CN1197266C - 码多分址无线通信系统中使用的最大似然率rake(瑞克)接收机 - Google Patents

Abstract

揭示了一种改进的接收机，用于译码通过多条传播路径接收的扩频的编码的信号，以便得出译码的信息符号。接收机包括：变换器，用于滤波、放大、采样和变换接收的信号以便使其成为代表的数字样本；相关器，用于把数字信号样本与去扩频码在每个信息符号周期上进行相关，以针对每个符号周期得出对于在去扩频码与信号样本之间的不同的时间对准的复数相关值。每个时间对准相应于多个传播信道中的不同的传播信道。接收机还包括：假设装置，用于假设数据符号序列；信道估值装置，用于针对多条传播路径中的每条路径形成作为复数相关值与假设的符号序列的函数的信道估值；以及判决装置，用于通过使用信道估值选择假设的序列中的最可能的假设序列，从而，译码信息符号。

Description

码多分址无线通信系统中使用的 最大似然率RAKE(瑞克)接收机

                     发明领域

本发明涉及码分多址(CDMA)无线通信系统领域，更具体地，涉及通过精巧的最大似然率序列估值译码器来译码信号。

                     发明背景

按照IS 95 CDMA标准，基站发射机接收通信内容和将该内容转换成符号。符号被扩频因子扩展成大量的码片(CDMA系统中基本的时间测量量)，以及通过使用接入码将码片进行扰码。然后，该信号连同许多其它信号一起在同一个频率上被发送。信号通过色散性媒体传播，经过多条路径(也称为信道)到达接收机，每条路径具有不同的传播延时。结果，每个信号在接收机处与它的多个副本互相重叠地被接收，每个副本被延时一个或多个码片。

在大多数无线通信系统中，这样的多径信号是互相不同相的，这造成信号本身的干扰，导致接收的能量下降和伴随的信号质量的损失。在CDMA系统中，在理论上，这些多径信号被相加在一起增加信号强度，因此提高接收信号的质量。为此，几个接收机按一种所谓的“rake(瑞克)”接收机的配置方式被同时使用，其中每个接收机是一个“瑞克分支(rake finger)”。每个瑞克分支被定时来接收不同的多径信号。在瑞克接收机的每个分支处接收的信号被延时，以便对准最后到达的信号。所有的信号被相加在一起，增加信号强度。因此，瑞克接收机被设计成接收通过多径信道传播的信号，以及依靠所谓的、组合的多径信号的处理增益来抑制多径之间的干扰。

虽然信号强度可以通过处理增益被改进，但符号仍旧可能被错误地解译，因为信号的频率可能由于多径和其它熟知的影响(即，多卜勒频移等)而被改变。在某些系统中，先前译码的数据符号被使用来确定紧接在译码上一个数据符号后与紧靠在译码下一个数据符号之前应该是怎样的信道错误(也称为“频率漂移”或“频率误差”)，因而形成相干参考。然而，如果先前译码的符号是错误的，则这样形成的相干参考是不正确的，导致错误传播。所以，IS 95发送导引码，它只用已知的符号来进行调制，以便允许接收机得出与正在被译码的未知的数据符号无关的相干参考。导引码方法只适合于导引码和所有承载信息的编码信号从同一个天线被发射的情况。

将来的CDMA系统可能希望通过产生对于每个信号特定的定向波束从而利用智能天线波束成形。然后，每个信号必须载送已知的符号，通过该已知符号来建立每个波束的相干参考。如果已知的符号对未知的符号的比例太小，则相干参考将是有干扰的；另一方面，如果已知的符号对未知的符号的比例太大，则附加开销会造成低的效率。如果采用改进的使用未知符号的方法来改善相干参考或信道估值，则这种缺陷可得以解决。

现有技术的用于码分多址信号的瑞克接收机在授权给本申请人的题目为“Quantized-Coherent Rake Receiver(量化的相干瑞克接收机)”的美国专利No.5,305,349、和在授权给Dent的题目为“Methodand System for Demodulation of Downlink CDMA Signals(用于解调下行链路CDMA信号的方法和系统)”的美国专利No.5,572,552中被描述，这两个专利在此引用，以供参考。现有技术瑞克接收机虽然被设计来接收通过多径信道传播的信号，然而假定在解扩信号时的处理增益对于抑制在多条路径之间的干扰是足够的。而且，现有技术相干瑞克接收机假定了一种得出与被译码的未知数据符号无关的相干参考的方法。例如，在基于IS 95标准的美国CDMA蜂窝系统中，基站发送被称为导引的、特定的编码信号，该信号特别是为了提供相干参考给移动瑞克接收机。在授权给本申请人的、题目为“CDMA SubtractiveDemodulation(CDMA相减解调)”的美国专利No.5,187,619中(该专利在此引用，以供参考)，以及在已引用的′349专利中，先前译码的数据符号被使用来确定紧接在译码上一个数据符号后与紧靠在译码下一个数据符号之前应该是怎样的接收信号相位，从而形成相干参考。然而，如果先前译码的符号是错误的，则以后一种方式形成的相干参考是不正确的，再次导致错误传播。

在现有技术中存在有提供相干参考的其它的数据符号辅助的方法。具体地，对于非CDMA信号，Gudmundson在美国专利No.5,164,961中，描述如何确定对于有限数目的连续的符号的所有的可能的序列的相干参考，以及在决定哪些序列保持为译码的序列时如何使用那些参考。在Gudmundson的专利中，较后的符号判决没有被使用来改进对于译码的符号序列的似然率的量度。然而，在授权给Dent的、题目为“Channel Independent Equalizer Device(与信道无关的均衡器装置)”的美国专利No.5,557,645和No.5,619,533中，揭示了一种方法，由此，对于译码的符号序列的似然率度量被周期地更新为从开始以来可提供的最近的符号判决的数值。然而，Dent和Gudmundson的专利都没有揭示如何把这些技术应用到CDMA信号，这是下面描述的本发明的目的。

当逐次译码器(诸如在以上的′961，′645，′533专利中描述的)在对衰落信号进行译码时，在对于译码的前向和后向时间次序之间进行动态选择方面会具有优点，正如在授权给本申请人的美国专利No.5,335,250中描述的那样，该专利在此引用，以供参考。

在现有技术中存在有提供相干参考的导引符号辅助的方法。在非CDMA系统中，针对有限数目的连续的符号的所有的可能的序列，确定相干参考，然后，相干参考被使用来决定哪些序列保持为译码的序列。在一个这样的系统中，对于译码的符号序列的似然率度量被周期地更新为从开始以来可提供的最近的符号判决的数值。

本发明目的是克服上述的一个或多个问题。

                      发明概要

按照本发明的一个方面，揭示了一种用于译码被接收的信号中的符号的方法，该方法在用于接收通过多个信道载送符号的信号的接收机中被使用，其中符号是从预定的符号组中被选择的。接收机具有存储器，用于存储多个先前假设的符号序列和多个累积矢量，每个累积矢量描述一个符号序列。该方法包括以下步骤：通过在多个时间偏移(其数目等于多个相关矢量的数目)上对接收信号进行相关，从而产生多个相关矢量，所述多个时间偏移相应于多个信道中所选择的信道；以及通过组合多个相关矢量中的每个相关矢量与符号组中的每个符号，从而产生一组新的符号矢量。该方法还包括：通过组合多个新的符号矢量中的每个符号矢量与多个累积矢量中的每个累积矢量，从而假设多个扩展的符号序列；以及通过组合先前假设的符号与相应于组合的累积矢量和带有最长的和值平方长度的新的符号矢量的符号组中的符号，而确定最似然的符号序列。

按照本发明的另一个方面，产生新的符号矢量组的步骤包括把多个相关矢量中的每个相关矢量与该符号组中的每个符号相乘。而且，确定最可能扩展的符号序列的步骤包括：通过最大似然率序列估值来选择该符号组。按照本发明的另一个方面，该方法还包括以下步骤：存储所选择的符号序列作为先前假设的符号序列之一，以及存储所组合的累积矢量和带有最长的和值平方长度的新的符号矢量以作为描述先前假设的符号序列之一的累积矢量。

按照本发明的另一个方面，揭示了一种改进的接收机，用于对通过多个传播信道接收的扩频的编码的信号进行译码，以便得出译码的信息符号。接收机包括：变换器，用于滤波、放大、采样和变换接收的信号，使其成代表的数字样本；相关器，用于把数字信号样本与去扩频码在每个信息符号周期上进行相关，以便得出在每个符号周期上的、对于在去扩频码与信号样本之间的不同的时间对准的复数相关值，其中每个时间对准相应于多个传播信道中的不同的一个传播信道。接收机还包括：假设装置，用于产生数据符号假设值；组合装置，用于组合符号假设值与复数相关值，以便得出信道估值；复矢量累加装置，用于对于连续的符号假设值，累加相应于多个传播信道中的同一个传播信道的信道估值，以便得出累加的复矢量；以及选择器，用于选择其中累加的复矢量的长度的平方和值是最大的符号假设值序列。

按照本发明的另一个方面，假设装置是维特比最大似然率序列估值器，以及复矢量累加装置包括用于对较早的累加的信道估值去加权的装置。去加权可以包括相减装置，用于从各个累积复矢量中减去最早的信道估值的贡献。替换地，可以使用指数去加权。

按照本发明的又一个方面，频率误差补偿装置包括用于补偿相位漂移和频率误差的装置，其中可包括旋转装置，用于在累加新的信道估值以前旋转先前的累积复矢量的相位角。

按照本发明的另一个方面，复矢量累加装置包括补偿装置，用于当对于一个符号周期的复数相关值受到在至少一个相邻的符号周期中的符号值影响时，补偿符号间干扰。而且，复矢量累加装置包括补偿射线间干扰的装置，其中对于一条路径的相关值取决于另一条路径的参量。复矢量累加装置还可包括用于在对于其它路径和相邻符号的影响累加之前补偿信道估值的装置。

按照本发明的另一个方面，组合装置可以把相关值与符号假设值的复共轭值相乘。扩频编码信号可以包括对于接收机已知的导引符号、以及被散置在其间的对于接收机还不知道的信息符号。符号假设值可以是对于每个所述已知的导引符号的单个假设值与对于每个所述未知的信息符号的多个假设值的组合。而且，由接收机保持的、组合的符号序列假设值的数目在接收预定数目的导引符号后降低到1。

按照本发明的另一个方面，揭示了一种改进的接收机，用于译码通过多条传播路径接收的扩频的编码的信号，以便得出译码的信息符号。接收机包括：变换器，用于滤波、放大、采样和变换接收的信号以使之成为代表的数字样本；相关器，用于把数字信号样本与去扩频码在每个信息符号周期上进行相关，以便得出在每个符号周期上的、对于在去扩频码与信号样本之间的不同的时间对准的复数相关值。每个时间对准相应于多个传播信道中的不同的传播信道。接收机还包括：假设装置，用于假设数据符号序列；信道估值装置，用于针对多条传播路径中的每条路径形成作为复数相关值与假设的符号序列的函数的信道估值；以及判决装置，用于通过使用信道估值来选择最可能的假设的序列，从而，译码信息符号。

按照本发明的另一个方面，假设装置是最大似然率序列估值器。而且，信道估值装置可以把假设的符号与相应的复数相关值相乘，以及构成其计算结果的和值，其中被乘数之一是复数共轭值以及该和值可以是加权的和值。加权可以分配较低的加权值给较早的符号，分配较高的加权值给较为最近的符号，以及可以包括频率和/或相位误差补偿。

按照本发明的另一个方面，揭示了一种改进的接收机，用于译码通过多条传播路径接收的纠错编码的、交织的、和扩频的调制信号，以便恢复信息符号。接收机包括：变换装置，用于滤波、放大、采样和变换接收的信号并使之成为代表的数字样本；以及相关装置，用于把数字信号样本与去扩频码在每个扩频调制符号间隔上进行相关，以便针对每个调制间隔得到对于在去扩频的码与信号样本之间的不同的时间对准的、相应的复数相关值组。每个时间对准相应于多条传播路径中的不同的传播路径。接收机还包括：信息符号假设装置，用于假设信息符号序列；纠错编码装置，用于编码假设的符号序列，以产生编码的调制符号假设序列；去交织装置，用于选择相应于连续的假设的调制符号的相关值组；似然率估值装置，用于组合所选择的相关值组，以便产生对于每个假设的信息符号序列的似然率指数；以及选择装置，用于选择具有最大似然率指数的信息符号序列。

按照本发明的另一个方面，信息符号假设装置是最大似然率序列估值器。

按照本发明的再一个方面，似然率估值装置对于多条传播路径中的每条传播路径形成一个复数信号幅度的累积估值，其中累积估值是对于在时间上广泛地分开的接收信号样本的范围内分开地被形成的。

按照本发明的另一个方面，揭示了一种方法，用于译码通过多条传播路径接收的扩频调制的符号，其中包括被散置在未知数据符号中的已知符号。该方法包括以下步骤：导引滤波、放大、采样和变换所接收的信号并使之成为代表的数字样本，把数字信号样本与去扩频码在每个扩频调制符号间隔上进行相关，以便针对每个调制间隔得出在去扩频码与信号样本之间对于不同的时间对准的、相应的复数相关值组。每个时间对准相应于多个传播路径中的一个不同的传播路径。该方法包括以下步骤：通过使用相应于被散置在未知数据符号中间的已知的导引符号的相关值组，把最大似然率序列估值器初始化为一个包含似然率指数的单个开始状态；连续地假设最大似然率序列估值器内的未知数据符号；以及组合每个具有相应的相关值的新的数据符号假设与先前的状态，以得出扩展的数目的状态。每个扩展的数目的状态相应于被另外的、未知的数据符号所扩展的假设的序列，以及每个状态具有相关的似然率指数。该方法包括以下步骤：选择具有最高的似然率指数的序列，以便保持状态数目为等于或小于最大允许的状态数目；组合相应于被插入在未知数据符号后面的导引符号的相关值组与先前的状态，以便得出相应于减小数目的假设符号序列的缩小数目的状态；以及从减小的数目的符号序列中选择具有最高的似然率的指数的假设的符号序列，从而，译码未知的符号。

按照本方法的另一个方面，导引符号可以被表示为通过使用颠倒的时间惯例被插入在未知数据符号之前或之后，以及一些符号的译码可以只使用颠倒的时间惯例，而其它符号的译码使用正常的时间惯例。

                       附图简述

通过结合附图考虑以下的详细说明，可以更全面地了解本发明，其中：

图1是利用本发明的示例性实施例的移动电话的方框图；

图2显示把导引符号周期地插入在数据符号之间的CDMA格式；

图3是根据图2的显示导引符号布局的一个时隙的方框图；

图4是在图3的一个时隙上三个相邻的符号变化的可能组合的累积数目的图；

图5是复数相关值的逐次的组合的图；

图6显示在第一阶段按照本发明的示例性实施例的最大似然率序列估值器；

图7显示在第二阶段图6的最大似然率序列估值器；

图8显示在第三阶段图6的最大似然率序列估值器；

图9显示在第四阶段图6的最大似然率序列估值器；

图10是在一个时隙上的系统相位改变对复矢量累加的影响的图；以及

图11显示造成符号间和射线间干扰的逐渐增加延时的四条射线。

                    发明详细说明

现在转到图1，以方框图形式显示CDMA无线电话10，它利用本发明的示例性实施例。射频信号在天线12处被接收，以及通过RF收发信机14被传递到模拟-数字(A/D)变换器16，后者把模拟信号变换成数字样本。A/D变换器16把数字信号传递到多个接收机，其中包括搜索器18和瑞克接收机分支20、22和24。当然，可以有或多或少的瑞克分支。搜索器18检验信号样本的内容，以确定在同一个信号的映像之间的延时。

搜索器分配所选定的延时的映像给瑞克接收机分支20、22和24，它们把信号延时，直至最后的映像被接收为止。所有的信号然后被传送到数字信号处理器26，按照本发明的优选实施例，它包括最大似然率序列估值器(MLSE)，用来确定在信号中存在哪些符号。然后，通过各种装置把这些符号转换成声音，以及传送到扬声器28。

无线电话10在处理器30的控制下运行，该处理器使用被存储在存储器32中的数据和程序。显示器34提供信息给用户，以及键盘36把用户输入提供给处理器30。

话筒38把语音和或其它声音转换成模拟信号，以及把它传递到数字信号处理器(DSP)26。DSP 26把模拟信号变换成数字形式，利用检错和纠错信息来编码信号，以及把信号传送到发送调制器40。发送调制器40通过使用分配的接入码来扩展数字信号，并按照来自主定时器42的时间进行定时。然后，信号被发送通过数字模拟变换器44，以使得信号具有调制的模拟形式，以便进行发送。信号然后被传递通过RF收发信机14与天线12。

现在参照图2，由蜂窝基站发送的CDMA信号格式可包括寻呼信道信号200，该信号使用第一扩频码而被扩展，以及预定供基站服务区域中所有的移动接收机接收。寻呼信道信号200与来自同一个基站的业务信道信号202的业务信道传输同时地重叠同一个频率，它们每个都使用不同的扩频码而被扩展。至少在基站到移动台方向上，这些不同的扩频码优选地是正交的。

寻呼信道200和业务信道202都被划分成帧周期204，以及每个帧周期204还被划分成时隙206。每个时隙典型地具有持续时间0.625mS，包括2560个扩频码的码片周期。这2560个码片还可代表例如10个信息符号208-1到208-10，其每一个利用256片码而被扩展。每个时隙206的十个信息符号可包括接收机在译码前已知的三个导引符号和接收机在译码前未知的七个数据符号。时隙206替换地可包括大于或小于十的信息符号，这取决于对大于或小于256的扩频因子的使用。例如，如果使用非常小的扩频因子4，则时隙包括640符号，其中可能是4个导引符号和636个数据符号。

导引符号的作用是提供相干参考，把它与数据符号比较，以判决在可能的符号字母表内的哪些数据符号被发送。使用在寻呼信道和每个单独的业务信道中分开的导引符号的目的是预先考虑到这样的情况：其中不同的信道是通过使用分开控制的相控阵天线波束或在物理上分开的天线而被辐射的，在这种情形下，不同信道之间的相干性是难以保证的。所以，每个信道包含它自己的、被间插在数据符号中的导引符号的相干参考。导引符号代表在发送有用数据时的附加开销，它消耗本来是提供给数据符号的一部分发射机功率。然而，在一个极端(没有导引符号，以及使用数据符号的非相干检测)与另一个极端(具有大量的导引符号，以便提供精确的相干参考，但是在发射效率方面要花费很大的附加开销)之间具有一个折衷。

导引符号的这个发射效率可以在数学上进行近似。假定对于每n2＝N-n1个数据符号发送n1个导引符号。于是贡献给有用数据的能量的份额是n2/N。如果用于解调n2个数据符号中的每个数据符号的相干参考是基于组合n1个导引符号的，则在组合后在参考中的噪声比起在单个数据符号中的噪声将会低一个倍数n1。因此，当解调数据符号时相对于参考的总的噪声比起在数据符号中的噪声，将会高一个倍数1+1/n1。因此，使用刚才描述的每n2个数据符号的n1个导引符号时的发射效率的总损失是：

        (n2/N)/(1+1/n1)＝(1-1/n1)/(1+1/n1)

例如，当N＝10时，可以对于n1从1改变到9个导引符号来计算这个表示式，给出结果如表1所示。

n1	效率
		1	45％
2	53.3％
		3	52.5％
4	48％
		5	41.7％
6	34％
		7	26.3％
8	17.8％
		9	9％

            表1

因此，以这种方式使用导引符号，在最好的情形下，几乎没有给出比起通过使用一个数据符号相对另一个数据符号的差分检测而得到的50％效率(3dB损失)的任何改进。

存在有一些已知的方法，它们根据一个以上的导引符号块导出相干参考来改进上述计算的效率。这在导引符号在时间上被间隔开以使得信道衰落不破坏它们之间的相关性时是可能的。通常，导引符号块的时间间隔越大，或接收机相对于发射机的速度越大，则在不同的导引符号块之间的相关性越小。

利用数据符号改进被使用来解调其它数据符号的相干参考的精度的方法在现有技术中已被描述。使用数据符号改进相干参考的精度，通常需要利用已被解调的数据符号来帮助解调那些未解调的数据符号。授权给Gudmundson的美国专利No.5,164,961(该专利在此引用，以供参考)描述使用未判决的符号假设来形成参考矢量，通过这些参考矢量来计算对于该假设的似然率指数，以及通过选择具有最高的似然率的假设来译码数据。在Gudmundson中，在以后判定的数据符号可以从较早判定的数据符号得到好处，但较早判定的数据符号并不能从较后判定的数据符号得到好处。在授权给本申请人的美国专利No.5,619,533和5,557,645中(这两个专利在此引用，以供参考)描述了使用较后作出的符号假设来更新较早作出的符号假设的似然率，这样，与符号假设关联的似然率数值最终收敛到如果始终知道较后的符号时就会得到的数值。以上的Gudmundson的专利当接收的符号在受到来自其它符号由于延时的回波(或者，在具有存储器的传播信道中被称为延时扩散)的符号间干扰(ISI)时是可应用的。以上引用的、授权给申请人的专利即使在接收的符号没有受到ISI和经历了无存储器信道时是可应用的。所揭示的技术包括对于使用回归最小平方理论的符号假设的似然率表示的数值(被称为度量)的特定的表示法。

本发明提供了对经过具有(或不具有)存储器的信道传播的信号(诸如CDMA信号)进行译码的方法，它是建立在基于接收的信号样本与CDMA接入码之间的相关值的似然率表示的数值的不同的表示法的基础之上的。

图3显示在一个时隙300中在每七个数据符号D1，D2...D7之间三个导引符号P1，P2，P3的插入。每个导引符号通过预先安排具有接收机已知道的数值，因此具有多个等于1的可能性。另一方面，每个数据符号在译码前对于接收机是未知的，因此，它可以是字母表中的任何符号。在二进制中，字母表只包含两个可能性，“1”或“0”。

图4显示对于三个相邻的符号的累积数目的可能性在一个时隙上如何改变。假定没有过去的历史，从点“a”开始，在时隙的开始处只有一个导引符号。同样地，在“b”，“c”和“d”处，三个符号的过去的历史只包括导引符号，所以，对于三个符号历史的可能性的数目保持为一。然而，点“e”分裂成两个可能性，e1和e2，相应于对于未知的信息符号D1(在二进制系统中)的不同的可能性。由于对于第二信息符号D2的2∶1的不确定性，每个e1和e2还分成f1，f2，f3，和f4。点“g”包括对于三个信息符号历史D1，D2，D3的8个可能性g1，g2...g8，但此后可能性的数目保持为8，因为我们把讨论限制为只有3个符号的历史。在最后的信息符号(D7)已在时隙中被发射后，下一个时隙再次从已知的导引符号P1开始进行。在发送P1后，三个最后的符号的可能的历史从8降到4，这是由于符号D5退出三符号窗口，以及它的两个可能性被P1的单个可能性代替。在导引符号P3的末尾处，三个符号的过去的历史再次降到单个可能性，相应于原先的点“D”。因此，图4显示如何通过使用基于三符号滑窗的、和计算在任何一个时间多达八个可能性或“状态”的算法来对时隙译码的。当三个已知的符号出现在下一个时隙的开始处时，状态数在每个时隙的末尾处降为一。

CDMA信号译码通常是建立在对按每个码片一个样本进行采样的接收的信号与长度等于每个符号的码片数的接入码进行相关的基础上的。正如这里描述的，假定这些相关值是通过使用相关器完成的，以得出分别相应于图3上以P1，P2，P3，D1，D2...D7表示的符号周期的复数相关值z1，z2，z3...z10。这些相关值被进行处理以便确定D1...D7。一种强制的方法是通过使用二进制符号D1...D7的128个可能的组合中的每个组合来执行十个相关值的复数加法。然后比较128个结果，以及选择具有最大模值的相关值作为最可能的七数据符号D1...D7组。优选地，对于下一个时隙的导引符号P1，P2，P3的复数相关值Z11，Z12，Z13也被添加上，进行13×128次复数加法和128次幅度比较，以便决定七个数据符号。然而，本发明的另一个目的是，大大地减小这种译码工作量，因为如果符号属于一个大于二进制的字母表，这种译码工作量会变得大得多。

本发明是基于逐次地使用维特比算法，以便组合相应于每个连续的符号周期的相关值，从而以对于每个符号花费恒定的工作量的方式、而不是以随着每个时隙的符号数而需要指数地增加花费的工作量的方式去进行符号译码。图5显示复数相关值的逐次的组合。在右上象限，显示第一种情形，其中包括对导引符号相关值z1，z2和z3进行复数矢量相加，以便分别达到点a1，a2和a3。点a3形成用于组合信息符号相关值的起始点或参考。如果第一信息符号是“0”，则被附加到a3的数值z4到达标记为b(0)的点；另一方面，如果数据符号是“1”，则从a3中减去z4就可到达点b(1)。如果对于数据符号的判决是根据至今为止的累积矢量长度作出的，则判决是D1＝1，因为b(1)比起b(0)离原点更远。然后，b(1)被用作为译码D2的开始点或参考。如果D2＝0，则把z5附加到b(1)可以到达点c(0)，而如果D2＝1，则把从b(1)中减去z5可以到达c(1)。再次地，如果判决是根据累积矢量长度作出的，则判决是D2＝0，因为c(0)比起c(1)离原点更远。在右上方象限，D1＝0与D2＝1或0相组合的可能性决不会被估计。问题是这些非估计的可能性之一是否会给出甚至更大的结果。如果是的话，则在累加z5之前所作出的D1＝1的过早的判决会有错误的。

在左下方象限的例子中更具体地显示错误是如何产生的。这里。导引符号相关值z1，z2，z3再次被相加以到达起始点a3(左下方象限)。通过加上和减去z4，将分别给出点b0和b1。在这时判决D1会产生D1＝0，因为b0比起b1离原点更远。然而，听任D1是未决定的以及把点b0与b1保持为用于相加和相减的可能的起始点，将导致四个点c0，c1，co′和c1′，它们分别相应于D1，D2＝10，11，00和01。点c1离原点最远；所以最好的符号判决是D1＝1和D2＝1，与早先的判决D1＝0相冲突。这显示作出过早的判决并不保证累积复矢量长度是最大的，因为它应当是用于确定最可能的数据符号组。

当信号在城市环境下从蜂窝基站传播到蜂窝电话时，建筑物或自然地形特性对信号的反射导致产生接收信号的延时的副本。实际上，由于直接射线(同一个信号或信道的一个副本)可能被遮蔽或阻挡，这样的反射一般是唯一的接收信号。如果两条射线之间的延时差值是一个符号调制(码片)量级或更大，则可以由接收机将不同延时的射线彼此区分开。用于CDMA信号的已知的瑞克接收机包括对复合的接收信号与由想要的信号所使用的扩频接入码进行相关，以及在每个信号符号时间间隔上对相关值进行平均，从而产生在每个信号符号时间间隔上的去扩频的值。而且，相关运算是在接收信号与接入码之间发生0，1，2等个码片移位的情况下进行的，码片移位数相应于预期的不同的射线延时，以及产生对于每个延时的和信息符号时间间隔的去扩频的值。对于每个延时的去扩频的值然后按预期的射线幅度和相位的共轭值被加权，以及被相加，以便得出对于每个信号符号时间间隔的组合值，然后可根据它来决定信息符号。在现有技术的相干瑞克接收机中被使用来组合不同的射线的加权因子是如以上结合图5描述的、必须从导引符号或导引码得出的参考矢量，从而导致所述的低的效率。有时采用的是使用分数码片-移位的相关运算，但可以证明，假如使用所有的重要的相关值，则只使用整个码片-移位的相关运算就足够。

在本发明的第一实施方案中，相关运算也在接收信号与针对相应于不同的射线延时的不同的码片位移的接入码之间进行。然而，本发明现在对于每条射线分开地执行图5所示的复矢量累加。然后，通过把每个可能的符号值的这些分开的累加值的累积矢量长度的平方进行相加、以及选择能给出最大平方长度和值的符号值，就可以进行符号判决。然而，正如图5的左下方象限的例子显示的，最好避免逐个符号地进行判决。相反地，可以如图6所示按照本发明的示例性实施例来建立维特比算法。

现在将在具有四个瑞克分支的CDMA瑞克接收机的环境下，描述本发明的运行，每个瑞克分支代表多个信道(路径或射线)的一个分开的信道。而且，本发明将是在二进制符号的范围进行描述的，即，每个符号是“0”或“1”。最后，这个示例性实施例将是通过一次检验三个符号的方式进行描述的：两个先行(“状态”)符号和一个新的假设符号。结果，形成八个分开的假设。然而，按照本发明的另一个方面，只存储四个路径历史，以便减小所需要的的存储器量。

在图6上显示了存储器600，它具有四个路径历史602，603，604和605。每个路径历史与分别相应于先前的两个符号假设的两个先行状态符号值612，613，614和615有关。每个路径历史602-605和状态612-615分别与四个累积矢量622，623，624和625有关，其每一个与由四个瑞克接收机分支产生的四个相关值矢量之一相联系，以及代表各个状态的累积的矢量。

载送符号的模拟信号在RF收发信机14处被接收(图1)。在RF收发信机14中，信号被下变频成中频(这样，译码器完全不必运行在所有可能的发射频率上)以及在模拟模式下在中频被滤波。在中频时的信号在A/D变换器16中被变换成模拟信号的数字表示。数字表示是以每个样本一个符号的采样频率作出的。当然，可以使用更高的采样频率而不背离权利要求的范围。这样，对于基带频率的模拟信号的一个样本就会有一个数字表示。

接收信号的数字表示被传送到相关器630。相关器产生该信号与在四个(在本例的情况中)时间偏移下的CDMA接入码(也称为长码或去扩频码)的相关值，这四个时间偏移相应于在本样本中可能存在的四个不同的信道(路径)。四个相关值的每个相关值被描述成能产生四个相关值矢量632，633，634和635的单独的相关值矢量。在每个相关值矢量中，数字表示(“矢量”)描述“去扩频”(从信号中去除扩频码)的结果。

如果信号在基带频率(即，中频)上是精确的，以及不同的信道在选择的时间偏移上是精确地到达的，则四个相关值矢量是相等的，以及该数字值完美地代表发送的符号。由于所接收的符号曾经在许多路径上传播以及经受到改变，其它的方法被使用来确定符号最可能出现的结果。这是通过如下地使用最大似然率序列估值算法(维特比)的变例而达到的。

按照本发明的这个示例性实施例的最大似然率瑞克接收机把四个相关值矢量632-635中的每个相关值矢量与符号可能出现的结果的假设相组合。该假设是在下一个符号假设产生器636中决定的。在本二进制例子中，有两个可能的符号假设，“0”和“1”。

按照本发明的这个示例性实施例，一个三符号的序列的似然率是通过把累积矢量的和值平方长度(矢量长度的绝对值的平方)与另一个三符号的序列的累积矢量的和值平方长度进行比较而被确定的。把两个先前的符号假设与新的符号假设相组合。测试所有的变例。在二进制例子中，有2³(8)个可能的组合。由于矢量被比较时，最可能的符号经得住该比较。这些可能的符号被存储在路径历史中，以及作出符号的最后确定，正如下面讨论的。

不像现有技术的MLSE那样，本发明把矢量长度最大者看作为最可能的。在CDMA中，如果一个符号是合适的，则把一个乘以符号值的共轭值的去扩频值与先前的累积值累加，可导致产生一个较长的累积矢量。如果该符号不在该信号中，则累积矢量将被缩短。

因此，在三符号的序列中，最可能的三符号序列应当具有最长的累积矢量。当假设的符号移动通过存储器600时(如图6上从右到左地显示的那样，这是从新的假设、状态612-615到路径历史602-605的移动)，最为可能的是正确的符号被保存下来。

在这个示例性实施例中，每个假设的状态(00，10，01，11)利用新的假设的符号(0或1)进行测试，以找出四个后继着的状态。为了找出后继者的状态是“00”，假设的符号是“0”以及先前的状态必须是00或10。无论哪个是更可能的，在左边的符号被放置在路径历史中。00的路径历史用更为可能的先行状态的路径历史来代替。本发明的MLSE方法示例性实施例的一种叠代过程如下。

在本例中第一符号假设是“0”。对于三个符号的第一假设是“000”，以便确定新的状态“00”。符号假设“0”在乘法器637，638，639，640中与四个相关值矢量632-635中的每个矢量相乘，以便形成四个假设的符号矢量641，642，642和644，其每个相应于一个信道(相关值矢量632-635)。四个假设的符号矢量641-644一起形成在图6上用U(0)表示的复数列矢量645。接着，U(0)在复数累加器646中与表示先行状态“00”的复数列累积矢量V(00)相组合(矢量相加)，从而得到复矢量V(00)+U(0)。V(00)+U(0)的和值平方长度在累加器647中被计算，这形成V(00)+U(0)与它的共轭转置值的内积。

接着，假设值“100”(假设：“10”是先行状态，“0”是新符号)的假设矢量是通过在乘法器637-640中把假设“0”与四个相关值矢量632-635中的每个矢量相乘而被创建的，从而形成四个假设的符号矢量641-644。复数列矢量U(0)在复数累加器648中与累积的矢量V(10)相加，从而形成矢量V(10)+U(0)。矢量V(10)+U(0)的和值平方长度在累加器649中被计算。当然，累加器646，647，648和649可以是一个时间共享的累加器，或可以是不只一个。

在这个示例性实施例中，八个可能路径历史中只有四个被存储。所以，V(00)+U(0)和V(10)+U(0)的和值平方长度在比较器650中进行比较，以便确定哪一个更长。在这个示例性实施例中，在矢量的和值平方长度越长的情况下，符号假设越有可能。假定，为了说明这个示例性实施例，矢量V(10)+U(0)是较长的，则矢量V(10)+U(0)被存储作为对于状态00的新的累积矢量V(00)622。对于状态10的路径历史605被复制到对于状态00的路径历史602。最后，一个1被左移到状态00的新的路径历史602中，以反映状态10的“1”。因此，假设了(八个中的)两个状态(它们具有相同的两个最右的比特和不同的最左的比特)，并且它们较可能被选择和被存储，这等价于在两个最右的比特是正确的情况下对最左比特作出判决。因为我们还不知道两个最右的比特是否正确，以上的程序是对于两个最右的比特的所有四种可能性实行的。

转到图7，接着测试假设001和101(即，假定先行状态是00和10，和上面一样，但新的符号假设是“1”)。假设“1”在乘法器637-640中与四个相关值矢量632-635相乘，以形成新的复数列符号矢量U(1)645。U(1)645然后分别在复数累加器646和648中与累积的矢量V(00)和累积的矢量V(10)相加，这和前面一样。矢量V(00)+U(1)代表假设001，以及矢量V(10)+U(1)代表假设101。两个矢量的和值平方长度分别在累加器647和649中被计算。具有在比较器650中被确定的、较长的和值平方长度的组合的矢量被写入到状态01的累积矢量中，以及对于较长的和值平方长度的路径历史被复制到状态01的路径历史603中。最后，相应于具有最长的和值平方长度的状态的最左的符号被左移到状态01的路径历史603中。

转到图8，现在测试假设010和110，以便确定状态10。首先，假设“0”在乘法器637-640中与四个相关值矢量632-635中的每个矢量相乘，以形成新的复数列符号矢量U(0)645。累积矢量V(01)623在复数累加器646中被加到矢量U(0)，以形成矢量V(01)+U(0)，以及和值平方长度在累加器647中被计算。

接着，新的符号矢量U(0)在复数累加器648中被加到累积矢量V(11)624上，以便形成矢量V(11)+U(0)。和值平方长度在累加器649中被计算。V(01)+U(0)和V(11)+U(0)的和值平方长度在比较器650中进行比较，以及较长的假设矢量被存储在累积矢量V(10)625中相应于较长的矢量的状态的路径历史被写入到状态10的路径历史，以及相应于较长的矢量的状态的最左的符号被左移到10的新的路径历史604中。

在图9上，最后两个假设011和111被测试，以确定新的先行状态11。假设“1”被加到四个相关值矢量632-635上，以便形成新的列矢量U(1)645。U(1)645然后在复数累加器646中被加到累积的矢量V(01)623上，以便形成矢量V(10)+U(1)。V(10)+U(1)的和值平方长度在累加器647中被确定。列矢量U(1)645也在复数累加器648中被加到累积的矢量V(11)625上，以便形成假设矢量V(11)+U(1)。V(11)+U(1)的和值平方长度在累器649中被确定，以及在比较器650中与假设矢量V(10)+U(1)的和值平方长度进行比较。具有较长的和值平方长度的矢量被写入到累积矢量V(11)625中。相应于具有较长的和值平方长度的假设矢量的状态的路径历史被写入到状态11的路径历史605中。最后，相应于具有最长的和值平方长度的假设矢量的状态的最左的符号被左移到状态11的路径历史中。

在这时，所有八个假设都被测试，以及最好的四个被存储。这时，完成了一个维特比叠代。然后，另一组信号样本被移入到相关器630，以及处理过程重复进行。

当使用四进制符号时，两个比特通过选择复数值1+j，1-j，-1+j，或-1-j之一乘以发送的接入码而被输送。每个数据符号然后需要四个假设，以及对于测试L个连续的符号的所有可能的历史所需要的状态的数目是4^(L-1)。例如，对于测试四个连续的四进制符号的所有可能的序列，需要64个状态。在下一个时隙开始时第二次接收每个已知的导引符号以后，剩余的状态数减少四倍，因此，在第二个P3后再次变成为一(图3)。在译码D1到D7期间遇到的状态数目(图3)于是以1416 64 64 64 64 64 16 4 1的序列改变，总共是每个时隙361个。译码一个时隙的总的计算量与这个累积状态计数值有关，这个计数值可以通过采用一种把导引符号更均匀地插入在数据符号之间的不同的时隙格式(例如以P1，D1，D2，P2，D3，D4，D5，P3，D6，D7，P1...的格式)而被减小。状态计数然后转变成序列1，4，16，16，16，64，16，16，16，然后以序列16，16，16，16，16，64，16，16，16...重复，这给出每个时隙的208个状态的累积状态计数值，比起聚集三个导引符号来说在工作量上大大地减小。因为状态数现在在任一点都不降低到1，所以其它已知的方法可被使用来作出唯一的符号判决。例如，无论何时最早的(图6上最左的)符号在所有的状态中一致时，过去历史的长度的增长可被截短。替换地，最早的符号可以从当前具有最长的和值平方长度的状态中进行选择，以便缩短路径历史一个符号以及决定该符号。本领域技术人员将会看到，以上的算法是维特比实施方案，但将认识到，作为替代，可以使用在技术上被称为“M”算法的算法。

当由以上的发明决定的符号由纠错译码器(诸如卷积译码器)进一步进行处理时，希望提供“软”判决而不是“硬”判决。在瑞典专利No.8903079(Hammar，1989年9月9日提交)中，揭示了如何从维特比网格/MLSE解调器得出软判决信息，该专利在此引用，以供参考。Hammar的方法包括保存在比较器(诸如图6的比较器650)中被比较的累积度量的差值。在本发明中，比较器650计算和值平方长度的差值(对于二进制符号)，如果以“0”开始的状态数被选择为残存的话，差值可以是正的量，否则是负的量，如果以“1”开始的状态数被选择为残存的话。因此，这个量是被选择为残存的符号的一个“软”指数，这个符号将被左移到对于后继者状态的路径历史。这样，要在路径历史中保存整个的比较结果而不是只保存比较的正负号。被保存的数值等价于由瑞克接收机所产生的软数值，为此目的，该瑞克接收机使用了符号判决的整个过去的历史、加上多个将来的符号判决、以及导引符号以得出用于相干地组合射线的加权因子。所以，它等价于使用导引符号和数据符号的信道估值，这减小了信道估值时由噪声造成的效率的损失。

当符号属于一个大于二进制(诸如四进制)的字母表时，比较器650(图6)比较相应于形成状态数的最左的符号的所有的可能性的一个较大的数目的和值平方长度。对于四进制，相应于二比特符号00，01，10，11的四个数值被比较。然而，纠错编码可以对二进制符号起作用，问题是从与符号有关的数值中得出比特方式(bitewise)的软信息。对于四进制比特对b1与b2而言，b1的软信息是对于0，b2和1，b2的和值平方长度的差值，而b2的软信息是对于b1，0和b1，1的和值平方长度的差值。因此，两个比特方式的软数值可以从被比较器650比较的四个和值平方长度得出，以及同样可用于更高阶的符号字母表。当从累积的和值平方长度计算软信息时，它必须被进行换算以便补偿累积的矢量长度的增长，其方法是通过除以构成当前的累积矢量的累加的相关值的数目减1。优选地，以累加的矢量数目的一个函数来对软信息进行换算，以便也正确地计算出在较长的矢量上的增加的精度，即较低的相对噪声。下面描述对于这样的可变换算的替换例。

当移动台接收机相对基站发射机移动时，每条射线的相位和幅度由于瑞利衰落而改变。如果改变的速率太快以致于射线的相位在图2的一个时隙内改变，则在时隙的开始处根据导引符号或数据符号计算的参考矢量不能代表用于在时隙的末端处相干地译码符号的正确的参考。这是选择仅仅0.625mS长的时隙持续时间的一个原因，这对于移动台的合理地预期的运动速度而言，保证了在一个时隙上相位的改变将是有限的。然而，由于这样的相位改变，仍旧会使接收机性能恶化。图10上显示在一个时隙上的系统相位的改变对复矢量累加值的影响。由于系统相位漂移，来自导引符号P1，P2，P3，D1...D7(图3)的矢量贡献没有沿直线平均地进行相加，但相位角缓慢地旋转从而形成螺旋线。当前的合成矢量是该螺旋线的弦，它在D7到达的时间之前，与符号的真正的相位成直角，因此不再是正确的参考。所有的防止由于在同一个方向的系统相位漂移而造成的螺旋现象的方法都属于“信道跟踪”的标题之下。拉直这种螺旋线的一个方法包括估值相位改变的系统速率，也就是平均频率误差，以及在附加上新的贡献以前，对接收的数值或对先前的累积矢量实施补偿旋转。这被称为自动频率校正(AFC)。维特比算法中的AFC已在美国专利No.5,099,499，5,093,848和5,136,616中被描述，这些专利在此引用，以供参考。在本发明中，单独的AFC优选地被使用于每个不同延时的射线，而不是使用公共的、总的AFC，虽然这二者都可被使用。

一种补偿在每条射线中的传播变化的不同的方法是限制早的信号对当前的累积值和符号判决的影响。这可以通过使用“指数式遗忘”而达到。指数式遗忘可以在复数累加器(646和648)中通过在累加新的贡献U之前，把以前的累积矢量V乘以小于1的因子Λ而被实施。这导致来自早的U数值的、对累积矢量的贡献被减小一个等于它们在符号周期中的持续期的Λ的乘方。因此，那些相位可能已进行了很大的旋转的较早的U数值，所造成影响将被减小，以及所合成矢量的相位将更多地由最近的符号决定。

另一个方法是通过减去符号6的U数值从而使用固定的数目(诸如5)的先前的符号来形成累积矢量V。这有效地形成在5个符号的矩形窗上的移动平均矢量。其它的滤波器也可被使用来根据在每个状态的路径历史中的过去的校正和符号的历史来得出“累积的”、“平滑的”或“滤波的”矢量值。

当指数式遗忘或有限长度的历史在初始起动以后被使用来确定累积矢量时，矢量长度保持着与噪声或衰落引起的变化之间的恒定的距离，以及不需要对软信息实施可变的换算。

当使用纠错编码时，为了分散由临时的、短衰落中断造成的错误突发，提供给纠错编码器的软信息判决不应当从接收信号流中相邻的位置顺序地被选择。分散是在发射机处通过把纠错编码器的输出交织到许多时隙、以及在接收机处通过匹配的去交织处理过程(即，它从不同的时隙顺序地摘取符号加到纠错译码器)而实施的。如果交织的图案被适当地选择，则有可能将纠错译码操作与以上的发明组合成单个维特比网格。组合的解调与译码(被称为decodulation(解调译码))的原理已在授权给本申请人的美国专利No.5,673,291中被描述，该专利在此引用，以供参考。

解调译码的方法包括：假设纠错译码器内的符号序列，使用编码处理过程的模型来得出相应的编码符号，使用已知的交织图案来确定编码的符号被放置在接收信号流中的什么地方，以及在本发明中，通过使用被放置在该时隙中的编码的符号来形成对于每条射线和时隙的累积复矢量。然后，针对由纠错译码器假设的每个符号序列，形成累积长度矢量的和值，并且那些给出最大和值平方长度的符号序列被保持。针对组合的解调和译码的单个网格的使用避免了需要去规定软信息，这种软信息否则必须从分开的解调器传送到分开的译码器。

替换地，可以采用双通道解调和译码，正如上面引用的′291专利中描述的。双通道译码在某些信息比特用比其它的更低的冗余度被编码时，是特别有用的。这些比特在判定第一通道上的更深度地编码的符号以后在第二通道上被更好地译码。按照授权给本申请人的美国专利No.5,577,053，也有可能在也满足零错误检测准则的那些N序列中间保持具有最大的和值平方长度的最佳的N序列和假设，该专利也在此引用，以供参考。

一个与未延时射线重叠的延时射线造成该延时射线的一个符号的结尾部分与下一个符号周期的开始部分相重叠。这使得在一个符号周期期间的接收信号受到先前的符号的影响，这种影响对于先前的符号的不同的数值是不同的。同样地，一个较小延时的射线受到较大延时的射线干扰的程度，取决于下一个符号的数值。这种重叠在技术上称为符号间干扰(ISI)。在CDMA系统中，其中射线延时可以相差许多个码片周期(但达不到一个信息符号周期那样大，信息符号周期通常是一个很大数目的码片周期)，以上的ISI影响很少包括3个以上的相邻的符号。然而，最大的ISI影响是在重叠时间期间被同一个符号所调制的不同的射线之间的干扰。

图11显示逐渐增加延时的四条射线(射线1，射线2，射线3和射线4)造成ISI和射线间干扰。一个用符号S(i)调制的较小延时的射线(诸如射线1)受到由于用先前的符号S(i-1)调制的较大延时的射线2，3和4造成的ISI的影响，而用符号S(i)调制的较大延时的射线(诸如射线4)受到由于用以后的符号S(i+1)调制的较小延时的射线的ISI的影响。在没有被先前的或以后的符号重叠的符号S(i)的中间部分，射线只受到它们之中的射线间干扰的影响，这只取决于当前的符号S(i)。

CDMA的瑞克接收机传统上通过把在射线1的符号周期S(i)上的接收样本与被使用于符号周期S(i)的扩频码进行相关，以便提取对于符号S(i)的、在射线1中的有用的信息。在忽略符号间干扰和射线间干扰的情况下，结果是得到复数值R1.S(i)，其中R1是射线1的复信道系数。S(i)也可以是一个描述符号S(i)在发射信号上的调制的复数值。然而，由于符号S(i-1)的射线2的结尾部分与符号S(i)的射线1的小的重叠，在用于符号S(i-1)的先前扩频码的结尾部分与用于符号S(i)的扩频码的开始部分之间具有符号间干扰(ISI)项a(2，1).R2.S(i-1)，正比于射线2的信道估值、先前的符号S(i-1)的调制、和系数a(2，1)。同样地，射线3和4产生以下的项：

         A(3，1).R3.S(i-1)和

         A(4，1).R4.S(i-1)。

另外，被S(i)所调制的、并且与射线1S(i)重叠的射线2的那个部分导致产生射线间干扰项：

         B(2，1).R2.S(i)，

以及同样地，射线3和4给出以下的项：

         b(3，1).R3.S(i)和

            b(4，1).R4.S(i)。

把所有这些项相加后，在射线1S(i)的周期上进行相关可以给出一个包括ISI和IRI的结果：

Z1＝(R1+b(2，1).R2-b(3，1).R3+b(4，1).R4)S(i)

          -(a(2，1).R2+a(3，1).R3+a(4，1).R4)S(i-1)    (1)

传统的瑞克接收机通过把在射线2的S(i)的时间周期上的信号样本与同一个扩频码进行相关，从而继续提取射线2中的有用的信息。这样，相应于射线2相对于射线1的延时的信号样本的移位与射线1所使用的相同的码进行相关。现在，其结果将包括由于对于符号周期S(i+1)的较早先的射线1与符号S(i)的射线2的结尾部分重叠而造成的一个项，以及最后结果是：

Z2＝(b(1，2).R1+b(3，2).R3+b(4，2).R4)S(i)

                +(a(3，2).R3+a(4，2).R4)S(i-1)

                            +(c(1，2).R1)S(i+1)    (2)

数值b(1，2)将是数值b(2，1)的共轭复数，以及如果射线3相对于射线2的延时和射线2相对于射线1的延时相同(即，等间隔延时)，则数值b(3，2)将等于值b(2，1)。然而，通常，一个与其本身有部分重叠的(延时的)扩频码的相关值a，b和c取决于延时和该扩频码，但无论如何是可以预先计算的。如果被使用于每个连续的符号的扩频码是同一个码，或者不是经常改变的，则这样的预先计算是容易实行的。

同样地，对于射线3和4的相关值结果的表示式是：

Z3＝(b(1，3).R1+b(2，3).R2-R3+b(4，3).R4)S(i)

                             +(a(4，3).R4)S(i-1)    (3)

                      +(c(1，3).R1+c(2，3).R2)S(i+1)

和

Z4＝(b(1，4).R1+b(2，4).R2+b(3，4).R3+R4)S(i)

              +(c(1，4).R1+c(2，4).R2+c(3，4).R3)S(i+1)    (4)

以上的表示式(1，2，3，4)可被使用来如下地补偿在复矢量累加期间的ISI和IRI。为了说明本示例性实施例，假定符号S(i-1)，S(i)，S(i+1)属于M个可能的符号的字母表，使用带有M²个状态的MLSE处理过程，以及这些状态相应于符号S(i-1)和S(i)的所有可能的数值。每个状态包括对相关的过去的符号历史(S(i-2)，S(i-3)...)以及相应于图6上假定的四条射线的四个累积复数矢量的关联数值的贮存。在对于符号周期S(i-1)执行四个新的相关以得出由以上的四个表示式给出的结果z1，z2，z3和z4以后，这些状态被更新，从而得出与对于S(i)和S(i+1)的所有可能性关联的M2个新的累积复矢量，同时，对于S(i)的判决被移位到路径历史存储器中。首先，在通过使用先前的累积复矢量来提供R2，R3和R4的平均估值的情况下，表示式(1)被使用来得出新的R1数值，以便将其附加到与射线1关联的、针对每个状态(S(i-1)，S(i))被存储的累积复矢量上，从而得出相应于射线1的新的累积复矢量。得出R2，R3，R4的平均值的操作仅仅涉及适当地以至今为止已被相加的相关值或信道估值的实际数目来换算累积矢量值。

现在，状态数必须临时被扩展到M³，它相应于假设S(i+1)以及S(i)和S(i-1)的所有M个可能的数值。这样使得取决于S(i+1)的表示式(2)和(3)能够被使用来得出R2和R3的数值，它们分别与对于射线2和3的先前的累积的复矢量进行累加。问题在于选择：对于射线1的最新的估值是否在表示式(2)和(3)中被替代以便得出R2和R3的数值。同样地，当使用表示式(3)时，问题在于选择：对于射线2的最新的数值是否被通过使用来自表示式(2)的R2的结果所代替。

现在表示式(4)不包含关联S(i-1)的进一步的信息；所以，状态数可以从M³缩小到M²，这是通过针对每个给定的符号数值对S(i)，S(i+1)在只是S(i-1)不同的状态中选择具有最大和值平方长度(也就是对于射线1，2，3和4的累积矢量长度的平方的和值是最大值)的状态来实现的。所选择的状态的累积矢量长度然后针对由给定的符号数值对S(i)和S(i+1)给出的索引的新的状态而被存储，而对于选择的状态的S(i-1)的数值被移位到对于所选择的状态的先前的路径历史中，从而成为新的状态S(i)，S(i+1)的新的路径历史。最后，表示式(4)被使用来得出对于每个新的状态的R4的数值，它是对于与每个状态关联的射线4的相关的累积复矢量而被累加的。问题在于选择：对于射线1，2和3的最新的估值是否在表示式(4)中被使用来得出新的数值R4。同样地，问题在于选择：表示式(1)，(2)，(3)和(4)是叠代地还是以某些其它的方式被使用来得出新的数值R1，R2，R3和R4，以使得每个这些数值通过互相利用其它的新数值来得出改进的精确数值。这完成了MLSE处理过程的一次叠代，使得译码运算从状态S(i-1)，S(i)进行到状态S(i)，S(i+1)，把对于先前的符号S(i-1)的临时的判定保存在对于每个状态的路径历史中。

如前所述，当译码遇到已知的导引符号时，在一次叠代后的状态数就会降低一个等于M的倍数。因此，遭遇两个连续的导引符号的运行将使得状态数降低到一，从而允许从来自该单个残存的状态的路径历史中提取对于所有先前的未知的符号的判定。即使没有导引符号造成周期地减小到单个状态，然而，在路径历史中较早的符号可以从“最好的状态”中被提取，从而以类似于在现有技术MLSE处理过程中已知的方式来截短路径历史的增长。在本发明中，“最好的状态”是：在叠代后能给出在与译码所使用的所有的射线关联的累积复矢量上被相加的、最大的和值平方长度的状态。

当然，表示式(1)，(2)，(3)和(4)可被使用来以较为惯用的方式计算用于MLSE处理过程的度量。在本替换例中，Z1，Z2，Z3和Z4的数值从表示式的右手端被减去，从而在无噪声的情况下在左面留下零。在左手端非零的剩余数然后被平方以及相加，以形成一个δ度量。δ度量然后与每个状态的累积的度量进行累加，以及具有最低的累积度量的状态被选择为残存的。然而，与这种惯用的MLSE度量的差别在于：没有去更新对于每条射线的信道估值R1，R2，R3和R4。如果信道估值要通过使用数据符号判决来改进，则在类似于首先由Gudmundson在以上引用的′961专利中揭示的“每个状态一个信道模型”的公式中，必须使用独立的更新程序。然而，如上面所揭示的复矢量累加的优点在于：对于R1，R2，R3和R4的平均的数值在每次叠代之后是连续地可提供的。

授权给本申请人的美国专利No.5,557,645和No.5,619,533(这两个专利在此引用，以供参考)揭示了不依靠通过已知的导引符号得出信道估值的MLSE处理过程。这样的设备常常被称为“盲均衡器”。本发明也可被表达为盲均衡器。处理过程是通过假设多个连续的符号(诸如S1，S2，S3)而被初始化的。对于这些M³个假设中的每个假设，信道估值(例如，累积矢量相关值)是针对每个假定的延时的射线形成的。如果任何假定的射线具有可忽略的关联的累积复矢量长度，则它可以从供译码用的射线表中删除。对于其中状态数在遇到导引符号后没有缩小的情况，不可忽略的射线被使用来以上面已描述的方式进行译码，但是路径历史则宁可通过从最好的状态提取最早的符号而被强制地截短。当前可以忽略的射线无论如何可被使用来提供在译码时不使用的、关联的累积矢量，以便检测由于衰落它们何时又成为不可忽略的，从而能被用于译码。

以上的发明在CDMA系统中所使用的扩频因子很低时是特别有用的，因为当CDMA被使用来传输高的数据速率以及例如数字语音速率的低的数据速率时正是这种情况。对于低的扩频因子，CDMA不太能够把想要的信息与ISI和IRI区分开。在通过按照以上的教导给出MLSE度量时补偿ISI和IRI，可以达到对更高的数据速率的改进的译码。本领域技术人员可以对各个公式(诸如表示式(1)，(2)，(3)和(4))作出其它重新排列，以便得出有用的MLSE度量，以便补偿ISI和IRI，或得出依靠数据符号辅助的信道估值，所有这些都被认为属于由以下的权利要求描述的本发明的精神和范围内。

正如在上面引用的′250专利中描述的，如果接收信号首先被数字化和提供到存储器，然后以时间颠倒的次序被处理，用于连续地译码符号的译码器可以得到在信号衰落条件下改进的性能。在′250专利中也揭示了以正常的和颠倒的时间次序进行处理的可能性，从而从能够提供最高的似然率指数的译码的方向去选择每个被译码的符号。上述的本发明对于实施在′250专利中揭示的正向的或颠倒时间的译码策略也是适合的，因为与以上描述相同的算法可被使用来连续地扩展假设的符号序列，从已知的导引符号向后移动，或从已知的导引符号向前移动，或部分地按第一种方式而一部分地按另一种方式。在优选实施方案中被用作为似然率指数的累积复数相关值可以被用作为最好的译码方向的指数。

应当看到，上述的实施例仅仅是本发明的说明性的原理，本领域技术人员可以建议许多变化方案而不背离本发明的范围。所以，意图要把这样的变化方案包括在附属权利要求的范围中。

Claims (44)

1.一种在无线网中使用的接收机中对符号进行译码的方法，所述接收机接收在多个信道上载送符号的信号，所述符号是从预定的符号组中被选择的，所述接收机具有存储器，用于存储多个先前假设的符号序列和多个累积矢量，每个累积矢量描述一个所述符号序列，所述方法包括以下步骤：

通过使用其数目等于相关矢量的单元数目的多个时间偏移对在一个符号周期上的接收信号进行相关，从而产生相关矢量，所述多个时间偏移相应于所述多个信道中所选择的一些信道；

通过组合相关矢量与依次被选择为所述符号组中的每个符号的新的符号假设，从而产生新符号矢量组；

通过组合新符号矢量组中的每个新符号矢量与多个累积矢量中的每个累积矢量，从而假设多个扩展的符号序列；以及

通过组合先前假设的符号与相应于带有最长的和值平方长度的组合的累积矢量和新符号矢量的符号组中的一个符号，从而确定最似然地扩展的符号序列。

2.权利要求1的方法，其中通过依次组合所述多个相关矢量中的每个相关矢量与符号组中的每个符号而产生新符号矢量组的步骤，包括把所述多个相关矢量中的每个相关矢量与符号值的复数共轭值相乘。

3.权利要求1的方法，其中组合多个新符号矢量中的每个符号矢量与多个累积矢量中的每个累积矢量的步骤，包括把多个新符号矢量中的每个新符号矢量与多个累积矢量中的每个累积矢量进行矢量相加。

4.权利要求1的方法，其中确定最似然地扩展的符号序列的步骤包括通过最大似然率序列估值来选择符号组。

5.权利要求1的方法，还包括以下步骤，即把所选择的符号序列作为先前假设的符号序列之一存储在存储器中，以及把组合的累积矢量与具有最长的和值平方长度的新符号矢量作为描述先前假设的符号序列之一的累积矢量存储在存储器中。

6.权利要求1的方法，还包括在产生多个相关矢量以前把接收信号变换成中频的步骤。

7.权利要求1的方法，还包括把接收信号变换成接收信号的数字表示的步骤，以及所述相关的步骤包括对接收信号的数字表示进行相关。

8.权利要求1的方法，其中所述最似然地扩展的符号序列包括“M”个最似然地扩展的符号序列，其中“M”是固定的整数，以及似然率用和值平方累积矢量长度来表示。

9.权利要求1的方法，其中所述最似然地扩展的序列包括以“L”个最近假设符号的所有可能组合的方式而结束的序列，其中“L”是整数，以及每个最似然地扩展的序列是以相同的“L”个符号值结束的所有序列中有最高似然率的序列，并且似然率用所述和值平方长度表示。

10.一种用于译码通过多个传播信道接收的扩频编码信号以得出译码的信息符号的接收机，包括：

变换器装置，用于把接收的信号变换成代表性的数字信号样本；

相关器装置，用于把所述数字信号样本与去扩频码在每个所述信息符号周期上进行相关，以便针对每个符号周期得到所述去扩频码与所述信号样本之间对于不同的时间对准的复数相关值，其中每个时间对准相应于所述多个传播信道中的一个不同的传播信道；

假设装置，用于产生数据符号假设；

组合装置，用于组合所述数据符号假设与所述复数相关值，以便得出信道估值；

复矢量累加装置，用于针对连续的符号假设来累加相应于所述多个传播信道中的同一个传播信道的所述信道估值，以便得出对于每个传播信道的累加的复矢量；以及

选择装置，用于产生累积复矢量的长度的平方的和值以及选择其中累加的复矢量的长度的平方和值最大的符号假设序列。

11.权利要求10的接收机，其中所述选择的符号包括具有相关的最大的和值平方累积矢量长度的“M”个符号序列，其中“M”是固定的整数。

12.权利要求10的接收机，其中所述选择的序列包括以“L”个最近假设数据符号的所有可能组合的方式而结束的序列，以及每个选择的序列是在用相同的“L”个符号序列结束的所有序列中具有最大的和值平方累积矢量长度的序列，并且“L”是整数。

13.权利要求10的接收机，其中所述假设装置包括维特比最大似然率序列估值器。

14.权利要求10的接收机，其中所述复矢量累加装置包括用于去加权较早的累加的信道估值的装置。

15.权利要求14的接收机，其中所述用于去加权的装置包括用于从各自的累积复矢量中减去最早的信道估值的贡献的装置。

16.权利要求14的接收机，其中所述用于去加权的装置包括用于按指数方式去加权的装置。

17.权利要求10的接收机，其中所述复矢量累加装置包括用于补偿相位漂移和频率误差的装置。

18.权利要求17的接收机，其中每个累积复矢量具有一个相位角，以及其中所述频率误差补偿装置包括用于在累加新的信道估值之前旋转先前的累积复矢量的相位角的装置。

19.权利要求10的接收机，其中所述复矢量累加装置包括补偿装置，用于补偿符号间干扰，其中一个符号周期的所述复数相关值受到至少一个相邻的符号周期中的符号值的影响。

20.权利要求10的接收机，其中所述复矢量累加装置包括用于补偿射线间干扰的装置，其中一条路径的所述相关值取决于另一条路径的参量。

21.权利要求10的接收机，其中所述复矢量累加装置包括在用多个传播信道中的一个相应的传播信道来累加所述信道估值之前针对其它路径和相邻符号的影响来补偿所述信道估值的装置。

22.权利要求10的接收机，其中所述组合装置把所述相关值与符号假设的复共轭值相乘。

23.权利要求10的接收机，其中所述扩频编码信号包括被散置在未知的信息符号中的对于接收机已知的导引符号。

24.权利要求23的接收机，其中所述符号假设包括对于每个所述已知的导引符号的单个假设与对于每个未知的信息符号的多个假设的组合。

25.权利要求23的接收机，其中由接收机保持的所述选择的符号假设序列的数目在接收导引符号后减小。

26.权利要求25的接收机，其中所述保持的序列的数目在连续地接收预定数目的导引符号后减小到1。

27.权利要求10的接收机，其中所述译码的信息符号包括软判决。

28.权利要求27的接收机，还包括比较装置，用于通过从对于信息符号的一个假设值的所述累积复矢量的长度平方的和值中减去对于信息符号的另一个假设值的所述累积复矢量的长度平方的和值，从而计算对于每个信息符号的所述软判决。

29.权利要求28的接收机，还包括换算装置，用于根据在每个累积复矢量中所累加的累加信道估值的数目，换算以平方长度表示的所述差别。

30.一种用于译码通过多径传播信道接收的扩频编码信号以便得出译码的信息符号的接收机，其中每个符号被编码在一个信息符号周期中，所述接收机包括：

变换器装置，用于把接收的信号变换成代表性的数字信号样本；

相关装置，用于把所述数字信号样本与去扩频码在每个所述信息符号周期上进行相关，以便针对每个符号周期得出对于在所述去扩频码与所述信号样本之间的不同时间对准的复数相关值，每个时间对准相应于所述多径传播信道中的一个不同的传播信道；

假设装置，用于假设信息符号序列；

信道估值装置，用于针对所述多条传播路径中的每条传播路径形成作为所述复数相关值与所述假设的信息符号序列的函数的信道估值；以及

判决装置，通过使用所述信道估值来选择所述假设的序列中最似然的假设序列，从而译码所述信息符号。

31.权利要求30的接收机，其中所述假设装置是最大似然率序列估值器。

32.权利要求30的接收机，其中所述信道估值装置包括乘法器，用于把假设的符号与相应的复数相关值相乘以构成所述乘法计算结果的和值。

33.权利要求31的接收机，其中所述假设的符号与所述相应的复数相关值之一是复数共轭值。

34.权利要求31的接收机，还包括用于产生作为加权的和值的所述和值的装置。

35.权利要求34的接收机，其中用于产生所述加权的和值的所述装置分配较低的加权值给较早的符号，以及分配较高的加权值给较为最近的符号。

36.权利要求34的接收机，其中用于产生所述加权的和值的所述装置包括用于进行频率和相位误差补偿的装置。

37.权利要求34的接收机，其中所述译码的信息符号包括软判决。

38.一种用于译码通过多条传播路径接收的纠错编码的、交织的和扩频的调制信号以便恢复信息符号的接收机，其中每个信息符号在一个调制间隔上被编码，所述接收机包括：

变换器装置，用于把接收的信号变换成代表性的数字样本；

相关装置，用于把所述数字信号样本与去扩频码在每个扩频调制间隔上进行相关，以便针对每个调制间隔得出对于所述去扩频码与所述信号样本之间的不同时间对准的、相应的复数相关值组，每个时间对准相应于所述多条传播路径中的不同的一条传播路径；

信息符号假设装置，用于假设信息符号序列；

纠错编码装置，用于编码所述假设的符号序列，以产生编码的调制符号序列假设；

去交织装置，用于选择相应于所述假设的调制符号中的连续的所述假设的调制符号的相关值组；

似然率估值装置，用于组合所述选择的相关值组，以便产生对于每个所述假设的信息符号序列的似然率指数；以及

选择装置，用于选择具有最大似然率指数的信息符号序列。

39.权利要求38的接收机，其中所述信息符号假设装置包括最大似然率序列估值器。

40.权利要求39的接收机，其中所述最大似然率序列估值器包括用于形成对于所述多条传播路径中的每条传播路径的、复数信号幅度的累积估值的装置。

41.权利要求40的接收机，其中用于形成累积估值的所述装置对于在时间上广泛地分开的接收信号的多个部分单独地形成所述累积估值。

42.一种用于译码通过多径传播接收的扩频调制的符号的方法，每个符号在一个调制间隔期间被调制，所述符号包括被散置在未知数据符号中的已知符号，所述方法包括：

把接收的信号变换成代表性的数字信号样本；

把所述数字信号样本与去扩频码在每个扩频调制符号间隔上进行相关，以便针对每个调制间隔得出对于所述去扩频码与所述信号样本之间的不同时间对准的、相应的复数相关值组，每个时间对准相应于所述多条传播路径中的一条不同的传播路径；

通过使用相应于被插入在未知数据符号前面的已知的导引符号的相关值组，把最大似然率序列估值器初始化为包含似然率指数的单个开始状态；

连续地假设处在最大似然率序列估值器内的未知数据符号，并且将每个新数据符号假设与相应的相关值组和一个或多个先前的状态进行组合，以便得出扩展数目的状态，每个扩展数目的状态相应于被一个另外的未知的数据符号扩展的假设的序列，并且每个扩展数目的状态具有关联的似然率指数；

选择具有最高的似然率指数的序列，以便保持状态数目为等于或小于最大允许的状态数目；

组合相应于被插入在所述未知数据符号后面的导引符号的相关值组与先前的一个或多个状态，以便得出相应于减小数目的假设符号序列的缩小数目的状态；以及

从减小数目的符号序列中选择具有最高似然率的指数的所假设的符号序列，从而译码所述未知的符号。

43.权利要求42的方法，其中所述导引符号可以被表示为通过使用颠倒的时间惯例而被插入在未知数据符号之前或之后。

44.权利要求42的方法，其中对一些符号的译码是仅仅使用颠倒的时间惯例，而对其它符号的译码则使用正常的时间惯例。

Images