获电路的数控振荡器1-1至1-3、复数计算电路2-1至2-3和带限滤波器3-1至3-3相同的方式操作。
如果在复数计算电路51接收的基带信号中不包含频率误差(0Hz的频率误差)，那么AFC电路59执行相位信号θ的复数计算，以把它设置为一个能够使在发送侧赋予了一个预定信号(0或1)的信号点的相位在接收侧不旋转的值。
把从带限滤波器52输出的I信号DI和Q信号DQ输入到BPSK去映射器53和相位误差检测电路56。
BPSK去映射器53借助于BPSK去映射电路20至27恢复数字信号，并把它们发送到帧同步模式检测电路54-1至54-5。
帧同步模式检测电路54-1至54-5对基带信号中所含的不同的频率误差范围，检测帧同步模式110。
即，如果在复数计算电路51接收的基带信号中所含的频率误差在+2.1MHz至1.4MHz的范围，那么帧同步模式检测电路54-1检测帧同步模式110。
同样地，帧同步检测电路54-2至54-5分别在+1.4MHz至+700kHz，+700kHz至-700kHz，-700kHz至-1.4MHz，和-1.4MHz至-2.1MHz的频率误差范围中检测帧同步模式110。
如果在ODU(未示出)下变频时，将分配到一个RF信道的频带中的中心频率变换，以使其对应于包括本机振荡器(未示出)的振荡频率的预定频率范围中的中频信号(BS-IF信号)的频率，那么帧同步模式检测电路54-3可以检测帧同步模式110。
如果在ODU(未示出)下变频时，将分配到一个RF信道的频带中的中心频率变换，以使其对应于高于帧同步模式检测电路54-3能够检测帧同步模式110的频率范围的预定频率范围中的中频信号(BS-IF信号)的频率，那么帧同步模式检测电路54-2可以检测帧同步模式110。
如果在ODU(未示出)下变频时，将分配到一个RF信道的频带中的中心频率变换，以使其对应于高于帧同步模式检测电路54-2能够检测帧同步模式110的频率范围的预定频率范围中的中频信号(BS-IF信号)的频率，那么帧同步模式检测电路54-1可以检测帧同步模式110。
如果在ODU(未示出)下变频时，将分配到一个RF信道的频带中的中心频率变换，以使其对应于低于帧同步模式检测电路54-3能够检测帧同步模式110的频率范围的预定频率范围中的中频信号(BS-IF信号)的频率，那么帧同步模式检测电路54-4可以检测帧同步模式110。
如果在ODU(未示出)下变频时，将分配到一个RF信道的频带中的中心频率变换，以使其对应于低于帧同步模式检测电路54-4能够检测帧同步模式110的频率范围的预定频率范围中的中频信号(BS-IF信号)的频率，那么帧同步模式检测电路54-5可以检测帧同步模式110。
当帧同步检测电路54-1至54-5检测了帧同步模式110时，把这个结果通知给定时发生器55。
当定时发生器55接收到来自帧同步模式检测电路54-1至54-5中的一个的已经检测了帧同步模式110的通知时，响应这个通知，定时发生器55建立帧同步，产生一个用于确定TMCC区间的TMCC区间信号，并且把它发送到频率误差计算电路57。
在这种情况下，定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-1至54-5中哪一个检测了帧同步模式110，并且根据判定的结果，定时发生器55把用于捕获RF信道的偏移频率通知给AFC电路59。
更具体地讲，如果定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-1检测了帧同步模式110，那么定时发生器55把+1.75MHz作为偏移频率通知给AFC电路59。
如果定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-2检测了帧同步模式110，那么定时发生器55把+1.05MHz作为偏移频率通知给AFC电路59。
如果定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-3检测了帧同步模式110，那么定时发生器55把0MHz作为偏移频率通知给AFC电路59。
如果定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-4检测了帧同步模式110，那么定时发生器55把-1.05MHz作为偏移频率通知给AFC电路59。
如果定时发生器55判定帧同步模式检测电路54-5检测了帧同步模式110，那么定时发生器55把-1.75MHz作为偏移频率通知给AFC电路59。
AFC电路59通过对应于从定时发生器55通知的偏移频率的相位信号θ来控制数控振荡器50，以产生正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ。
通过利用由对应于偏移频率的相位信号θ规定的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ，复数计算电路51消除在基带信号的同相分量I和正交分量Q中所含的频率误差。
以这种方式，如果要捕获的RF信道的频率误差在±700kHz的范围之外，那么频率误差在±35kHz的范围之内。
因此，当帧同步模式检测电路54-1至54-5中的一个检测帧同步模式110时，复数计算电路51改变基带信号的频率，以使帧同步模式检测电路54-3能够检测帧同步模式。
由于由帧同步模式检测电路54-3覆盖的频带宽有1.44MHz之宽，所以能够稳定地捕获RF信道。
此后，根据从带限滤波器52接收的I信号DI和Q信号DQ，相位误差检测电路56确定I-Q向量平面上的信号点配置，并求得表示信号点配置的相位与绝对相位之间的相位误差(接收信号相位旋转角度)。
相位误差检测电路56产生对应于求得的相位误差的相位误差信号PED，并把它发送到频率误差计算电路57和环路滤波器58。
从自定时发生器55接收的TMCC区间信号，频率误差计算电路57确定TMCC区间，并基于从相位误差检测电路56接收的相位误差信号PED指示的TMCC区间中的相位误差计算希望的频率与恢复的载波频率之间的差值(误差频率)Δf。
频率误差计算电路57把求出的误差频率Δf通知给AFC电路59。
环路滤波器58使从相位误差检测电路56接收的相位误差信号PED平滑，以作为相位调节信号LΔf发送到AFC电路59。
AFC电路59根据从频率误差计算电路57通知的误差频率Δf和从环路滤波器58接收的相位调节信号LΔf，调节相位信号θ，以控制数控振荡器50并恢复载波。
以这种方式，可以产生用于消除在输入到复数计算电路51中的基带信号的同相分量I和正交分量Q中所含的载波的频率误差的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ，并且能够捕获具有希望的频率的信道。
如上所述，在根据本发明的第二实施例的同步捕获电路中，设置了用于检测与代表在基带信号中所含的不同频率误差的五个频率范围一致的帧同步模式110的帧同步模式检测电路54-1至54-5。因此，即使基带信号包含大的频率误差，也能瞬间检测帧同步模式。如果ODU下变频时所产生的频率误差在预定的范围内(在±2MHz范围内)，那么可以立即检测帧同步模式110。
当帧同步模式检测电路54-1至54-5中的一个检测帧同步模式110时，设置偏移频率，以使能够在最宽频率误差范围中检测帧同步模式的帧同步模式检测电路54-3可以建立帧同步。
因此，能够快速地建立一个帧同步，并在短时间中稳定地捕获一个RF信道。
本发明不限于接收BS数字广播，而是可以应用到任何接收包含频率误差的基带信号和建立帧同步的接收机。工业可用性
如至此所述，根据本发明，在基带信号中所含不同频率误差的情况相一致地检测帧同步模式，从而可以快速地建立帧同步，并且能够在短时间中捕获一个RF信道。

Claims (13)

1.一种同步捕获电路，用于接收将接收到的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
多个并联配置的模式检测装置，每个模式检测装置执行接收通过在不同频率范围中的中频信号所传送的基带信号并检测一个预定帧同步模式的操作；和
载波恢复装置，用于在所述多个模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时建立帧同步，并且恢复用于消除基带信号中所含的频率误差的载波。
2.一种同步捕获电路，用于接收将接收到的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
第一模式检测装置，用于接收通过在预定频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并检测预定帧同步模式；
第二模式检测装置，用于接收通过在一个频率范围中的中频信号所传送的基带信号，并检测预定的帧同步模式，上述频率范围高于传送所述第一模式检测装置能够从其检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
第三模式检测装置，用于接收通过在一个频率范围中的中频信号所传送的基带信号，并检测预定的帧同步模式，上述频率范围低于传送所述第一模式检测装置能够从其检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
载波的载波恢复装置，用于当所述第一至第三模式检测装置中的一个检测帧同步模式时，建立帧同步，并且恢复用于消除基带信号中所含的频率误差。
3.根据权利要求2所述的同步捕获电路，其中每个所述第一至第三模式检测装置包括：
信号变换装置，用于确定接收的基带信号的相位，并且把所确定的相位变换成一个对应的数字信号；和
信号判别装置，用于判定通过所述信号变换装置变换产生的数字信号是否包含预定帧同步模式。
4.根据权利要求3所述的同步捕获电路，其中：
所述信号变换装置具有：
八个去映射装置，每个去映射装置在一个相位平面上确定基带信号的相位，并将其变换为数字信号，上述相位平面的判定基准边界线的相位分别旋转了φ＝45°×n(其中n是0至7的整数)，所述判定基准边界线在将基带信号的相位变换为对应的数字信号时，用作确定数字信号值的基准；
所述信号判别装置具有：
八个序列判别装置，用于判定通过所述八个去映射装置中的各个去映射装置变换产生的各个数字信号序列是否包含预定帧同步模式；和
用于如果所述八个序列判别装置中的至少一个判定在数字信号序列中包含预定的帧同步模式，则通知所述载波恢复装置已经检测到帧同步模式的装置。
5.根据权利要求2，3和4中任意一个所述的同步捕获电路，其中：
每个所述第一至第三模式检测装置包括：
波形数据产生装置，用于生成用于旋转基带信号的相位的波形数据；和
复数计算装置，用于通过执行所述波形产生装置生成的波形数据与接收的基带信号之间的复数计算，旋转基带信号的相位；和
所述载波恢复装置包括：
识别装置，用于识别所述第一至第三模式检测装置中的哪一个检测到了帧同步模式；
信号选择装置，用于选择其相位被所述第一至第三模式检测装置中的被所述识别装置识别的一个所述复数计算装置旋转了的基带信号；
相位误差识别装置，用于通过对由所述信号选择装置选择的基带信号的相位和一个绝对相位的比较，识别出相位误差；
频率误差识别装置，用于根据所述相位误差识别装置识别的相位误差，识别包含在基带信号中的频率误差；和
载波恢复装置，用于根据所述相位误差识别装置识别的相位误差和所述频率误差识别装置识别的频率误差，控制所述第一至第三模式检测装置中被所述识别装置识别出的所述波形产生装置，恢复用于消除包含在基带信号中的相位误差和频率误差的载波。
6.一种同步捕获电路，用于接收通过把接收的无线电波进行频率变换而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获BS数字广播的射频信道，其中：
接收用于捕获射频信道的、包含对应于中频信号的整个频率范围的频率误差的基带信号，通过向与频率误差的范围相应的数字信号变换来检测一个帧同步模式，并根据包含在检测了帧同步模式的基带信号中的频率误差范围，恢复一个与基带信号的频率同步的载波，随后建立帧同步。
7.一种同步捕获电路，用于接收通过将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
信号变换装置，用于识别以码元为单位相位调制的接收基带信号的相位，并把基带信号变换成对应于所识别的相位的数字信号；
多个并联布置的模式检测装置，用于根据通过所述信号变换装置变换所产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式，所述多个模式检测装置中的每个与不同频率范围内的中频信号的频率有关；和
频率控制装置，用于当所述多个模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时，利用对应于包含在基带信号中的频率误差的偏移频率改变基带信号的频率，并在所述信号变换装置识别出基带信号的相位之后建立一个帧同步。
8.一种同步捕获电路，用于接收通过将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
信号变换装置，用于识别以码元为单位相位调制的接收基带信号的相位，并将基带信号变换成对应于识别的相位的数字信号；
第一模式检测装置，用于如果赋予射频信道的频带范围的中心频率对应于中频信号的预定频率范围内的一个中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第二模式检测装置，用于如果赋予射频信道的频带范围的中心频率对应于在一个比用所述第一模式检测装置可以检测帧同步模式的中频的频率范围高的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第三模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第二模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围还高的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第四模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第一模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围低的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；
第五模式检测装置，用于如果赋予射频信道的范围的中心频率对应于在一个比用所述第一第四模式检测装置可以检测到帧同步模式的中频的频率范围还低的频率范围内的中频信号的频率，那么根据通过所述信号变换装置变换产生的数字信号，检测通过基带信号传送的预定帧同步模式；和
频率控制装置，用于当所述第一至第五模式检测装置中的一个检测到帧同步模式时，利用对应于包含在基带信号中的频率误差的偏移频率变换基带信号的频率，使所述信号变换装置识别基带信号的相位，并使所述第一模式检测装置检测帧同步模式后建立帧同步。
9.根据权利要求8所述的同步捕获电路，其中：
所述信号变换装置具有：
八个去映射装置，每个去映射装置在一个相位平面上确定基带信号的相位，并将其变换为数字信号，上述相位平面的判定基准边界线的相位分别旋转了φ＝45°×n(其中n是0至7的整数)，所述判定基准边界线在将基带信号的相位变换为对应的数字信号时，用作确定数字信号值的基准；
所述第一模式检测装置具有：
八个序列判别装置，每个都用于判定通过所述八个去映射装置中的各个变换产生的每个数字信号序列是否包含预定的帧同步模式；和
用于如果所述是八个序列判别装置中的至少一个判定包含帧同步模式，那么通知所述频率控制装置已经检测到帧同步模式的装置；
所述第二和第四模式检测装置每个具有：
八个第一旋转序列判别装置，用于利用通过所述八个去映射装置变换产生的各数字信号序列中的三个数字信号序列，判别是否包含预定的帧同步模式；和
所述第三和第五模式检测装置每个具有：
八个第二旋转序列判别装置，用于利用通过所述八个去映射装置变换产生的各数字信号序列中的四个数字信号序列，判别是否包含预定的帧同步模式。
10.根据权利要求9所述的同步捕获电路，其中所述第一和第二旋转序列判别装置每个具有：
延迟装置，用于延迟数字信号序列的各个比特；和
从所述延迟装置抽出数字信号序列，使判定基准边界线的相位沿着信号接收时间流逝方向相同的方向旋转，判定是否包含预定帧同步模式的装置。
11.根据权利要求10所述的同步捕获电路，其中：
所述第二模式检测装置的所述第一旋转序列判别装置和所述第四模式检测装置的所述第一旋转序列判别装置，从所述延迟装置得出数字信号序列，使得判定基准边界线的相位沿着与信号接收时间流逝的相反方向旋转；和
所述第三模式检测装置的所述第二旋转序列判别装置和所述第五模式检测装置的所述第二旋转序列判别装置，从所述延迟装置得出数字信号序列，使得判定基准边界线的相位沿着与信号接收时间流逝相反的方向旋转。
12.根据权利要求7至11中任何一个所述的同步捕获电路，其中所述频率控制装置包括：
波形数据产生装置，用于创建为使基带信号的相位旋转的波形数据；
复数计算执行装置，用于通过执行所述波形数据产生装置创建的波形数据与接收基带信号之间的复数计算，来旋转基带信号的相位；
相位误差识别装置，用于通过比较其相位被所述复数计算执行装置旋转的基带信号的相位和一个绝对相位，识别相位误差；
频率误差识别装置，用于根据所述相位误差所识别装置识别的相位误差，识别包含在基带信号中的频率误差；和
载波恢复装置，用于根据所述相位误差识别装置所识别的相位误差和所述频率误差识别装置所识别的频率误差，控制所述波形数据产生装置，恢复一个要用于消除包含在基带信号中的相位误差和频率误差的载波。
13.一种同步捕获方法，用于接收将接收的无线电波下变频而获得的中频信号所传送的基带信号，并捕获射频信道，包括：
第一模式检测步骤，接收通过在预定频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定帧同步模式；
第二模式检测步骤，在所述第一模式检测步骤的相同时间，接收通过在一个频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定的帧同步模式，上述频率范围高于比在传送所述第一模式检测步骤能够检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；
第三模式检测步骤，在所述第一和第二模式检测步骤的相同时间，接收通过在一个频率范围内的中频信号所传送的基带信号，并且检测预定的帧同步模式，上述频率范围低于比在传送所述第一模式检测步骤能够检测帧同步模式的基带信号的中频信号的频率范围；和
载波恢复步骤，当所述第一至第三模式检测步骤中的一个检测到帧同步模式时，建立帧同步并且恢复要用于消除基带信号中所含的频率误差的载波。
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