CN1126285C - 对带有符号间干扰和非完善定时的互相正交的码字的检测 - Google Patents

Abstract

提供了方法和系统，由此，可以确定接收信号样本集与多个潜在的码字数据集之间的相关性以及可选择具有最高相关值的潜在的码字作为译码的码字。潜在的码字的相关性可以通过计算在潜在的码字与在各个时间点开始的接收样本集之间的相关值的平方幅度、然后把这些点的相关值的平方幅度相加而确定。用于相关性计算和求和的时间点的数目取决于接收的符号脉冲的时间扩散。而且，可以在相加之前对相关值进行加权。

Description

对带有符号间干扰和非完善定时的 互相正交的码字的检测

                   发明领域

本发明总的涉及包括有线、无线和卫星通信在内的数字通信，更具体地，涉及对接收的通信信号的译码。

                   发明背景

ACeS(亚洲蜂窝卫星系统)SAIS(卫星空中接口技术规范)规定了两个高功率控制信道，它们被称为HBCCH(高容限广播控制信道)和HPACH(高穿透告警信道)。这些信道除了使用卷积编码，CRC(循环冗余检验)和交织以外，使用Hadamard(哈达玛)码，因此具有大的编码增益。在初始同步期间，用户终端(UT)需要接收和译码HBCCH消息，以得出所有的系统信息。在空闲模式，UT需要周期地译码HBCCH消息，以更新系统信息。UT也需要译码HPACH消息，以便查验任何进入的寻呼消息。因此，用于这些信道的接收机性能对于UT的正常运行是重要的。由哈达玛编码和卷积编码提供的非常低速率的编码，即使在不利的信号条件下，也应当有助于UT接收这些高功率信道。

在典型的数字通信系统(包括有线、无线和卫星通信)中，配备有发射机和接收机。发射机系统将典型地包括用于检错的CRC编码器、用于纠错的信道编码器、调制器和发射机。可以使用两个级别的信道编码，以便得到高的编码增益，从而得到较高的链路容限。第一级别的信道编码，也被称为外部编码，典型地是块编码或卷积编码。第二级别的信道编码，也被称为内部编码，可以是正交码编码，诸如哈达玛编码。在正交码中，每个码字是与该码字集中的其它码字正交的。例如，假定是(128，7)哈达玛码，但通常可以使用任何尺寸和类型的正交码。

(128，7)哈达玛码编码器把每七个输入比特映射为128个可能的码字之一。每个码字是128比特长。因此，(128，7)哈达玛码字集可以用(128×128)矩阵形式代表。哈达玛码在码字之间具有良好的互相关性质，但不一定有良好的自相关性质。为了改进自相关性质，哈达玛码字用最大长度序列(也称为M序列)来掩蔽。输出的码字或比特然后被调制和被发送。

在接收机的检测器部分处的接收符号响应是发送滤波器、信道、和接收机滤波器的一个组合响应。接收符号由于时间扩散信道、发送响应或接收滤波器响应，将被扩散在大于一个符号周期范围上。部分响应脉冲成形是一个例子。在任何时间的接收信号样本是当前符号与重叠的相邻符号的合成结果。正如这里描述的，接收符号被假定为扩散在约3个符号的时间间隔上。所以，接收信号样本是三个符号的总和。因此每个符号受到来自两个相邻的符号的符号间干扰(ISI)。为了检测带有ISI的符号，接收机典型地包括均衡器。

结合以上的发射机使用的传统的接收机系统可以具有解调器、匹配滤波器、采样器、符号时间同步器、均衡器、正交码译码器(哈达玛译码器)、外部信道译码器、和CRC检验器。在接收机中的匹配滤波器试图把接收的脉冲与它的脉冲响应相匹配，因此使得在时间匹配点处的接收信号的信号噪声比(SNR)最大。SNR最大点是最佳采样点，以及假设采样器在最佳采样点处采样信号。采样器以符号速率(即，1个样本/符号)采样滤波的信号。为了使采样器在最佳点进行采样，接收机包括符号时间同步器。符号时间同步器试图把它的时序与接收信号的符号时间同步，从而帮助采样器把它的采样时间调整到最佳采样点。没有这样的同步器，采样器将在符号周期内的随机点上采样信号。

在匹配滤波器的输出端处的滤波的脉冲形状假设为部分响应脉冲，它扩散到相邻的符号。由于在匹配滤波器的输出端处的接收脉冲不是Nyquist(奈奎斯特)的，采样的信号将具有ISI。如果匹配滤波器输出是奈奎斯特的，但该输出没有被采样器在零ISI点上采样，则采样的信号也可以具有ISI。为了克服在采样信号中的ISI，接收机附加地包括均衡器，它接在采样器后面。同步的和均衡的信号样本被传送到正交码译码器(哈达玛码译码器)。

正交码译码器可以是最小距离译码器，它从接收样本集中选择具有最小欧拉距离的码字。正交码译码器的输出可以根据系统需要而是硬比特或是软数值。外部信道译码器可以是标准译码器，它检测和/或纠正在接收的比特序列中由信道和接收机前端造成的错误。

在没有均衡器和符号时间同步器的情况下，正交码译码器必须从未同步的和未均衡的输入信号中检测和译码码字。接收机的性能由于不具备符号时间同步器而可能受影响，采样器不一定在SNR最大点(最佳采样点)采样信号。而且，采样的信号由于采样器的随机采样而会具有ISI。另外，接收的脉冲是扩散到相邻的符号的部分响应脉冲，从而造成采样信号中的ISI。因此，典型的接收机包括符号时间同步电路和/或均衡器，它们大大地增加接收机的复杂性。

像ACeS那样的系统可以具有不同类型的突发格式，有些具有均衡器训练序列，以及有些没有训练序列。接收机需要具有不同类型的均衡器来克服对于不同类型的突发的ISI问题。由于ACeS中大多数信道使用带有训练序列的突发格式，因此接收机可以具有均衡器，该均衡器利用突发中的训练序列来均衡突发的其余部分。所讨论的信道(高功率/高容限信道)使用不带有训练序列的突发格式。这需要在接收机再另加上一个均衡器，它只用于处理不带有训练序列的突发，因此增加接收机的复杂性。

虽然使用盲均衡器有可能均衡不带有训练序列的信号，但这样的均衡器是非常复杂的，因此造成接收机复杂性大大地增加。所以，最好是不用均衡器而能检测ACS系统中的高功率和高容限信道突发。然而，缺乏均衡器导致输入信号样本中的ISI被加到哈达玛码检测器，这会恶化这些信道的性能。

另外，附加上均衡器并不完全解决这个问题。不带有符号时间同步器的采样器不一定在SNR最大点上采样信号，因此只把一个均衡器包括到接收机中，不能挽回所有的性能损失。

标题为“用于扩频多址通信系统的多径搜索处理器”的国际专利公开号WO 96 10873描述用于扩频通信系统的综合的搜索处理器，它缓存接收样本和利用对来自缓存器的接连的偏移起作用的时间分片变换处理器。搜索处理器提供在搜索中找到的最佳路径的概略报告，以便使用于解调单元分配。

从以上的讨论看来，需要一种在接收机译码码字时提供性能改进的简单的接收机。

                      发明概要

从以上的讨论看来，本发明的一个目的是在进行正交码码字检测时提供性能改进，而不需要使采样器同步到输入的脉冲或符号。

本发明的另一个目的是在不需要均衡器的情况下减小由于ISI造成的接收机性能恶化。

本发明的再一个目的是改进总的接收机性能，而不会大大地增加接收机的复杂性。

本发明的这些和其它目的是这样来解决的，即本发明提供了用于对不带有符号时间同步器和均衡器的接收机中接收的信号中的码字进行译码的方法和系统。

确定接收信号样本集与多个潜在的码字数据集之间的相关性，以及选择具有最高相关值的潜在的码字作为译码的码字。潜在的码字的相关性可以通过计算在潜在的码字与在各个时间点开始的接收样本集之间的相关值的平方幅度、然后把这些点的相关值的平方幅度相加而加以确定。用于相关性计算和求和的时间点的数目取决于接收的符号脉冲的时间扩散。

因此，在不带有符号时间同步器(它可帮助采样器在那个信号噪声比被匹配滤波器最大化的最佳点进行采样)和不带有均衡器(它有助于克服由部分响应脉冲造成的ISI问题)的系统中，把相邻的时间点的相关值相加，就可以减小非完善的采样时间和ISI的影响。因此，本发明克服了在系统中ISI和非完善的采样的问题。

在本发明的另一个实施例中，在每个时间点处的相关值的平方幅度可被加权，以及该和值可通过对加权的平方幅度求和而被确定，并对于每个潜在的码字数据集重复这种同样的计算。在一个特定的实施例中，对于时间最早的相关值，加权值是1/2，对于下一个接连的相关值，加权值是1，以及对于时间相关值中最迟的，加权值是1/2。

在本发明的又一个实施例中，相关值的平方幅度的加权值是通过确定对于每个潜在的码字的采样时间偏移值(τ)而被确定的。对于潜在的码字的采样时间偏移值是通过确定在各个时间点的相关值的平方幅度的矩心而被确定的。对于每个潜在的码字的加权因子然后根据所确定的采样时间偏移值τ和预期的接收符号脉冲形状而被确定。因此，在这个特定的实施例中，码字的相关值是各个时间点处的相关值的加权平方幅度的和值，以及加权因子是根据所确定的采样时间偏移值和预期的接收脉冲形状来进行估算的。

在本发明的再一个实施例中，加权值被施加到各个时间点处的码字的相关值上，以及相关值的平方幅度在对相关值相干地求和以后被计算。在这个特定的实施例中加权因子是在先前实施例中确定的加权值的平方根。因此，在这个特定的实施例中，一个码字的相关值是各个时间点处的加权相关值的和值的平方幅度，以及加权因子是根据所确定的采样时间偏移值和预期的接收脉冲形状而进行估算的。

在本发明的又一个实施例中，带有相关值的最高的求和的平方幅度的、或求和的相关值的平方幅度的潜在的码字被选择为译码的码字。而且，该码字可以是哈达玛码字。

在本发明的再一个实施例中，接收信号在该码字尺寸以外的附加的时间点处被采样，以便计算在被符号周期间隔开的不同的时间偏移点处的相关值。优选地，多个相关值包括三个时间点。

                        附图简述

图1显示数字通信系统的方框图。

图2是按照本发明的发射机的方框图。

图3是按照本发明的接收机的方框图。

图4是显示按照本发明的码字检测器的一个实施例的运行的方框图。

图5是显示按照本发明的码字检测器的第二替换实施例的运行的方框图。

图6是显示按照本发明的码字检测器的第三替换实施例的运行的方框图。

图7是显示按照本发明的码字检测器的第四实施例的运行的方框图。

                      发明详细说明

现在参照附图更详细地描述本发明，图上显示本发明的优选实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式来体现，不应当认为限制于这里阐述的实施例；而是这些实施例被提供来使得本揭示内容将是透彻和完全的，以及将充分表达本发明的范围给本领域技术人员。在全文中相同的数字是指相同的部件。正如本领域技术人员将会看到的，本发明可以被体现为方法或设备。因此，本发明可以取完全硬件实施例的形式，或组合软件与硬件部分的实施例。

本发明利用不带有符号时间同步器或均衡器的接收机系统。接收机提供输入到正交码译码器(诸如哈达玛译码器)，作为未均衡的和未同步的信号样本。

现在参照附图，将描述本发明的、用于检测正交的码字的方法。本发明的码字检测方法在如图1所示的数字通信系统中被使用。数字通信系统总的用数字10表示。数字通信系统10包括由通信信道30连接的发射站20和接收站40。发射站20通过通信信道30发送数据到接收站。通信信道30可以是诸如在移动通信系统中使用的射频信道。

参照图2，按照本发明，发射站典型地包括CRC编码器22、外部信道编码器24、正交码编码器26、以及调制器和发射机28。CRC编码器22接收来自信息源的信息比特序列，以及附加上检验和，以便接收机能检测错误。外部信道编码器24可以是块或卷积编码器，它们可编码CRC编码比特序列，以使得能够在接收站40进行检错和/或纠错。正交码编码器26具有与编码24相同的功能，但使用正交码字集。编码器26的输出是被称为码字的一个编码的比特序列。正交码字可以用最大长度序列(m序列)来掩蔽，以便具有良好的自相关性质。调制器28把从编码器26输出的编码的比特变换成通信信道30可接受的形式。例如，在通信信道30是RF信道的情形下，调制器26把发送的比特序列变换成可以在RF信道上传输的波形。调制器块28的发射机部分通过通信信道30发送调制的比特。被调制和发送的正交码字序列称为发送的码字信号。

图3显示结合了本发明的接收站40的一个实施例。接收站40此后称为接收单元40。如图3所示，接收单元40中没有使用均衡器或符号时间同步电路。诸如接收单元40那样的接收机，由于由部分响应脉冲成形引起的ISI和由采样器随机采样信号，因而典型地具有性能恶化。然而，通过利用本发明的教导，接收机单元40改进了这个不太复杂的接收机模型的性能。

包含本发明的接收机单元40包括解调器42、匹配滤波器44、采样器46、正交码译码器48、外部信道译码器50和CRC检验器52。解调器42执行与调制器28相反的功能，因此把在通信信道30上接收的波形或其它信号变换成一种信号形式，它可以被接收单元40的检测器部分的其余部件利用来检测该信号。滤波器44滤波在采样以前的解调的信号。滤波器44可以是匹配滤波器，它试图把它的脉冲响应与接收的脉冲匹配，从而使得在匹配的时间点处信号噪声比最大。如果在解调器42中有足够的滤波，则匹配滤波器44可以省略。采样器46以符号速率采样滤波器输出。接收单元40没有符号时间同步电路，因此假定采样时间在逐个突发之间一个符号周期内是均匀分布的。

由于非奈奎斯特接收的脉冲和/或不完美的采样时间，采样器46的输出将具有ISI。接收的符号被认为是由于发射机滤波器、信道和接收机滤波器的组合效果而扩散在大于一个符号时间的范围。作为例子，假定接收符号扩散在大约三个符号周期范围，但本发明可扩展到接收符号的任何时间扩散。因此，在本例中，采样器46的输出端处的接收脉冲形状是三个符号周期宽，以及由于非奈奎斯特脉冲形状和不完美的采样时间而具有ISI。传统的接收机使用均衡器连接在采样器后面，从而克服ISI的影响，但接收机单元40没有均衡器。

正交码译码器48从接收的信号样本中检测发送的码字序列。最佳译码器通过从接收信号样本中选择具有最小欧拉距离的码字从而检测码字。不带有同步器或均衡器的接收单元40，正交码译码器试图从未均衡和未同步的信号样本中检测发送的码字，从而使性能恶化。

正交码译码器48的输出或者是软值，或者是检测序列的硬的比特，它们作为输入被施加到外部信道译码器50。外部信道译码器50试图检测和纠正由信道和简单的接收机引起的某些错误或全部错误。

为了挽回由于不带有均衡器或同步器而引起的某些性能损失，本发明修改了正交码译码器48。正交码可以是哈达玛码，从而译码器48可以是哈达玛码译码器，但本发明并不限于任何特定类型的正交码。

知道发送和接收滤波器脉冲响应后，有可能提供作为最后结果的脉冲响应，以及根据最小距离估值使该响应用于哈达玛译码器。然而，由于计算的脉冲响应包括传输信道响应，它不解决扩散信道中的问题。而且，接收机滤波器脉冲响应可以在它的公差内随接收机而变化，这可能需要设计具有非常严格的公差的接收机滤波器。另外，如果码字比特是硬比特，则可以使用快速译码器算法(诸如快速哈达玛译码器(FHT))，但使用发送脉冲和接收脉冲响应时并不允许使用FHT，因为码字比特是利用给出软数值的信道响应来进行卷积的。因此，由FHT给出的计算复杂性增益会丢失。另外，因为估值的脉冲响应给出浮点或定点的软数值，而不是硬比特，所以可能需要更多的存储器来存储这些软数值。

基于脉冲响应的系统的另一个缺点是信道脉冲响应的采样，以及接收机处的采样器优选地使用同一个定时参考。因此，定时同步电路典型地控制接收机处的采样器。然而，如果接收机不具有用于被扩散在约3个符号周期内的接收部分响应信号的定时同步器，以及不带有定时同步器，接收样本和采样的信道响应可能没有相同的采样时间参考。这会使总的性能恶化。

现在参照图4到7描述本发明的运行，这些图是显示按照本发明的正交码译码器48的各个实施例的运行的方框图。将会看到，方框图说明的每个方块和方框图说明中的各方块的组合，可以用计算机程序指令来实施。这些程序指令可以提供给处理器以便产生一个机制，这样，在处理器上执行的指令可以去创建用于执行方框图方块规定的功能的装置。

因此，方框图说明的方决支持用于执行特定的功能的装置的组合，用于执行特定的功能的步骤的组合、和用于执行特定的功能的程序指令装置。也将会看到，方框图说明的每个方块以及方框图说明中方块的组合，可以由执行特定的功能的装置的组合，用于执行特定的功能或步骤的专门用途的基于硬件的系统、或专门用途的硬件与计算指令的组合来实施，

正交码检测器48从采样器46接收滤波的输入信号的采样值。由于采样器46以符号速率采样滤波的信号，因此典型的译码器为了译码一个码字所需要的样本的数目是N个样本，其中N是码字的尺寸。作为例子，对于(128，7)哈达玛码，典型的译码器需要128个样本来检测码字。在本发明中，正交码检测器48从采样器46接收与需要的N样本相邻的附加样本，附加样本数取决于接收脉冲的扩散。在我们的对于3个符号周期宽的接收脉冲的例子中，译码器48接收在相邻的符号周期处的2个附加样本。因此，正交码译码器48接收N+2个样本以便检测N比特长的序列的正交码字和3个符号周期宽的部分响应脉冲。因此，在本例中，三个样本数据集可被提供，其中每个样本数据集包括128个样本，以及其中每个样本数据集在时间上偏移一个样本。正如这里使用的，术语样本数据集是指相应于对于译码正交码字所需要的样本数目的样本的数据集。然而，样本可以在数据集之间重叠，所以，它们不需要作为分开的数据集被存储。

如图4所示，正交码译码器48从采样器46接收N+2个样本，以及存储这些样本(方块100)。在存储N+2个样本后，相关器102计算存储的样本与存储的码字集(诸如方块104中说明的码字集)中的每个潜在的码字集之间的相关值。在方块104中存储的码字可以是M序列掩蔽的正交码字，正如系统对于良好的自相关性质所需要的。相关器102在存储的样本的3个时间偏移点，计算对于每个潜在的码字的相关值。从采样器接收的两个附加的样本将有助于相关器102计算在3个时间偏移点处与每个码字的相关值。因此，相关器102的输出对于N个码字的每个码字将具有3个相关值，每个相关值相应于间隔一个符号周期的不同的时间偏移点。所以，由相关器102传送N*3个相关值到平方幅度块106。

平方幅度块106计算每个相关值的幅度的平方，以及把它们传送到相加单元108。相加单元108相加每个码字在3个时间偏移点处的相关值的幅度的平方。因此，相加单元108的输出将具有相应于N个码字的每个码字的N个相关值。然后，由方块110确定最大相关和值，以及由方块112选择与具有最大相关值和值的码字相对应的码字和编码的比特作为译码的比特序列。译码的比特序列的软数值然后由软数值产生器114以任何标准形式来产生，如果系统需要的话。

因此，作为本发明的这个第一实施例的一个例子，考虑(128，7)哈达玛码，它具有128潜在码字，以及128比特长的每个码字被表示为{h_m，n，m＝0到127，n＝0到127}。接收的脉冲假定是三个符号周期宽。来自采样器46的、在一个突发中的接收样本可以表示为{y_n，n＝0到129}。因此，比起对于检测码字所需要的样本多两个样本。接收样本然后与哈达玛码字如下地进行相关： $R_{\mathrm{\γH}}(m,k)=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+k}{h}_{m,n}^{*},$ m＝0到127，k＝0，1，2

其中{R_γH(m，k)，m＝0到127，k＝0，1，2}是相关值集。因此，对于128个码字的每个码字，有三个相关值(即，对于时间偏移0，1，和2)。

相关值的平方幅度以及在三个接连的时间偏移处相关值的和值为如下：

       P(m，k)＝|R_γH(m，k)|²，m＝0到127，k＝0，1，2 $\stackrel{\‾}{P}\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}P(m,k),$ m＝0到127

然后找到集{ P(m)}中的最大相关值，以及最大相关值的下标(m)可决定译码的比特。

本发明的第一实施例改进接收机的性能，而不管采样器的不完美的采样和由于部分响应脉冲扩散在一个以上的符号时间隔上而造成的ISI的存在。因此，在不带有符号定时同步器(它帮助采样器在信号噪声比最大的最佳点处采样)和不带有均衡器(它克服扩散在几个符号周期上的部分响应脉冲的影响)的系统中，把相邻的相关值求和，将能减小不完美采样时间和未均衡的信号的影响。

虽然本发明的第一实施例总的用随机采样器达到改进的性能，但在某些情形下(诸如如果采样器偶尔在最佳点采样信号)，本实施例可能得不到改进，而是恶化接收机的性能。虽然随机采样器具有非常低的概率正好在最佳点进行采样，但也提供了本发明的第二实施例。因此，本发明的第二实施例克服本发明的第一实施例的问题以及原先的、未同步和未均衡的信号样本的问题。第二实施例被显示于图5上。

如图5所示，本发明的第二实施例包含大部分的如图4所示的第一实施例的同样的操作。因此，正交码检测器48存储来自采样器的样本(方块100)，确定在三个时间偏移点处对于每个潜在的码字的相关值(方块102和104)，以及确定相关值的平方幅度(方块106)，正如以上参照图4描述的。

然而，不像第一实施例那样，图5的实施例在方块108相加相关值之前，将相关值加权(方块120)。加权值相应于脉冲形状的固定的估值，因而相应于脉冲在接连的样本上的分布。加权值对于一个3符号周期宽的部分响应脉冲优选地是1/2，1和1/2，然而，实际加权值取决于由接收机接收的实际脉冲的平方的幅度。这里，在时间样本数据集相关值中的第一个相关值被加权1/2，在时间样本数据集相关值中的下一个相关值被加权1，以及在时间样本数据集相关值中的最后的相关值被加权1/2。三个时间偏移点处的加权值然后对于每个码字进行相加(方块108)。然后，当找出最大相关值时，按照以上参照图4描述的那样地使用这些和值(方块110)，选择码字和相应的比特(方块112)，以及产生软数值(方块114)。

作为本发明的这个第二实施例的、对于三个符号周期长的部分响应脉冲的例子，在一个突发中的接收样本可被表示为{y_n，n＝0到129}。因此，比起对于(128，7)哈达玛码字所需要的样本多两个样本。接收的样本然后与哈达玛码字如下地进行相关： $R_{\mathrm{\γH}}(m,k)=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+k}{h}_{m,n}^{*},$ m＝0到127，k＝0，1，2

其中{R_γH(m，k)，m＝0到127，k＝0，1，2}是相关值集。因此，对于128个码字的每个码字，有三个相关值(即，对于时间偏移0，1，和2)。

相关值的平方幅度以及在三个接连的时间偏移处相关值的和值为如下：

       P(m，k)＝|R_γH(m，k)|²，m＝0到127，k＝0，1，2 $\stackrel{\‾}{P}\left(m\right)=\frac{1}{2}P(m,0)+P(m,1)+\frac{1}{2}P(m,2),$ m＝0到127

然后找到集{ P(m)}中的最大相关值，以及最大相关值的下标(m)可决定译码的比特。

本发明的第二实施例在改进不进行同步和均衡输入信号的系统的性能方面具有第一实施例的每个优点。然而，相关值的固定的加权在采样正好出现在最佳点时有助于改进性能。

本发明的第三实施例可以提供性能上的进一步改进而不必同步和均衡输入信号以便去除ISI。如图6所示，第三实施例根据采样时间决定相关值的加权因子。第三实施例计算离最佳采样点的采样时间偏移，以及计算已知近似的脉冲形状后的加权因子。采样时间偏移是通过找出在不同的时间偏移点处的相关值的矩心(平均位置)而被计算的。脉冲的平方幅度可以假定其形状是在三个符号时间上的三角形，或实际脉冲形状可以通过使用查找表来加以利用。

如图6所示，本发明的第三实施例包含大部分的在图4所示的第一实施例的同样的操作。因此，正交码检测器48存储来自采样器的样本(方块100)，确定在三个时间偏移点处对于每个潜在的码字的相关值(方块102和104)，以及确定已确定的相关值的平方幅度(方块106)，正如以上参照图4描述的。

然而，不像第一实施例那样，图6的实施例首先对于每个码字确定相关样本值的矩心和距最佳采样点的采样时间偏移(方块130)。然后，根据在方块134被存储的、预期的接收脉冲形状和来自方块130的采样时间偏移，确定加权值(方块132)。对于每个码字的相关值的平方幅度然后通过使用确定的加权值被加权(方块136)。加权值相应于接收脉冲形状的可变的或固定的估值和采样时间偏移的确定值。在不同的时间偏移点处相关值的加权的平方幅度然后对于每个码字进行相加(方块108)。然后，按照以上参照图4描述的那样地使用这些和值，即，找出最大相关值(方块110)，选择码字和相应的比特(方块112)，以及产生软数值(方块114)。

作为本发明的这个第三实施例的例子，其中有128潜在哈达玛码字数据集{h_m，n，m＝0到127，n＝0到127}以及三个符号周期宽的部分响应脉冲，在一个突发中的接收样本可以表示为{y_n，n＝0到129}。因此，比起对于128比特长的码字所需要的样本多两个样本。接收样本然后与哈达玛码字如下地进行相关： $R_{\mathrm{\γH}}(m,k)=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+k}{h}_{m,n}^{*},$ m＝0到127，k＝0，1，2其中{R_γH(m，k)，m＝0到127，k＝0，1，2}是相关值集。因此，对于128个码字的每个码字，有三个相关值(即，对于时间偏移0，1，和2)。

在本例中，可以假定，接收脉冲的平方幅度具有如上所述的、在三个符号周期上的三角形，以及也是正确的码字的相关值的平方幅度的形状。完美地采样的信号将具有在三个符号上在时间点0.5，1.5，2.5处的样本，以及除了这个以外的任何样本是由于不完美的采样时间。时间偏移是在采样点与预测的最佳采样点之间的差值，以及可以是在±1/2符号周期之间的任何位置。令τ是采样时间偏移值。给定时间偏移值和脉冲形状后，有可能找出在采样点处的脉冲幅度。对于这个三角形，在间隔一个符号周期的三个采样点处脉冲的幅度将是： $w0=\frac{0.5T-\mathrm{\τT}}{1.5T}=\frac{0.5-\mathrm{\τ}}{1.5}$ $w1=\frac{1.5T-\left|\mathrm{\τ}\right|T}{1.5T}=\frac{1.5-\left|\mathrm{\τ}\right|}{1.5}$ $w2=\frac{0.5T+\mathrm{\τT}}{1.5T}=\frac{0.5+\mathrm{\τ}}{1.5}$ 其中T是符号周期。在这些采样点处的这些幅度将被用作为对于相关值求和的加权因子。

相关值的平方幅度为如下：

     P(m，k)＝|R_γH(m，k)|²，m＝0到127，k＝0，1，2

在三个接连的时间点处对于每个码字相关值的矩心(平均位置)和采样时间偏移值可以由以下公式确定： $\mathrm{mean}\_\mathrm{position}\left(m\right)=\frac{\underset{k=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{kP}(m,k)}{\underset{k=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}P(m,k)},$ m＝0到127

τ(m)＝mean_position(m)-round(mean_position(m))，m＝0到127其中τ(m)是对于第m个码字的采样时间偏移值，以及处在±1/2范围内，以及round( )是把一个数舍入到它的最接近的整数的函数。

对于码字m的加权因子然后可以从采样时间偏移值和接收脉冲形状被确定。假定接收脉冲的平方幅度是在3个符号周期上的三角形，则给出以下的加权因子： ${w0}_m=\frac{0.5T-\mathrm{\τ}\left(m\right)T}{1.5T}=\frac{0.5-\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$ ${w1}_m=\frac{1.5T-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|T}{1.5T}=\frac{1.5-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|}{1.5}$ ${w2}_m=\frac{0.5T+\mathrm{\τ}\left(m\right)T}{1.5T}=\frac{0.5+\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$

其中w0_m是对于时间相关值中的第一个值的加权因子，w1_m是对于时间相关值中的下一个值的加权因子，以及w2_m是对于相应于第m个码字的时间相关值中最后的值的加权因子。

第m个码字的相关值然后通过使用这些加权因子被相加，这产生：

       P(m)＝w0_mP(m，0)+w1_mP(m，1)+w2_mP(m，2)，m＝0到127

然后，找到集{ P(m)}中的最大相关值，以及最大相关值的下标(m)决定译码的比特，因此，决定了对于本例的7比特的译码的比特。

因为第三实施例根据计算的采样时间偏移值选择加权因子，预期这个实施例给出对于在一个符号周期上的随机采样的改进的性能。

本发明的第四实施例可以提供性能上的进一步的改进而不必同步和均衡输入信号以去除ISI。如图7所示，这个第四实施例也通过找出相关值的矩心(平均位置)而计算采样时间偏移值，以及根据估值的时间偏移值确定相关值的加权因子，正如参照图6对于第三实施例描述的。然而，估值的加权因子的平方根被施加到码字的相关值，而不是相关值的平方幅度。把码字的加权的相关值进行相加，然后计算和值的幅度的平方。在本发明的这个实施例中，由于码字的实际相关值被相加，它给出样本的相干组合，而不是它的平方幅度值，因此预期给出更好的性能。

如图7所示，本发明的这个第四实施例包含大部分的、如图6所示的第三实施例的同样的操作。因此，码字检测器48存储来自采样器的样本(方块100)，确定在三个时间偏移点处对于每个潜在的码字的相关值(方块102和104)，确定所确定的相关值的平方幅度(方块106)，确定对于每个码字相关值的矩心和采样时间偏移值(方块130)，以及确定对于每个码字的加权值(方块132)，正如以上参照图6描述的。

然而，不像第三实施例那样，图7的实施例把估值的加权因子的平方根应用到对于来自方块102的每个码字的相关值(方块140)。在每个时间点处加权的相关值然后对于每个码字进行相加(方块142)。然后在方块144，计算对于每个码字的相关值的加权和值的平方幅度。然后，按照以上参照图6描述的那样地使用加权和值的平方幅度，即，找出最大相关值(方块110)，选择码字和相应的比特(方块112)，以及产生软数值(方块114)。

作为本发明的这个第四实施例的例子，其中有128潜在哈达玛码字数据集{h_m，n，m＝0到127，n＝0到127}以及三个符号周期宽的部分响应脉冲，在一个突发中的接收样本可以表示为{y_n，n＝0到129}。因此，比起对于128比特长的码字所需要的样本多两个样本。接收样本然后与哈达玛码字如下地进行相关： $R_{\mathrm{\γH}}(m,k)=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+k}{h}_{m,n}^{*},$ m＝0到127，k＝0，1，2其中{R_γH(m，k)，m＝0到127，k＝0，1，2}是相关值集。因此，对于128个码字的每个码字，有三个相关值(即，对于时间偏移0，1，和2)。

相关值的平方幅度为如下：

    P(m，k)＝|R_γH(m，k)|²，m＝0到127，k＝0，1，2

在三个接连的时间点处对于每个码字相关值的矩心(平均位置)和采样时间偏移值可以由以下公式确定： $\mathrm{mean}\_\mathrm{position}\left(m\right)=\frac{\underset{k=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{kP}(m,k)}{\underset{k=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}P(m,k)},$ m＝0到127

τ(m)＝mean_position(m)-round(mean_position(m))，m＝0到127其中τ(m)是对于第m个码字的采样时间偏移值，以及处在±1/2范围内，以及round( )是把一个数舍入到它的最接近的整数的函数。

对于码字m的加权因子然后可以根据采样时间偏移值τ(m)和接收脉冲形状来确定。假定接收脉冲的平方幅度是在3个符号周期上的三角形，则给出以下的加权因子： ${w0}_m=\frac{0.5T-\mathrm{\τ}\left(m\right)T}{1.5T}=\frac{0.5-\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$ ${w1}_m=\frac{1.5T-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|T}{1.5T}=\frac{1.5-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|}{1.5}$ ${w2}_m=\frac{0.5T+\mathrm{\τ}\left(m\right)T}{1.5T}=\frac{0.5+\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$

其中w0_m是对于时间相关值中的第一个值的加权因子，w1_m是对于时间相关值中的下一个值的加权因子，以及w2_m是对于相应于第m个码字的时间相关值中最后的值的加权因子。

第m个码字的相关值然后通过使用所确定的加权因子的平方根而被相干地相加，以及然后相关值的和值的平方幅度被确定，这产生： ${\stackrel{\‾}{R}}_{\mathrm{\γH}}\left(m\right)=\sqrt{{w0}_m}{R}_{\mathrm{\γH}}(m,0)+\sqrt{{w1}_m}{R}_{\mathrm{\γH}}(m,1)+\sqrt{{w2}_m}{R}_{\mathrm{\γH}}(m,2),$ m＝0到127

            P(m)＝|R_γH(m)|²，m＝0到127

然后，找到集{ P(m)}中的最大相关值，以及最大相关值的下标(m)决定译码的比特，因此，决定了对于本例的7比特的译码的比特。

从以上讨论可以明白，虽然本发明是在基于特定的假定的例子中被描述的，但本发明并不限于任何特定的假定。例如，本发明不应当限于三角形脉冲形状或扩散在三个符号周期上的符号。而且，虽然本发明是相对于哈达玛码描述的，正如本领域技术人员将会看到的，本发明可以利用其它的码字。这些码字不需要是正交的。本发明也不应当只限于使用于无线电话，而是可以使用于数字通信设备，诸如个人信息管理器(PIM)。

在附图和说明书中，揭示了本发明的典型的优选实施例，虽然采样特定的术语，但它们只是在通用的和说明的意义上被使用，而不是为了限制，本发明的范围在以下的权利要求中进行阐述。

Claims (27)

1.从由设备接收的信号中译码码字的方法，包括：

提供多个与符号时间未同步的信号样本，以便提供多个未同步的信号样本数据集；

确定在多个潜在的码字与多个未同步的信号样本数据集之间的相关性；

对于多个未同步的信号样本数据集的每个信号样本数据集，组合相应于潜在的码字的相关性，以便提供多个组合值，每个组合值相应于一个潜在的码字；以及

根据潜在码字的组合值选择潜在的码字，以便提供译码的码字。

2.按照权利要求1的方法，其中所述组合步骤包括以下步骤：

对于每个未同步的信号样本数据集计算每个潜在的码字的相关值的平方的幅度；以及

对于每个潜在的码字把相应于潜在的码字的每个未同步的信号样本数据集的平方幅度进行相加。

3.按照权利要求2的方法，其中所述选择潜在码字的步骤包括选择具有最高的求和的平方幅度的潜在码字的步骤。

4.按照权利要求2的方法，其中所述组合相关值的步骤还包括加权平方幅度的步骤；以及

其中所述求和的步骤包括对于每个潜在的码字把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权的平方幅度进行相加。

5.按照权利要求4的方法，其中加权值对于时间平方幅度中最早先的是1/2，对于下一个接连的平方幅度是1，以及对于时间平方幅度中最迟的是1/2。

6.按照权利要求4的方法，其中所述加权平方幅度的步骤包括以下步骤：

根据对于每个潜在码字的平方幅度确定矩心；

根据相应的矩心，确定对于每个码字的采样时间偏移值；以及

根据采样时间偏移值和脉冲形状，确定对于每个潜在的码字的加权因子。

7.按照权利要求1的方法，其中所述组合相关值的步骤还包括以下步骤：

加权相关值；以及

对于每个潜在的码字把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权相关值进行相加。

8.按照权利要求7的方法，其中加权相关值的步骤包括以下步骤：

根据对于每个潜在码字的相关值确定矩心；

根据相应的矩心，确定对于每个码字的采样时间偏移值；以及

根据采样时间偏移值和脉冲形状，确定对于每个潜在的码字的加权因子。

9.按照权利要求8的方法，其中所述组合相关值的步骤包括以下步骤：

确定加权因子的平方根；

加权对于每个信号样本数据集的相关值；以及

其中所述相加步骤包括：

对于每个潜在的码字把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权相关值进行相加；以及

对于每个潜在码字计算求和的加权相关值的平方幅度。

10.按照权利要求1-9中任一项的方法，其中码字是正交码字。

11.按照权利要求1-9中任一项的方法，其中所述提供多个未同步的信号样本的步骤包括采样接收信号，以便提供多个信号样本数据集，它们是接连的以及在时间上相隔一个符号周期。

12.按照权利要求5的方法，其中多个未同步的信号样本数据集包括三个信号样本数据集。

13.按照权利要求4、6、7、8和9中的任一项的方法，其中多个未同步的信号样本数据集包括三个数据集，以及其中加权因子由以下公式确定： $w0=\frac{0.5-\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$ $w1=\frac{1.5-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|}{1.5}$ $w2=\frac{0.5+\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$

其中w0相应于时间信号样本数据集中最早的，w1相应于下一个接连的信号样本数据集，以及w2相应于时间信号样本数据集中最迟的，以及其中τ(m)是第m个样本的采样时间偏移。

14.从由设备接收的信号中译码码字的系统，包括：

用于提供多个与符号时间未同步的信号样本、以便提供多个未同步的信号样本数据集的装置；

用于确定在多个潜在的码字与多个未同步的信号样本数据集之间的相关性的装置；

对于多个未同步的信号样本数据集的每个信号样本数据集、用于组合相应于潜在的码字的相关性以便提供多个组合值的装置，每个组合值相应于一个潜在的码字；以及

用于根据潜在码字的组合值选择潜在的码字以便提供译码的码字的装置。

15.按照权利要求14的系统，其中用于组合相关值的装置包括：

对于每个未同步的信号样本数据集、用于计算每个潜在的码字的相关值的平方的幅度的装置；以及

对于每个潜在的码字、用于把相应于潜在的码字的每个未同步的信号样本数据集的平方幅度进行相加的装置。

16.按照权利要求15的系统，其中用于选择潜在码字的装置包括用于选择具有最高的求和的平方幅度的潜在码字的装置。

17.按照权利要求15的系统，其中用于组合相关值的装置还包括用于加权平方幅度的装置；以及

其中所述用于相加的装置包括对于每个潜在的码字、用于把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权的平方幅度进行相加的装置。

18.按照权利要求17的系统，其中加权值对于时间平方幅度中最早先的是1/2，对于下一个接连的平方幅度是1，以及对于时间平方幅度中最迟的是1/2。

19.按照权利要求17的系统，其中用于加权平方幅度的装置包括：

用于根据对于每个潜在码字的平方幅度确定矩心的装置；

用于根据相应的矩心确定对于每个码字的采样时间偏移值的装置；以及

用于根据采样时间偏移值和脉冲形状确定对于每个潜在的码字的加权因子的装置。

20.按照权利要求14的系统，其中用于组合相关值的装置还包括：

用于加权相关值的装置；以及

对于每个潜在的码字、用于把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权相关值进行相加的装置。

21.按照权利要求20的系统，其中用于加权相关值的装置包括：

用于根据对于每个潜在码字的相关值确定矩心的装置；

用于根据相应的矩心确定对于每个码字的采样时间偏移值的装置；以及

用于根据采样时间偏移值和脉冲形状确定对于每个潜在的码字的加权因子的装置。

22.按照权利要求21的系统，其中用于组合相关值的装置还包括：

用于确定加权因子的平方根的装置；

用于加权对于每个信号样本数据集的相关值的装置；以及

其中所述用于相加的装置包括：

对于每个潜在的码字、用于把相应于潜在的码字的每个信号样本数据集的加权相关值进行相加的装置；以及

对于每个潜在码字用于计算求和的加权相关值的平方幅度的装置。

23.按照权利要求14-22中任一项的系统，其中码字是正交码字。

24.按照权利要求14-22中任一项的系统，其中用于提供多个未同步的信号样本的装置包括用于采样接收信号以便提供多个信号样本数据集的装置，这些信号样本数据集是接连的以及在时间上相隔一个符号周期。

25.按照权利要求18的系统，其中多个信号样本数据集包括三个信号样本数据集。

26.按照权利要求17、19、20、21和22中任一项的系统，其中多个未同步的信号样本数据集包括三个数据集，以及其中加权因子由以下公式确定： $w0=\frac{0.5-\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$ $w1=\frac{1.5-\left|\mathrm{\τ}\left(m\right)\right|}{1.5}$ $w2=\frac{0.5+\mathrm{\τ}\left(m\right)}{1.5}$

其中w0相应于时间信号样本数据集中最早的，w1相应于下一个接连的信号样本数据集，以及w2相应于时间信号样本数据集中最迟的，以及其中τ(m)是第m个样本的采样时间偏移。

27.无线电话，包括：

发射机电路；

用户接口电路；

天线系统；

具有正交码字译码器的接收机电路，其中无线电话的接收机的正交码字译码器包括：

用于提供多个与符号时间未同步的信号样本以便提供多个未同步的信号样本数据集的装置；

用于确定在多个潜在的码字与多个未同步的信号样本数据集之间的相关性的装置；

对于多个未同步的信号样本数据集的每个信号样本数据集、用于组合相应于潜在的码字的相关性以便提供多个组合值的装置，每个组合值相应于一个潜在的码字；以及

用于根据潜在码字的组合值选择潜在的码字以便提供译码的码字的装置。

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