CN1344443A - 扩展频谱接收装置及接收方法 - Google Patents

Abstract

一种扩展频谱接收装置,具有瑞克合成路径时间检测器,通过进行功率循环积分来改善信号功率比,根据改善了信号功率比的相关功率值作成延迟曲线,在使用该延迟曲线进行第1路径的检测的同时,与检测出的第1路径信号的延迟时间的偏差对应,从存储考虑了干扰和热噪声的时间相关后预先计算出来的校正系数的校正系数存储装置中读出校正系数,使用该校正系数对延迟曲线的相关功率值进行校正,从校正的延迟曲线中检测出第2路径。

Description

扩展频谱接收装置及接收方法

技术领域

本发明涉及扩展频谱接收装置，特别涉及检测适于瑞克(RAKE)合成的信号的瑞克合成信号的检测。

背景技术

使用DS-CDMA通信(直接扩展CDMA)方式进行通信的扩展频谱接收装置在发送信息信号时，对信息信号进行QPSK等一次调制后，使用PN系列等扩展码进行扩展调制后再发送。接收侧的扩展频谱接收装置计算已接收的频谱扩展信号和规定的参考扩展码的相关值，检测出扩展码的同步相位，使用根据检测出的同步相位生成的逆扩展码对已接收的频谱扩展信号进行逆扩展。接着，通过对逆扩展信号进行信息解调取出信息信号。

在移动通信的环境中，一部分发送信号因高楼大厦等建筑物或地形的反射、折射、散射而经由不同的路线，在不同的时间到达接收侧。例如，经建筑物反射后到达接收侧的反射波与从发送侧直接到达接收侧的直接波相比，因路线长故延迟到达。反射波等延迟到达的延迟波与直接波到达的时间差大概是几十微秒左右。把从发送侧到接收侧的信号路线称作路径。把发送信号经由多个路径到来的通信环境称作多路径。在多路径环境下，因同一扩展频谱接收信号到达时间不同，故接收侧接收的是延迟时间不同的多个路径的信号重叠在一起的复合波。在移动体通信中，因发送侧或接收侧是移动的，故相位合成的状态经常变化，发生复合波的振幅变化的衰落现象。

瑞克接受机对接收的复合波进行逆扩展，再利用合成器对从分离成规定的5个信号的多个瑞克指针输出的信号进行瑞克合成(最大比合成)，进行与接收信号电平对应的加权。通过进行瑞克接收，可以提高接收的多路径信号对热噪声或干扰的信号功率比，可以实现分集接收。但是，为了从复合波中逆扩展出各路径信号再进行瑞克合成，有必要选择多个适合于瑞克合成的路径的信号。

适合于瑞克合成的路径的信号的选择使用利用接收扩展频谱信号和规定的参考扩展码计算的相关值和对每一个延迟时间采样点示出的延迟曲线进行。信息信号包含在延迟曲线的采样点中的相关功率值大的信号中。因此，适合于瑞克合成的路径的信号的选择变成选择相关功率值大的采样点。例如，在具有3组逆扩展的瑞克指针扩展频谱接收装置的情况下，因能进行瑞克合成的路径数是3个路径，故如图18所示，有通过按相关值大小的顺序检测3个采样点来选择路径的信号的方法。

若与图18所示的采样点间的热噪声和干扰没有时间相关性，则按相关值大小的顺序检测出采样点，与检测出的采样点的延迟时间对应分别对已逆扩展的信号进行瑞克合成，这样，用瑞克合成后的干扰+热噪声规格化了信号功率Sc最大，可以用下式表示。Si表示第i个检出路径时间中的相关功率值。 $\mathrm{Sc}=\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Si}$

但是，因与实际的采样点间的热噪声和干扰有时间相关性，若单纯地对按相关值大小的顺序检测出的路径信号进行瑞克合成，则信号功率Sc会是较小的值。具体地说，如下式所示。只是，S＝(S1、S2、S3)T。此外，Si表示与时间对应的相关值。 $\mathrm{Sc}=\frac{{\left(s^{T}s\right)}^2}{s^T\mathrm{Rs}}$ $R=\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{\ρ}1.1& \mathrm{\ρ}1.2& \mathrm{\ρ}1.3\\ \mathrm{\ρ}2.1& \mathrm{\ρ}2.2& \mathrm{\ρ}2.3\\ \mathrm{\ρ}3.1& \mathrm{\ρ}3.2& \mathrm{\ρ}3.3\end{array}\right]$

ρij表示时间i、j间的噪声和干扰的时间相关系数。即，检测出的采样点的间隔越窄，换言之，到达接收侧的时刻越接近(延迟曲线上延迟时间接近时)，信号间的热噪声和干扰的时间相关越大。为了排除采样点间的热噪声和干扰的时间相关的影响，使利用干扰+热噪声规格化后的信号功率大，如图19所示，有从延迟时间离开已检出的采样点足够远的采样点开始按顺序检测相关值大的采样点的方法。

此外，特开平10-336072号公报公开的先有发明在图20所示的延迟曲线上，选择相关值大的采样点来检测第1路径(图20(a))。接着，把相对已检测的采样点位于±K个(K是自然数)范围之内的采样点排出在选择对象之外，从±K个(K是自然数)范围之外的采样点中选择相关值最大的采样点，从而检测出第2路径(图20(b))。接着，从相对第2路径的采样点在±K个(K是自然数)范围之外的采样点中选择相关值最大的采样点，从而检测出第2路径(图20(c))。如以上说明的那样，也有把选择的采样点的间隔设为K个样品以上来选择适合于瑞克合成的路径的方法。

此外，特开平10-308688号公报公开的先有发明示出了一种方法，为了排除衰落变动和收发载波频率偏差的影响3而进行平均，在进行功率变换后进行循环积分作成延迟曲线。接着求出理想的接收信号和参考代码的逆扩展结果的理论值，通过从延迟曲线中减去已利用伪相关除去部除去了相关值的最大振幅的部分，使延迟曲线成为脉冲状，从而检测出PAKE合成路径。

如以上说明的那样，在多路径环境下发送的扩展频谱信号经由多个路径在不同时间到达，所以，接收侧接收的是延迟时间不同的信号重叠后的复合波。因此，为了除去多路径衰落的影响，有必要在计算规定的参考扩展码和接收的复合信号的相关值后作成的延迟曲线上选择相当于PAKE指针个数那么多的路径信号，通过与已选择的路径信号的延迟时间对应对复合波进行逆扩展来分离路径信号，通过对已分离的路径信号进行瑞克合成，来改善信号功率对干扰+热噪声的比。因此，为了使因瑞克合成而得到的信号功率比的改善效果最佳，如何选择适合于瑞克合成的路径信号相当重要。

例如，当选择的路径间的热噪声和干扰的时间相关非常大时，因瑞克合成而得到的信号功率比的改善效果差。此外，也有通过瑞克合成反而使信号功率特性变差的情况。这样，因瑞克合成而得到的信号功率比的改善效果在很大程度上依赖于各路径信号的热噪声和干扰的时间相关。此外，因对构成瑞克合成解调器的PAKE指针个数有限制，所以，对热噪声和干扰的时间相关大的信号不进行瑞克合成而对热噪声和干扰的时间相关小的信号进行瑞克合成比单纯按相关值大小的顺序进行合成的效果大。

若按照特开平10-336072号公报公开的先有发明，因把相对作为第1路径检测的采样点位于±K个范围之内的采样点排出在第2路径的选择对象之外，故即使是通过瑞克合成可以改善特性的采样点也存在不能作为第2路径检测出来的问题。进而，若相关值大而不管热噪声和干扰的时间相关如何，就把相对作为第1路径检测的采样点位于±K个范围之外的采样点作为第2路径检测出来，所以，有可能通过瑞克合成而使特性变差。即，因先有发明没有考虑热噪声和干扰的时间相关就检测出各路径，故若与已检测出的各路径的信号延迟时间对应对已逆扩展的信号进行瑞克合成，则有可能反而使信号特性变差。

此外，若按照特开平10-308688号公报公开的先有发明，对功率进行变换后进行循环积分来作成延迟曲线。但是，因该延迟曲线没有考虑功率变换后的影响，故不能检测出最适合于瑞克合成的路径。此外，若按照特开平10-308688号公报公开的先有发明，将延迟曲线作成脉冲状后再检测出瑞克合成路径。但是存在这样的问题，即，即使是通过瑞克合成能够改善特性的路径也被舍掉，而只要功率大即使通过瑞克合成而特性变差的路径也被检测出来。此外，对电压电平进行循环相加，用电压电平对延迟曲线进行校正，但在电压电平的延迟曲线的信号相对干扰的比值差的情况下，进行校正很困难。

当使用扩展码比符号周期长的长周期扩展码或已知的发送符号序列的长度长时，求接收信号和参考代码的逆扩展结果的理论值的计算量大，装置规模变大。因此，由于在检测瑞克合成路径时间时进行的庞大的运算处理而使功耗增大。例如，若考虑在城市市区的蜂窝半径为10km，芯片速度为4MHz左右，则有必要考虑使用256个芯片来进行延迟扩展，必需以4倍的过采样来工作和需要对1024×1024左右的行列式进行逆变换。这对于跟踪高速移动的移动站的传输环境来检测出适合于瑞克合成的路径信号来说，计算量太大，而且不现实。此外，有时，还不能保证逆行列式的必定存在，逆行列式不存在就检测不出瑞克合成路径时间。

此外，若按照特开平10-308688号公报公开的先有发明，因校正延迟曲线的伪相关除去部和检测瑞克合成路径的同步检测部分别单独构成，故存在硬件规模大功耗大的问题。

本发明是为了解决上述问题提出的，其目的在于提供一种扩展频谱接收装置，在考虑热噪声和干扰的时间相关后再选择适合于瑞克合成的路径信号，同时，通过对已选择的路径信号进行瑞克合成，来改善信号功率对热噪声的比。

发明的公开

本发明的扩展频谱接收装置包括瑞克合成装置和瑞克合成信号检测装置，上述瑞克合成装置具有：通过使用延迟了规定时间的逆扩展码对扩展调制后发送的扩展频谱信号进行逆扩展并利用上述扩展频谱信号去分离规定的延迟时间的信号的多个逆扩展装置；对这些逆扩展装置逆扩展的信号进行瑞克合成的合成装置；与从外部输入的延迟控制信号对应使上述逆扩展装置供给的逆扩展码延迟的延迟装置，

上述瑞克合成信号检测装置具有：利用已将上述扩展频谱信号和参考扩展码的相关值变换成功率的相关功率值及其延迟时间作成延迟曲线的延迟曲线作成装置；将利用干扰和热噪声的时间相关计算的校正系数按每一个延迟时间的偏差存储起来的校正系数存储装置；测定相关功率值最大时的信号延迟时间和上述延迟曲线的信号的延迟时间的偏差，并与测定的偏差对应，使用从上述校正系数存储装置读出的校正系数和上述延迟曲线中最大相关功率值相乘的乘积值，对上述延迟曲线的相关功率值进行校正的延迟曲线校正装置；在上述延迟曲线作成装置作成的延迟曲线中检测相关功率值最大的信号，将已检测出的信号的延迟时间作为第1延迟控制信号，将在上述延迟曲线校正装置校正过的延迟曲线中相关功率值最大的信号的延迟时间作为的第2控制信号，向上述延迟装置输出的信号检测装置。

此外，本发明的扩展频谱接收装置包括延迟曲线校正装置，该延迟曲线校正装置具有计算延迟曲线的相关功率值的平均值的平均值计算装置，从上述延迟曲线中的最大相关功率值中减去由上述平均值计算装置计算的平均值，再将其差值与校正系数相乘。

此外，本发明的扩展频谱接收装置具有将相关功率值与规定的阈值进行比较并判定相关功率值是否大于规定的阈值的阈值判定装置，还具有延迟曲线作成装置，根据比上述阈值大的相关功率值作成延迟曲线。

此外，本发明的扩展频谱接收装置包括延迟曲线作成装置，该延迟曲线作成装置具有相关功率值存储装置和延迟时间存储装置，相关功率值存储装置存储利用阈值判定装置判定比阈值大的相关功率值的信号的相关功率值，延迟时间存储装置存储比上述阈值大的相关功率值的信号的延迟时间。

本发明的扩展频谱接收方法是从利用接收扩展频谱信号和参考扩展码的相关值作成的延迟曲线中检测出多个相关值大的信号，使用与已检测出的信号的延迟时间对应延迟了的逆扩展码对从上述接收扩展频谱信号分离出来的信号进行瑞克合成的扩展频谱接收方法，包括：利用已将上述相关值变换成功率的相关功率值作成延迟曲线的延迟曲线作成工序；从在该延迟曲线作成工序中作成的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第1瑞克合成信号检测工序；测定在该第1瑞克合成信号检测工序中检测出的延迟时间和上述延迟曲线的其它信号的延迟时间的偏差，在利用干扰和热噪声的时间相关预先计算出来并按偏差存储的校正系数中，使用与上述偏差对应的校正系数和上述第1瑞克合成信号检测工序检测出的相关功率值，对上述延迟曲线进行校正的延迟曲线校正工序；从在该延迟曲线校正工序中校正过的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第2瑞克合成信号检测工序。

此外，本发明的扩展频谱接收方法包含延迟曲线校正工序，在计算延迟曲线的相关功率值的平均值的同时，使用计算的平均值去校正上述延迟曲线的相关功率值。

此外，本发明的扩展频谱接收方法包含延迟曲线作成工序，在将相关功率值与规定的阈值比较的同时，根据相关功率值比上述阈值大的信号作成延迟曲线。

附图的简单说明

图1是表示本发明的扩展频谱接收装置的构成的图方框图。

图2是表示本发明实施形态1的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器的构成的方框图。

图3是表示相关值运算结果的图。

图4是表示电压循环积分的结果的图。

图5是表示已作成的延迟曲线的图。

图6是说明第1路径检测使用的延迟曲线和第1路径检测的说明图。

图7是说明第2路径检测使用的延迟曲线和第2路径检测的说明图。

图8是说明第3路径检测使用的延迟曲线和第3路径检测的说明图。

图9是表示瑞克合成解调器的构成的方框图。

图10是说明本发明的扩展频谱接收方法中的瑞克合成信号检测方法的流程图。

图11是说明延迟曲线校正工序的内容的流程图。

图12是表示本发明实施形态2的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器的构成的图方框图。

图13是表示加上噪声功率和干扰功率后的延迟曲线的图。

图14是说明延迟曲线校正工序的内容的流程图。

图15是表示本发明实施形态3的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器的构成的图方框图。

图16是表示延迟曲线的连续测定例的图。

图17是说明延迟曲线作成工序的流程图。

图18是表示一例先有的路径检测的说明图。

图19是表示一例先有的路径检测的说明图。

图20是表示一例先有的路径检测的说明图。

实施发明的最佳形态

为了更详细地说明本发明，根据附图进行说明。

图1是表示本发明的扩展频谱接收装置的构成的图方框图。图2是表示瑞克合成路径时间检测器的构成的图方框图。在图1中，1是天线，2是RF放大器，3A、3B是混频器，4是本机振荡器，5是90°移相器，6A、6B是低通滤波器，7A、7B是A/D变换器，8是瑞克合成路径时间检测器，9是瑞克合成解调器，10是数字处理电路。

其次，说明构成和动作。本机振荡器4向混频器3A、3B供给频率与希望信号的频率大致相等的本振信号。在混频器3B和本机振荡器4之间设有90°移相器5。该90°移相器5使从本机振荡器4输出的本振信号移相90度后输出给混频器3B。此外，在混频器3A、3B中，除本振信号之外，还输入经天线1输入并经RF放大器2放大后分成2个波段的接收复合信号。混频器3A、混频器3B、本机振荡器、90°移相器5对接收的扩展频谱信号进行正交检波后输出I波段基带信号和Q波段基带信号。

低通滤波器6A从混频器3A输入I波段基带信号，低通滤波器6B从混频器3B输入Q波段基带信号。低通滤波器6A和低通滤波器6B对I波段基带信号和Q波段基带信号进行里滤波，然后取出希望信号。滤波后的I波段基带信号和Q波段基带信号输出给A/D变换器7A、7B，将模拟信号变换成数字信号。

A/D变换器7A和A/D变换器7B对作为模拟信号的I波段基带信号和Q波段基带信号进行采样等处理，再变换成数字信号，并将I波段数字信号和Q波段数字信号输出给瑞克合成路径时间检测器8和瑞克合成解调器9。

其次，说明瑞克合成路径时间检测器8和瑞克合成解调器9。在多路径环境下发送来的扩展频谱信号经由多个路径在不同的时间到达，所以，在接收侧接收延迟时间不同的信号重叠后的复合波，对此已作了说明。因此，为了除去多路径衰落的影响，有必要利用计算规定的参考扩展码和I波段、Q波段数字信号(这时是包含多个路径的信号的复合信号)的相关值后作成的延迟曲线，选择相当于瑞克指针个数那么多的适合于瑞克合成的路径信号，通过与已选择的路径信号的延迟时间对应对复合波进行逆扩展来分离路径的信号，并对已分离的路径信号进行瑞克合成。

瑞克合成路径时间检测器8作成延迟曲线并选择适合于瑞克合成的路径信号，同时，将选择的信号的延迟时间作为延迟控制信号输出。瑞克合成解调器9使用与瑞克合成路径时间检测器8检测出的路径信号的延迟时间对应延迟后的逆扩展码对复合波进行逆扩展来分离规定的路径信号，并对已分离的路径信号进行瑞克合成，同时，进行信息解调。瑞克合成路径时间检测器8将检测出的路径信号的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9，瑞克合成解调器9通过使用与瑞克合成路径时间检测器8输出的延迟控制信号对应延迟后的逆扩展码，对复合波进行逆扩展并对已逆扩展的各路径信号进行瑞克合成，可以改善信号功率对干扰+热噪声的比，使其成为最佳值。在瑞克合成解调器9中进行逆扩展和瑞克合成，在利用数字处理电路10对信息解调后的解调信号进行误码纠正等处理后，可以再现信息信号。

图2是表示图1所示的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器8的构成的方框图。在图2中，11是匹配滤波器，12是电压循环积分器，13是功率变换器，14是切换装置，15是加法器，16是功率循环积分存储器，17是地址生成装置，18是最大值检测器，19是偏差测定器，20是校正系数ROM，21是乘法器。图2所示的瑞克合成路径时间检测器8一边在计算规定的参考扩展码和I波段、Q波段数字数据的相关值并作成延迟曲线的延迟曲线作成模式和选择相当于瑞克指针个数那么多的适合于瑞克合成的路径信号的瑞克合成路径时间检测模式中进行切换，一边工作。

其次，说明图2所示的瑞克合成路径时间检测器8的构成和动作。作成延迟曲线时，切换装置14在功率变换器13和加法器15之间进行切换以便形成信号路径。在延迟曲线作成模式中，从A/D变换器7A输出的I波段数字数据和从A/D变换器7B输出的Q波段数字数据输入匹配滤波器11。匹配滤波器11进行规定的参考扩展码和I波段、Q波段数字数据的相关运算并在每一个采样点上向电压循环积分器12输出相关值。匹配滤波器11是横向滤波器，具有数据移位寄存器，作为横向滤波器的加权系数输入参考扩展码，在每一个采样点上输出相关值。

图3是表示匹配滤波器11的输出的图。在图3中，(a)、(b)、(c)、(d)分别是不同时间的匹配滤波器11的输出。但是，在匹配滤波器11的输出级热噪声和其它波段的干扰大，几乎观测不到信号成分。因此，电压循环积分器12进行循环积分，使图3(a)～(d)所示的每一个采样点从匹配滤波器输出的相关值与每一个延迟时间匹配，使信号功率对干扰和热噪声的比得到改善。图4是表示电压循环积分器12的输出的图。电压循环积分器12中的循环积分结果在图4中出现比图3更尖锐的尖峰，可以观测到象是信号的电平。即，利用电压循环积分可以改善信号功率对干扰和热噪声的比，尽管不是很理想。

为了改善电压循环积分器12输出的相关值的信号功率对干扰和热噪声的比，有必要进一步进行电压循环积分。但是，由于衰落变动和收发之间的载波频率偏差的影响，即使再进行电压循环积分也不能同相相加。因此，功率计算器13对每一个延迟时间将相关值变换成功率，经切换装置14输出给加法器15和功率循环积分存储器16。而且，加法器15和功率循环积分存储器16进行功率循环积分，使从功率计算器13输出的相关功率值与每一个延迟时间匹配，由此，可以进一步使信号功率对干扰和热噪声的比得到改善。通过循环积分使信号功率对干扰和热噪声的比已得到改善的相关功率值写入功率循环积分存储器16。

此外，地址生成装置17向功率循环积分存储器16输出地址号，作为用来识别分别具有规定的相关功率值的采样点的地址。通过以上处理，分别具有规定的相关功率值的采样点按每一个延迟时间进行排列，作成记录了分别带有地址号的采样点的延迟曲线。已作成的延迟曲线存储在功率循环积分存储器16中。图5是表示延迟曲线的图。从图5所示的延迟曲线可知，在64个采样点中，地址号为20～30的采样点的相关功率大。图2所示的瑞克合成路径时间检测器8使用利用以上处理作成的延迟曲线选择适合于瑞克合成的路径的信号。

当使用延迟曲线选择适合于瑞克合成的路径的信号并进行检测该延迟时间的瑞克合成路径时间检测时，切换装置14在乘法器21和加法器15之间切换以形成信号路径。以下，使用图2和图6～图8说明瑞克合成路径时间检测。图6是说明第1路径检测使用的延迟曲线和第1路径检测的说明图。图7是说明第2路径检测使用的延迟曲线和第2路径检测的说明图。图8是说明第3路径检测使用的延迟曲线和第3路径检测的说明图。此外，表1示出说明瑞克合成路径时间检测的数值。

                                         〔表1〕

地址	第1路径检测时的相关功率值	相关最大值乘校正系数后的值	第2路径检测时的相关功率值	相关最大值乘校正系数后的值	第3路径检测时的相关功率值
						12345678910111213141516171819202122232425262728293031323334353637383940414243444546474849505152535455565758596061626364	27.827.727.822.717.622.535.949.055.654.247.537.928.926.828.027.730.946.067.285.6104.7139.4184.8211.0186.3124.582.192.0128.3130.098.248.921.320.130.238.540.245.747.943.333.529.732.837.236.537.346.160.165.956.440.130.329.028.227.432.441.141.935.031.135.242.644.941.6	-4.2-2.1-2.1-4.2-14.8-10.6-4.2-31.7-211.0-211.0-211.0-211.0-211.0-31.7-4.2-10.6-14.8-4.2-2.1-2.1-4.2	27.827.727.822.717.622.535.949.055.654.247.537.928.922.625.925.626.631.256.781.473.10.00.00.00.00.050.487.8118.0115.294.046.819.215.930.236.540.245.747.943.333.529.732.837.236.537.346.160.165.956.440.130.329.028.227.432.441.141.935.031.135.242.644.941.6	-2.4-1.2-1.2-2.4-8.3-5.9-2.4-17.7-118.0-118.0-118.0-118.0-118.0-17.7-2.4-5.9-8.3-2.4-1.2-1.2-2.4-2.40.0	27.827.727.822.717.622.535.949.055.654.247.537.928.922.625.925.626.631.254.380.271.90.00.00.00.00.00.00.00.00.00.029.116.810.021.934.139.144.545.540.933.529.732.837.236.537.346.160.165.956.440.130.329.028.227.432.441.141.935.031.135.242.644.941.6

表1的‘第1路径检测时的相关功率值’栏中所示的数值表示图6所示的延迟曲线的采样点的相关功率值。此外，表1的‘第2路径检测时的相关功率值’和‘第3路径检测时的相关功率值’分别表示图7、图8所示的延迟曲线的采样点的相关功率值。

在瑞克合成路径时间检测模式中，最大值检测器18从功率循环积分存储器16读出延迟曲线，与表1所示的各采样点的相关功率值比较。接着，如表1和图6所示，选择相关功率值为211的采样点作为第1路径，将该相关功率值(211)作为检测相关值值输出给乘法器21。此外，最大值检测器18将作为第1路径选择的采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9，此外，将地址号(24)作为图2所示的y输出给偏差测定器19。将延迟曲线的所有地址号(1～64)作为图2所示的x，按顺序从地址生成装置输入到偏差测定器19。

偏差测定器19计算作为x输入的地址号(1～64)和作为y输入的地址号(24)的偏差的绝对值(|x-y|)。例如，地址号1(x＝1)的采样点和地址号24(y＝24)的采样点的偏差的绝对值为|1-24|＝23。此外，地址号23、25(x＝23、x＝25)的信号两者的偏差都是1。因到达时间很接近的信号、即偏差接近的信号之间相互容易干扰，故选择延迟时间接近的信号作为瑞克合成的路径是不合适的。即，偏差测定器19进行的处理是测定其它采样点的延迟时间相对作为第1路径选择的地址号24的采样点的延迟时间的偏差，用以区别第1路径、适合于瑞克合成的路径和不适合的路径。偏差测定器19向校正系数ROM20输出计算的偏差绝对值。校正系数ROM20存储与偏差(0～10)对应的校正系数。表2示出一例与偏差对应的校正系数。

                                       〔表2〕

时间偏差	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10
												系数	-1	-1	-1	-0.15	-0.2	-0.05	-0.07	-0.02	-0.01	-0.01	-0.02

校正系数ROM20存储的校正系数可以从干扰和热噪声的时间相关中求出。首先，理想的时间相关可由下式表示。 $\mathrm{\ρi}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{6{\mathrm{\π}}^4\sin \{\mathrm{\π}(1+\mathrm{\β\τ})+2\{2{\left(2\mathrm{\π\τ\β}\right\}}^4-12{\left(2{\mathrm{\π}}^2\mathrm{\τ\β}\right)}^2+13{\mathrm{\π}}^4\left\}\sin \right\{\mathrm{\π}(1-\mathrm{\β})\mathrm{\τ}\}}{\mathrm{\π\τ}\{{\mathrm{\π}}^2-{(2.\mathrm{\π\τ\β})}^2\}\{4{\mathrm{\π}}^2-{\left(2\mathrm{\π\τ\β}\right)}^2\}(8-5\mathrm{\β})}$

β：收发滤波器的滚降率

τ：片(chip)

此外，热噪声时间相关可由下式表示。 $\mathrm{\ρn}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{\cos \left(\mathrm{\π\βt}\right)\sin \left(\mathrm{\πt}\right)}{\mathrm{\πt}\{1-{\left(2\mathrm{\βt}\right)}^2\}}$

接着，对于接收信号，假定干扰功率和热噪声的比率为a∶a-1(a＝0.8)，用下式计算校正系数。

             a{ρi(τ)}²+(a-1){ρn(τ)}²

进而，考虑因用数字使时间变成离散系统而引起的定时抖动， $\frac{a\{\mathrm{\ρi}{(\mathrm{\τ}+1/16)}^2+\mathrm{\ρi}{(\mathrm{\τ}-1/16)}^2\}+(a-1)\{\mathrm{\ρn}{(\mathrm{\τ}+1/16)}^2+\mathrm{\ρn}{(\mathrm{\τ}-1/16)}^2\}}{2}$

进而，考虑因噪声而使延迟曲线离散的情况，乘以系数k(k＝1.1)。此外，必要时，附加在已检测出的信号的±1/2片以内不进行分配等条件后，用下式计算校正系数。 $\frac{a\{\mathrm{\ρi}{(\mathrm{\τ}+1/16)}^2+\mathrm{\ρi}{(\mathrm{\τ}-1/16)}^2\}+(a+1)\{\mathrm{\ρn}{(\mathrm{\τ}+1/16)}^2+\mathrm{\ρn}{(\mathrm{\τ}-1/16)}^2\}}{2}k$

如以上说明的那样，校正系数可从干扰和热噪声的时间相关求出。此外，当时间差为2/4片时，不进行分配，所以，当时间差为0到2时，系数可以使用-1以下的任何值。校正系数ROM20与偏差测定器19输出的偏差的绝对值对应读出校正系数再按顺序输出给乘法器21。例如，如表2所示，若从偏差测定器19输入的偏差是0～2，则向乘法器21输出-1，若偏差是3则输出-0.1，若偏差是10则输出-0.02。此外，当偏差大于11时，则输出0。因相关功率值最大的采样点的地址号是24，故偏差在10之内的采样点就是地址号从14到34的采样点。校正系数ROM20把用来校正地址号为14～34的采样点的相关功率值的系数按地址号的顺序输出。

乘法器21使最大值检测器18输出的检测相关值(211)和与校正系数ROM20输出的地址号为14～34对应的校正系数相乘，经切换装置14将相乘的结果输出给加法器15。相乘的结果如表1的‘检测相关值乘校正系数后的值’栏目所示。例如，若是偏差为10的地址号14，则将校正系数-0.02与检测相关值211相乘，再将相乘的结果-4.2输出给加法器15。对地址号15～34也一样，使校正系数和检测相关值相乘并输出给加法器15。加法器15使从乘法器21输出的相乘结果与对应的地址号的相关功率值相加来校正延迟曲线的相关功率值。校正的结果如表1的‘第2路径检测时的相关功率值’的栏目所示。

例如，地址号为14的相关功率值用原来的相关功率值26.8和相乘的结果-4.2相加的结果22.6来校正。同样，对地址号为15～34的相关功率值进行校正。再有，相对检测相关值的地址号24的偏差在2以内的地址号22～26的采样点的相关功率值都用0来校正。利用以上说明的处理校正过的、表1的‘第2路径检测时的相关功率值’的栏目所示的相关功率值输出给功率循环积分存储器16，作成图7所示的第2检测用的延迟曲线。

第2路径的检测和第1路径的检测的处理相同。即，最大值检测器18从功率循环积分存储器16读出第2路径检测时的延迟曲线，与表1的‘第2路径检测时的相关功率值’所示的各采样点的相关功率值比较。接着，如图7所示，选择相关功率值为118的采样点作为第2路径，将该相关功率值(118)作为检测相关值输出给乘法器21。将该采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9。此外，最大值检测器18将地址号(29)作为图2所示的y输出给偏差测定器19。偏差测定器19计算作为x输入的地址号(1～64)和作为y输入的地址号(29)的偏差的绝对值(|x-y|)。偏差的绝对值输出给校正系数ROM20。校正系数ROM20与偏差测定器19输出的偏差绝对值对应读出校正系数并输出给乘法器21。

乘法器21使最大值检测器18输出的检测相关值(118)与校正系数ROM20输出的校正系数相乘，相乘结果经切换装置14输出给加法器15。加法器15使从乘法器21输出的相乘结果与表1所示的对应地址号的相关功率值相加来校正延迟曲线的相关功率值并输出给功率循环积分存储器16。利用以上说明的处理校正图7所示的第2路径检测使用的延迟曲线，作成图8所示的第3检测用的延迟曲线。

第3路径检测使用图8所示延迟曲线进行。即，最大值检测器18从功率循环积分存储器16读出第3路径检测时的延迟曲线，选择相关功率值最大(80.2地址号20)的采样点作为第3路径，将该采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9。因应检测的路径数是3个，故不必进行延迟曲线的校正，不向偏差测定器19和乘法器21输出信号。如上所述，瑞克合成路径时间检测器8把作为第1路径选择的地址号24的采样点的延迟时间、作为第2路径选择的地址号29的采样点的延迟时间和作为第3路径选择的地址号20的采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9，由此，特定瑞克合成解调器进行逆扩展的路径信号。

其次，说明瑞克合成解调器9。图9是表示瑞克合成解调器9的构成的方框图。在图9中，22是PN发生器，23是延迟电路，24、25、26是瑞克指针，27是比较器，28是解调部。图2所示瑞克合成解调器9是与从瑞克合成路径时间检测器8输出的各路径的延迟时间对应，对从A/D变换器7A、7B输入的I波段和Q波段的数字数据进行逆扩展，并对逆扩展的各路径的信号进行瑞克合成，同时进行信息解调。

其次，说明图9所示的瑞克合成解调器9的构成和动作。PN发生器22生成作为逆扩展码的PN序列并输出给延迟电路23。瑞克合成路径时间检测器8将延迟控制信号输出给延迟电路23。延迟电路23利用从瑞克合成路径时间检测器8输入的延迟控制信号，与各路径的延迟时间对应使从PN发生器22输入的PN序列延迟，把与第1路径信号的延迟时间对应延迟后的PN序列输出给瑞克指针24，把与第2路径信号的延迟时间对应延迟后的PN序列输出给瑞克指针25，把与第3路径信号的延迟时间对应延迟后的PN序列输出给瑞克指针26。

瑞克指针24、25、26从A/D变换器7A、7B输入I波段、Q波段的数字信号。瑞克指针24使用与第1路径信号的延迟时间对应延迟后的PN序列，对I波段、Q波段的数字信号进行逆扩展，由此，可以从包含在I波段、Q波段的数字信号中的多个路径信号中只分离出第1路径信号。同样，瑞克指针25、26使用与第2、第3路径信号的延迟时间对应延迟后的PN序列，对I波段、Q波段的数字信号进行逆扩展，由此，可以从包含在I波段、Q波段的数字信号中的多个路径信号中分离出第2、第3路径的信号。

瑞克指针24、25、26分别将逆扩展得到的第1、第2、第3路径信号输出给比较器27。比较器27进行瑞克合成，对从这瑞克指针24、25、26输出的第1、第2、第3路径信号进行加权后再合成。使用信号的振幅电平作为加权的权重。比较器27将瑞克合成后的合成信号输出给解调部28。解调部28对已进行瑞克合成并改善了信号功率对干扰+噪声的比的合成信号进行信息解调，不将解调信号输出给图1所示的数字处理电路10。

对采用了以上说明的扩展频谱接收装置的扩展频谱接收方法进行说明。图10是说明本发明的扩展频谱接收方法的流程图。在图10中，步骤P1是计算接收扩展频谱信号和参考扩展码的相关值的工序，步骤是将在步骤1中计算的已进行电压循环积分了的相关值变换成功率的工序，步骤3是根据已将相关值变换成功率的相关功率值作成延迟曲线的工序。步骤4是从步骤作成的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号并将已检测出的信号的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9的第1瑞克合成信号检测工序。步骤5是判定在直到步骤4的工序中瑞克合成信号的检测是否结束的工序。瑞克合成信号的个数与设在瑞克合成解调器9中的瑞克指针24、25、26的个数相等，在以上说明的扩展频谱接收装置的情况下，可进行瑞克合成的信号的个数是3个。

在步骤5中，当瑞克合成信号的检测结束时，在步骤6中校正延迟曲线。步骤7是从步骤6已校正的延迟曲线检测出第2瑞克合成信号的步骤。步骤6中的第2瑞克合成信号检测工序与步骤4中的第1瑞克合成信号检测工序的处理相同。当步骤7结束时，再次执行步骤5，判定瑞克合成信号的检测是否结束。当没有检测出可进行瑞克合成、即相当于瑞克指针的个数的信号时，在步骤6中对延迟曲线进行校正，在步骤7中，从已校正的延迟曲线检测出瑞克合成信号。在以上工序中，因可进行瑞克合成的3个信号的检测已结束，故步骤5将处理转到步骤8，结束瑞克合成信号检测工序。

如上所述，本发明的扩展频谱接收方法包括检测出瑞克合成信号和校正延迟曲线。其次，说明作为延迟曲线校正工序的图10的步骤6的内容。图11是说明延迟曲线校正工序的内容的流程图。在图11中，步骤9是测定相关功率值最大的检测信号的延迟时间和校正前的延迟曲线的信号的延迟时间的偏差的偏差测定工序。步骤9是图2所示的偏差测定器19执行的步骤。步骤10是读出与在步骤9的偏差测定工序中测定的偏差对应的校正系数的工序。校正系数是预先根据干扰和热噪声的时间相关计算出来并存储在校正系数ROM20中的数据。步骤11是使在步骤10中读出的校正系数和检测信号的相关功率值相乘并顺次输出乘积值的工序。步骤11由乘法器21执行。

步骤12是使步骤11计算的乘积值和校正前的相关功率值相加并校正延迟曲线的信号的相关功率值的工序。步骤12由加法器15执行。步骤13是根据步骤12输出的相关功率值去校正延迟曲线同时存储已校正的延迟曲线的工序。校正的延迟曲线存储在功率循环积分存储器16中。

如上所述，本发明的扩展频谱接收装置具有瑞克合成路径时间检测器8，利用功率变换器13将电压循环积分器12的输出变换成功率，并利用加法器15、功率循环积分存储器16进行功率循环积分，作成信号功率比高的延迟曲线，所以，可以作成高精度延迟曲线。因此，与先有例的相比，检测出适合于瑞克合成的路径的概率高，还可以提高检测出的路径的延迟时间的精度。

此外，本发明的扩展频谱接收装置具有瑞克合成路径时间检测器8，使用上面说明的信号功率比高的延迟曲线进行路径的检测，每当检测出路径便使用考虑了干扰和热噪声的校正系数去校正延迟曲线，所以，可以选择适合于瑞克合成、即瑞克合成后的的信号功率比最大时的路径信号。此外，因使用校正系数校正延迟信号的处理与进行循环积分的处理一样可以利用反馈进行，故功率循环积分存储器16和加法器15在延迟曲线作成模式或瑞克合成路径时间检测模式中都可以共用，所以，与单独设置电路的情况相比，可以削减电路规模。

此外，如上所述，因校正系数10为10个左右，故校正系数ROM20的容量小，大约是10个字节，校正数据的个数与观测的延迟曲线的长度无关1次校正是20个左右，所以，计算量和功耗都小。此外，因校正系数可以是固定值而与扩展码和传输环境无关，故即使扩展码改变也不必重新进行计算，与先有例相比，电路规模和功耗都降低了。

此外，本发明的扩展频谱接收装置具有瑞克合成路径时间检测器8，在使用比扩展周期长1个符号周期的长周期代码作为参考扩展码时，进行功率循环积分来达到充分平均，所以，参考代码的自相关特性的伪相关得到充分平均，可以排除自相关的影响。因此，可以高精度地进行路径的检测和延迟曲线的校正，能够改善瑞克合成后的信号功率比。此外，延迟曲线的校正考虑到干扰和热噪声的互相关只在检测时间附近进行即可，所以，可以大幅度降低处理工作量和电路规模。

此外，本发明的扩展频谱接收装置具有瑞克合成解调器9，对瑞克合成路径时间检测器8检测的瑞克合成后的信号功率比最大时的路径信号进行瑞克合成，所以，可以利用瑞克合成大幅度改善信号功率对干扰+热噪声的比，可以得到高性能的扩展频谱接收装置。

即，通过使用上述扩展频谱接收装置作为便携式电话，具有灵敏度高且通信不易中断的效果。进而，在采用了CDMA方式的通信系统中，通过使用上述灵敏度高扩展频谱接收装置作为终端，因增加了1个蜂窝能容纳的终端的个数，故能够增大蜂窝的半径。因此，可以减小本地电台的个数和降低基础结构的成本。

此外，本发明的扩展频谱接收方法根据已将相关值变换成功率的相关功率值作成延迟曲线，所以，可以作成高精度的延迟曲线，通过使用该延迟曲线来检测瑞克合成信号，可以高精度检测出适合于瑞克合成的信号。此外，在使用从干扰和热噪声的时间相关求出的校正系数去校正延迟曲线的同时，检测出第1瑞克合成信号之后的第2、第3瑞克合成信号，所以，可以高精度检测出第2、第3瑞克合成信号，通过对这些瑞克合成信号进行瑞克合成，可以大大地改善信号功率对干扰和热噪声的比。

图12是表示本发明实施形态2的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器的构成的图方框图。在图12中，81是瑞克合成路径时间检测器，29是平均值计算器，30是第2加法器。再有，在图12中，与图2所示的符号相同的符号表示同一或相当的部分，故省略其说明。本发明的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器81利用功率变换器13将电压循环积分器12的输出变换成功率，进而，利用加法器15和功率循环积分存储器16进行功率循环积分来改善信号功率比。但是，为了以更高的精度检测出适合于瑞克合成的路径，必须考虑利用功率变换器13将电压循环积分器12的输出变换成功率所带来的影响。

即，若变换成功率，则波形会出现不存在0以下的波形等变形。此外，带宽变成2倍，波峰变得尖锐。进而，干扰和热噪声作为直流成分出现，在评估信号电平时必须减去干扰和热噪声电平。图13是表示在反复进行功率循环积分中加上干扰、热噪声功率后的延迟曲线的图。在图5所示的延迟曲线中可以观测到干扰功率+噪声功率+信号功率。若在该状态下反复进行功率循环积分，则不仅是信号功率，干扰功率和噪声功率也家进去了，如图13所示，整个延迟曲线的采样点向上方移动。因此，为了正确地校正延迟曲线，必须从功率循环积分的结果中减去干扰功率和噪声功率。

存在信号功率的时间只是整个延迟曲线中的一部分，即相关功率大的部分，所以，若计算延迟曲线的平均值，大概可以看做是干扰功率+噪声功率。在图12中，平均值计算器29计算延迟曲线的采样点的相关功率值的平均值。而且，第2加法器30从最大值检测器18检测的检测相关值中减去由平均值计算器29计算的平均值，并将相减后的检测相关值输出给乘法器21。如上所述，通过从检测相关值减去平均值，可以在校正延迟曲线时除去干扰功率和噪声功率。因此，可以作成高精度的延迟曲线。此外，通过使用该延迟曲线，可以正确地选择适合于瑞克合成的路径。进而，可以正确地求出选择的路径的延迟时间，所以，能够改善瑞克合成的精度。

图14是说明延迟曲线校正工序的流程图。在图14中，步骤10之前的工序和步骤11之后的工序和图10、图11所示的工序相同，故省略其说明。步骤14是计算校正前的延迟曲线的信号的相关功率值的平均值的工序。该工序由图12所示的平均值计算器29执行。步骤15是通过从步骤检测出的相关功率值中减去步骤14计算的平均值来校正检测相关功率值的工序。该工序由第2加法器30执行。经过上述步骤14、步骤15的工序去执行步骤11～步骤13的工序，由此，可以校正延迟曲线，使其不包含干扰功率+噪声功率的成分。

图15是表示本发明实施形态3的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器的构成的图方框图。在图15中，82是瑞克合成路径时间检测器，31是第1加法器，32是功率循环积分器，33是阈值判定器，34是切换装置，35是相关值存储器，36是地址生成装置1，37是地址生成装置2，38是时间存储器，39是最大值检测器，40是第2加法器，41是平均值计算器，42是偏差测定装置，43是校正系数ROM，44是乘法器，45是第3加法器。再有，在图15中，与图2和图12所示的符号相同的符号表示同一或相当的部分，故省略其说明。图16是表示延迟曲线的连续测定例的图。

图16所示的延迟曲线与图5所示的延迟曲线相比，测定时间长，延迟曲线包含的采样点的个数也多。在从这样的测定时间长的延迟曲线中检测出适合于瑞克合成的路径时，有必要使相关功率值与规定的阈值比较，通过将相关功率值低于阈值的采样点除外，使作为路径检测对象的采样点的个数减少。

以下，说明实施形态3的扩展频谱接收装置具有的瑞克合成路径时间检测器82的构成和动作。在作成延迟曲线时，切换装置34在阈值判定器33和相关值存储器之间进行切换以形成信号路径。在延迟曲线作成模式中，瑞克合成路径时间检测器82利用功率变换器13将电压循环积分器12的输出变换成功率，进而，利用第1加法器31和功率循环积分存储器32进行功率循环积分来改善信号功率比。地址生成装置(1)36向功率循环积分存储器32输出地址号。功率循环积分存储器32向平均值计算器41输出相关功率值。

阈值判定器使从功率循环积分存储器32输入的相关功率值与规定的阈值进行比较，将相关功率值比阈值大的采样点的相关功率值输出给相关值存储器34。相关值存储器34存储比阈值大的采样点的相关功率值。地址生成装置(1)36、地址生成装置(2)37生成识别采样点的地址号，地址生成装置(1)36向功率循环积分存储器32和时间存储器38输出地址号，地址生成装置(2)37向相关值存储器35和时间存储器38输出地址号。时间存储器38存储相关功率值比阈值大的采样点的延迟时间。根据以上处理作成延迟曲线，并特定相关功率值比阈值大的采样点的相关功率值和延迟时间。

经过以上处理，进行路径时间检测，选择适合于瑞克合成的路径。在路径时间检测模式中，切换装置34在第3加法器45和相关值存储器35之间进行切换，以形成信号路径。最大值检测器39从相关值存储器35读出延迟曲线，与各采样点的相关功率比较，检测出相关功率值最大的采样点及其相关功率值。而且，将相关功率值最大的采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器9的延迟电路22。根据以上处理特定瑞克合成的第1路径信号。此外，将最大值检测器39检测出的采样点的相关功率值作为检测相关值输出给第2加法器40。第2加法器40从最大值检测器39输出的检测相关值减去根据平均值计算器41计算的延迟曲线的相关功率值计算的平均值(干扰功率+噪声功率)再输出给乘法器44。

此外，最大值检测器39将在与从时间存储器38输入的各采样点对应的地址号中相关功率值最大的采样点的地址号y输出给偏差测定器42。偏差测定器42从时间存储器38输入各采样点的地址号x。偏差测定器42计算相关功率值最大的采样点的地址号和其它采样点的地址号的偏差的绝对值，再将偏差输出给校正系数ROM43。校正系数ROM43将与从偏差测定器42输出的偏差对应的系数输出给乘法器44。乘法器44使在第2加法器40已减去平均值的检测相关值与校正系数相乘，再输出给第3加法器45。

第3加法器45将从相关值存储器35输出的延迟曲线的采样点的相关功率值与从乘法器44输入的值相加，再校正偏差在10以内的采样点的相关功率值。校正的相关功率值经切换装置34写入相关值存储器35。通过以上处理，可以校正第1路径检测使用的延迟曲线，作成第2路径检测使用的延迟曲线。第2、第3路径也利用和上述第1路径的检测同样的处理检测。作为第2、第3路径检测的采样点的延迟时间作为延迟控制信号输出给瑞克合成解调器的延迟电路22。

图17是说明延迟曲线作成工序的流程图。在图17中，步骤2之前的工序和步骤5之后的工序和图10、图11所示的工序相同，故省略其说明。步骤16是使已变换成功率的信号的相关功率值与阈值比较的工序。步骤17是检测相关功率值比阈值大的信号的功率。步骤16、步骤17的工序由图15所示阈值判定器33执行。步骤18是根据步骤17检测出的信号的相关功率值和延迟时间作成延迟曲线的工序。经步骤16～步骤18的工序作成的延迟曲线存储在相关值存储器35和时间存储器38中。通过使用这样作成延迟曲线检测出瑞克合成信号，可以利用长时间连续测定的延迟曲线有效地检测出瑞克合成信号。

以上说明的扩展频谱接收装置和实施形态1、实施形态2中说明的扩展频谱接收装置具有同样的效果。此外，因包括具有将功率循环积分后的相关功率值与规定的阈值比较的阈值判定器33的瑞克合成路径时间检测器，所以，可以削减作为路径检测对象的采样点的个数，可以削减路径检测处理所要的处理工作量。

此外，因包括存储相关功率值比阈值大的采样点的相关功率值的相关值存储器35和存储相关功率值比阈值大的采样点的延迟时间的时间存储器38，所以，不必在校正延迟曲线时写入存储延迟曲线的功率循环积分存储器32的内容。因此，可以进行带忘却系数的循环积分，带忘却系数的循环积分因与积分时间无关可以以任意间隔输出数据，所以，与定期进行使存储器的内容为0的放电操作的防止存储器溢出的积分放电方式相比，具有工作自由度大的效果。

此外，相关值存储器35和时间存储器38只要具有能容纳阈值判定后的数据的存储器容量即可，与功率循环积分存储器32相比，可以以足够小的存储器容量实现。

本发明的扩展频谱接收装置包括瑞克合成装置和瑞克合成信号检测装置，上述瑞克合成装置具有：通过使用延迟了规定时间的逆扩展码对扩展调制后发送的扩展频谱信号进行逆扩展并利用上述扩展频谱信号去分离规定的延迟时间的信号的多个逆扩展装置；对这些逆扩展装置逆扩展的信号进行瑞克合成的合成装置；与从外部输入的延迟控制信号对应使上述逆扩展装置供给的逆扩展码延迟的延迟装置，

上述瑞克合成信号检测装置具有：利用已将上述扩展频谱信号和参考扩展码的相关值变换成功率的相关功率值及其延迟时间作成延迟曲线的延迟曲线作成装置；将利用干扰和热噪声的时间相关计算的校正系数按每一个延迟时间的偏差存储起来的校正系数存储装置；测定相关功率值最大时的信号延迟时间和上述延迟曲线的信号的延迟时间的偏差，并与测定的偏差对应，使用从上述校正系数存储装置读出的校正系数和上述延迟曲线中最大相关功率值相乘的乘积值，对上述延迟曲线的相关功率值进行校正的延迟曲线校正装置；在上述延迟曲线作成装置作成的延迟曲线中检测相关功率值最大的信号，将已检测的信号的延迟时间作为第1延迟控制信号，将在上述延迟曲线校正装置校正过的延迟曲线中相关功率值最大的信号的延迟时间作为的第2控制信号，向上述延迟装置输出的信号检测装置。所以，能够使用高精度延迟曲线，根据改善了信号功率比的相关功率值进行延迟时间的检测和延迟曲线的校正，并选择适合于瑞克合成、即瑞克合成后的信号功率比最大的路径的信号。

此外，本发明的扩展频谱接收装置包括延迟曲线校正装置，该延迟曲线校正装置具有计算延迟曲线的相关功率值的平均值的平均值计算装置，从上述延迟曲线中的最大相关功率值中减去由上述平均值计算装置计算的平均值，再将其差值与校正系数相乘。所以，考虑变换成功率的影响，在校正延迟曲线时除去干扰功率+噪声功率。

此外，本发明的扩展频谱接收装置具有将相关功率值与规定的阈值进行比较并判定相关功率值是否大于规定的阈值的阈值判定装置，还具有延迟曲线作成装置，根据比上述阈值大的相关功率值作成延迟曲线。所以，可以削减作为路径检测对象的采样点的个数，可以削减路径检测处理所要的处理工作量。

此外，本发明的扩展频谱接收装置包括延迟曲线作成装置，该延迟曲线作成装置具有相关功率值存储装置和延迟时间存储装置，相关功率值存储装置存储利用阈值判定装置判定比阈值大的相关功率值的信号的相关功率值，延迟时间存储装置存储比上述阈值大的相关功率值的信号的延迟时间。所以，与功率循环积分存储器相比，可以以足够小的存储器容量实现。

本发明的扩展频谱接收方法是从利用接收扩展频谱信号和参考扩展码的相关值作成的延迟曲线中检测出多个相关值大的信号，使用与已检测出的信号的延迟时间对应延迟了的逆扩展码对从上述接收扩展频谱信号分离出来的信号进行瑞克合成的扩展频谱接收方法，包括：利用已将上述相关值变换成功率的相关功率值作成延迟曲线的延迟曲线作成工序；从在该延迟曲线作成工序作成的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第1瑞克合成信号检测工序；测定在该第1瑞克合成信号检测工序中检测出的上述延迟时间和上述延迟曲线的其它信号的延迟时间的偏差，在利用干扰和热噪声的时间相关预先计算出来并按偏差存储的校正系数中，使用与上述偏差对应的校正系数和上述第1瑞克合成信号检测工序检测出的相关功率值，对上述延迟曲线进行校正的延迟曲线校正工序；从该延迟曲线校正工序校正过的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第2瑞克合成信号检测工序。所以，第1瑞克合成信号以外的瑞克合成信号可以从使用考虑了干扰和热噪声的校正系数校正过的延迟曲线中检出，而且可以高精度检测第2、第3瑞克合成信号。

此外，本发明的扩展频谱接收方法包含延迟曲线校正工序，在计算延迟曲线的相关功率值的平均值的同时，使用计算的平均值去校正上述延迟曲线的相关功率值。所以，可以校正延迟曲线，使其不含干扰功率+噪声功率的成分。

此外，本发明的扩展频谱接收方法包含延迟曲线作成工序，在将相关功率值与规定的阈值比较的同时，根据相关功率值比上述阈值大的信号作成延迟曲线。所以，即使是长时间连续测定的延迟曲线，也能够有效地检测出瑞克合成信号。

工业上利用的可能性

如上所述，本发明的扩展频谱接收装置和扩展频谱接收方法对使用DS-CDMA方式的通信很有用，特别适用于在容易受反射、折射、散射等影响的移动通信环境下使用的移动体通信终端。

Claims (7)

1、一种扩展频谱接收装置，其特征在于：包括瑞克合成装置和瑞克合成信号检测装置，

上述瑞克合成装置具有：通过使用延迟了规定时间的逆扩展码对扩展调制后发送的扩展频谱信号进行逆扩展并利用上述扩展频谱信号去分离规定的延迟时间的信号的多个逆扩展装置；对这些逆扩展装置逆扩展的信号进行瑞克合成的合成装置；与从外部输入的延迟控制信号对应使上述逆扩展装置供给的逆扩展码延迟的延迟装置，

上述瑞克合成信号检测装置具有：利用已将上述扩展频谱信号和参考扩展码的相关值变换成功率的相关功率值及其延迟时间作成延迟曲线的延迟曲线作成装置；将利用干扰和热噪声的时间相关计算的校正系数按每一个延迟时间的偏差存储起来的校正系数存储装置；测定相关功率值最大时的信号延迟时间和上述延迟曲线的信号的延迟时间的偏差，并与测定的偏差对应，使用从上述校正系数存储装置读出的校正系数和上述延迟曲线中最大相关功率值相乘的乘积值，对上述延迟曲线的相关功率值进行校正的延迟曲线校正装置；在上述延迟曲线作成装置作成的延迟曲线中检测相关功率值最大的信号，将已检测出的信号的延迟时间作为第1延迟控制信号，将在上述延迟曲线校正装置校正过的延迟曲线中相关功率值最大的信号的延迟时间作为的第2控制信号，向上述延迟装置输出的信号检测装置。

2、权利要求1记载的扩展频谱接收装置，其特征在于：延迟曲线校正装置具有计算延迟曲线的相关功率值的平均值的平均值计算装置，从上述延迟曲线中的最大相关功率值中减去由上述平均值计算装置计算的平均值，再将其差值与校正系数相乘。

3、权利要求1记载的扩展频谱接收装置，其特征在于：延迟曲线作成装置具有将相关功率值与规定的阈值进行比较并判定相关功率值是否大于规定的阈值的阈值判定装置，根据比上述阈值大的相关功率值作成延迟曲线。

4、权利要求3记载的扩展频谱接收装置，其特征在于：延迟曲线作成装置具有相关功率值存储装置和延迟时间存储装置，相关功率值存储装置存储利用阈值判定装置判定比阈值大的相关功率值的信号的相关功率值，延迟时间存储装置存储比上述阈值大的相关功率值的信号的延迟时间。

5、一种扩展频谱接收方法，是从利用接收扩展频谱信号和参考扩展码的相关值作成的延迟曲线中检测出多个相关值大的信号，使用与已检测出的信号的延迟时间对应延迟了的逆扩展码对从上述接收扩展频谱信号分离出来的信号进行瑞克合成的扩展频谱接收方法，包括：

利用已将上述相关值变换成功率的相关功率值作成延迟曲线的延迟曲线作成工序；

从在该延迟曲线作成工序中作成的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第1瑞克合成信号检测工序；

测定在该第1瑞克合成信号检测工序中检测出的延迟时间和上述延迟曲线的其它信号的延迟时间的偏差，在利用干扰和热噪声的时间相关预先计算出来并按偏差存储的校正系数中，使用与上述偏差对应的校正系数和上述第1瑞克合成信号检测工序检测出的相关功率值，对上述延迟曲线进行校正的延迟曲线校正工序；

从该延迟曲线校正工序校正过的延迟曲线中检测出相关功率值最大的信号的延迟时间的第2瑞克合成信号检测工序。

6、权利要求5记载的扩展频谱接收方法，其特征在于：延迟曲线校正工序在计算延迟曲线的相关功率值的平均值的同时，使用计算的平均值去校正上述延迟曲线的相关功率值。

7、权利要求5记载的扩展频谱接收方法，其特征在于：延迟曲线作成工序在将相关功率值与规定的阈值比较的同时，根据相关功率值比上述阈值大的信号作成延迟曲线。

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