CN1329782A - 信息传输方法和一种适用该方法的系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种信息传输方法和一种适用该方法的系统,特别适用于数字化传输。其中,产生至少一个由一个基准分量和至少一个信息分量组成的信息信号,并且所述基准分量和信息分量分别构成用于提供比特模式的离散状态。所达到的效果是,例如可实现在水下长距离的信号传输。此外还给出了一种适于该方法的处理系统。

Description

信息传输方法和一种适用该方法的系统

本发明涉及一种信息传输方法和一种适用该方法的系统。

在许多技术领域中要使用波进行信息传输。其中的波例如可以是电磁波或者声波，它们或者在一种专门的导体中或者自由地在一种给定的传输介质中传播，从发射机或发射单元抵达接收机或接收单元。如果两个单元例如在相应的频率或者为信息传输而规定的频率范围内是调谐的，则可建立连接。通过该连接可以以不同的方式传输信息。

为此，对初始信息，例如以某种适当形式存在的语音、文本、数字串、音乐、图象数据或其它数据，必须加以变换和编码，以便被发射机以波信号的形式发射到传输介质中。接收机接收到该信号后，将其重新变换到初始形式，即对其解码，从而输出与初始信息一致的信息。

根据对波中的信息进行编码所采取的形式，人们将其划分成模拟信息传输和数字信息传输。

在模拟信息传输中，被传输的值以一种平稳的、连续的物理态频谱构成。这种传输的典型形式是，对载波的振幅、频率和/或相位进行调制。所以在一个给定的时间间隔内可以传输很大的信息量。

然而在数字信息传输中，人们仅将其限制在特定的离散状态。考虑到传输速率，在迄今为止的实践中如果使用的是电磁波，则尚无限制，因为相关载波的频率很高，并且在极短的时间间隔内可以实现不同的数字状态。

但在某些传输介质中，例如在水中，采用电磁波进行信息传输却只能有条件地实现，因为其传输距离很短。所以在水中采用声波进行信息传输，因为声波能够传输更远的距离。声波可通过与上述相似的方法进行调制。但声波属于机械压力波，它除了频率很低外，当然还会影响到传输信息的速率，在一般的传输方式上也有区别。例如其传播速度很大程度上取决于相应的环境条件。

声波信息传输中所产生的许多问题可以通过水下传播声波信号的例子加以简要说明。在空间中传输从一个发射机发出的声波时，声波的一部分例如被水的表面和/或根据水体底部的深度被反射物体、气泡、飘浮颗粒、甚至水的不均匀分层所反射，或者被其折射。声波的这种反射分量，根据在相应界面或介质中的行程、角度关系和声学特性，以不同的振幅和相位进入接收机，由于干涉的原因，原始信号在接收点以无法预见的方式被放大、衰减、产生失真，甚至完全消失，此外接收也会因所谓的回声而受到干扰。

为进一步解释该问题，首先观察一种简单的情况，即仅发射一个很短的具有特定频率的信号，一个所谓的连续波脉冲(CWP)。此时在所述的情况下，接收机不仅收到一个信号，而且收到整整一组在时间上错开的、而且具有不同强度的独立脉冲。这种效应称为“信道混响(Channel Response)”。在这种情况下，尚有可能在接收端区分出相关的独立脉冲，并且例如将最合适的脉冲作为“原始信号”挑选出来(其它脉冲则顺理成章地作为“干扰信号”被采集，并且根据情况进行相应的处理)，然而这种信号分离在传输较长的波包时通常将无法进行，因为接收机仅得到一种叠加的或组合的信号，该信号虽然还具有与初始信号相同的频率，但是原始信号以及干扰信号的不同振幅和相位相互重叠，从而使振幅以及相位产生无法预见的波动。这种不良的效果使信号难于鉴别，或者在某些情况下根本无法鉴别，所以被称为“符号间交互作用”。如果发射机和接收机之间有相对运动，则还会由于多普勒效应而增加频移的问题。

这些问题的积累使得水下通信，例如在潜水员和/或水下交通工具之间的超声波通信以及对相应的水下装置的遥控变得非常困难。迄今为止，特别是模拟信息传输只能在非常有限的条件下进行。而且信息传输在过去和将来要经常用于传输语音，使人们即使在很强的噪音接收环境中还能够识别出人们所熟知的词汇和意思组合。通过相应的练习和有限单词的简化可以使识别率有所改善。但是这种方法例如并不适于机械地传输计算机数据或其它信息。所以人们在声波信息传输领域一直在寻找合适的数字化方法。

现代技术中的专用于水下用途的数字系统大多基于有序传输相同音量的声信号，该信号多少被固定在一个较窄的频带内。为了实现最大的传输距离，以及排除由于声音盲区频率范围而造成的信息损失，在某些应用中以较高的能量在一个较宽的频带内发射信息。无论传输的频带是窄还是宽，用“喀音(Klicks)”串方式进行编码仅具有有限的信息传输速率，它对于传输大的信息量，例如传输水下摄像机的图象而言是很困难的，迄今为止尚无法实现。除了较大的能量消耗外，这也意味着一种“声音环境污染”，此外目前已知的相对“刚性”的系统还有很大的多普勒效应的问题。

除了由于传输技术造成的失真和损耗外，还存在的严重困难是，对从接收的混合信号中得到的信息必须进行处理，将其中的干扰信号消除或者抑制，并且在接收端恢复信息编码时所使用的信息参数。在数据传输的领域内，目前并没有将以上所有问题彻底解决的方法，也没有较好的解决方式。

本发明的任务是，提供一种信息传输方法和一种实用系统，该方法和系统能够在较大的传输距离内实现较高的传输速率。

另一个目的是，提供一种信息传输方法和一种系统，该方法和系统具有很强的抵抗上述干扰的能力，而且能够适应不同的传输条件。

特别要实现的目标是，提供一种方法和一种合适的信号处理系统，它能够以较高的分离度尽最大可能从大量信道应答中排除信号间的交互作用，并且根据可能，以最小的传输损失连续地对相应的信号分量进行隔离和分析。

还要实现的目标是，提供一种方法和一种合适的信号处理系统，它能在相同的条件下保证尽可能全部补偿多普勒效应。

此外，还要实现的目标是，通过最高质量的信号处理大大提高传输速率，并且即使在复杂的传输条件下，例如在移动的水下物体之间进行通信的条件下，也能实现最大的传输距离。

以上任务通过权利要求1的特征所体现的关于方法的方案和权利要求31的特征所体现的关于装置的方案得到解决。

根据本发明的技术方案，产生一个至少由两个信号分量组成的信息信号，即至少一个在基准频道上发射的基准分量(BK)和至少一个在信息频道上传输的信息分量(IK)或(I1；I2；…；IN)，从而有多个频道和分量可供使用。通过这种同时的使用，可以在每个时间单元内传输多个信息单元。此外，不仅所述基准频道或基准分量，而且所述信息频道或信息分量可分别构成用于比特模式的离散状态。作为与现有无线电技术的本质区别，在本发明的方法中例如并没有使用高频载波，而是在低频波上进行调制。所产生的信息信号用于传输所述信息，它是一种波，是由基准频道以及至少一个信息频道叠加而成的。

为了提供比特模式(Bitmuster)，在最简单的情况下，信息频道的频率或声音可被打开或关闭，其中相应信号频率分量用二进制数字信息解释成有或者无(开/关)，即1或0。通过这种方式，可在每一个这种信息频道上传输一个比特。所述信号分量可以共同构成一个比特模式，在其中可将信息以任意方式进行编码。

在这种最简单的情况下，实际上涉及到了相关信息信号的所有参数，在开的状态下也可以对各种信号参数加以变化，从而额外得到其它不同的数字状态。

其它的有利实施例属于从属权利要求的主题。

根据权利要求2，比特模式的时序是以最简单的方式产生的。

权利要求3中包含的一种基本的改进是，所述频道构成一个谐调序列。

根据权利要求4，所述基准频道作为一个基音或基波构成，并且至少有一个信息频道作为一个与所述基音谐调的谐音或高次谐波构成，但是所有信息频道也可作为与基音谐调的谐音构成，所以信号分量的各个频率或声音构成一个谐调序列，从而形成一个谐振系统。本申请的这种系统的特点在于，基音具有最低的频率以及最大的传播距离，可以在信息传输过程中持续地发射，从而在发射单元和接收单元之间形成某种持续保持的连接桥。作为基音构成的基准频道在这种情况下的作用并不是进行本身的信息传输，而是作为相对其它信息频道调谐的连续基准，并且在必要时如下所述，作为相对相位的调谐基准以及在使用非线性效应而提高整个频率系统的传播距离的利用率时，作为能量提供者。但是在此原则下应当指出的是，也可不采用低频声音，而采用某种预定频谱的任意一种其它的声音作为基准音或基音，如果这种做法在特定的环境影响下或者对于给定的应用是有利的话。

通过确认信息频道始终与基准频道之间有确定的间隔，可以保证接收机单元在已知相应的间隔或比例系数的情况下，仅需检测作为基音构成的基准频道即可，从而以此为基准识别出所有其它有效的信息频道，并且始终保持调谐状态。这种调谐过程可以做到自动化，系统无需很大的附加费用即可匹配各种各样的传输条件。基音的自动识别以及信息信道的相应的自匹配调谐，对于接收机单元端而言，特别意味着在与运动的物体通信时，或者在运动物体之间通信时具有极大的优点，因为如果所使用的是一种调谐频道系统的话，这样做可消除公知方法中例如由于多普勒效应而造成的问题。

根据权利要求5，所述基准频道的频率在传输过程中随时间改变，这样在该基础上得到的匹配系统不仅在接收机端可以进行连续的再校准，以补偿天然产生的频移(多普勒效应等)。而且也可在发射机端完全有意识地产生频谱随时间进行的调节变化，不会危及与接收机的连络。

根据权利要求6，所述基准频道频率的时间改变是逐级或者连续进行的，这样可以提供一个或多个频率梯度以供使用。该过程在后面称为频率梯度法(FGM)。采用该方法例如可实现对反射和干扰信号的抑制。基于FGM的基准分量和信息分量的改进方案在后面称为可变多信道传输(VMT)。

所述分量的变化始终是按比例进行的，所以从一种pFGM或pVMT出发，当所述分量的变化是并行发生时，可认为是一种paFGM或paVMT。

通过使用所述FGM，与公知技术相比，特别是与具有固定频道的技术相比，可以实现更加清晰和更加可靠的信号分析。因为在这种情况下，信息频道的工作频率始终是变化的，所以所有信号分量在不同的传输路径上，在一个给定时间点抵达接收机单元时也具有不同的频率。由于这种频率差，可将原来的信息频道从可能存在的干扰成分中分离出来，也就是说即使无法完全抑制符号间交互作用，也可对其大部进行抑制，从而在接收机端得到发射机单元所发出的信息信号的清晰的还原映象。

由于在FGM中基准频道的频率以及与它同步，在给定情况下也包括信息频道能够以几乎任意的方式变化，所以本申请所述方法以及本申请所述系统具有极大的灵活性。通过有意识地加入频率偏移，可以避免多个传输系统之间相互叠加，以及增大所不希望的窃听的难度。

如果除了将基准频道和信息频道的频率作为产生比特模式的条件外，还引入其它信号参数，则编码便能够以简单的方式增加复合度，从而相应提高信息速率。

根据权利要求7，对所述信息信号进行调幅，这样可在振幅调制的振动点上确认时间点，在该时间点上，例如可改变各个信息频道，而无需在信息信号中造成所谓的“假信号”干扰。这样可进一步改善传输质量。

根据权利要求8，以一个给定的时钟脉冲生成所述比特模式，这样也可在接收机端以简单的方式解码，从而提高传输精度。

根据权利要求9，所述比特模式在一个时钟脉冲内改变，这样特别可在所使用的时间脉冲的第一部分中识别出一般哪个信息频道用于所述的信息传输，并且例如识别出其余部分用于产生比特模式本身。另外，在这种情况下，所述第一部分还可用于作为基准频道的另一个参考，借助它的帮助，在第二个脉冲段中传输的信号分离参数可以有很高的精度确定。通过这种方式可提高传输的可靠性。

权利要求10所述的有利方案可支持与不同传输环境和使用要求的匹配。

采用权利要求11所述的方案可提高传输速率。

特别是由于采用了FGM而实现了更高的接收质量，所以可与前述各个信号分量的开、关方式相组合，或者替代这种方式以特定信号参数或参数组合的更细微的变化进行编码。因为在接收的信号中，除了频率之外还有信号分量的振幅和相位角具有相对原始发生信号的更强的确定基准，所以实际上可将所有参数进行编码。这种编码例如可通过无级方式的变化实现。

该方法的一个重要优点是，可以将编码所使用的信号内部基准用于给定的频率系统。利用这种相对性，可以根据所接收的一个或两个脉冲，识别出比特模式或者符号，无需额外参考一个外部的基准量。

例如可以确定相位角，其形式是相应的信息分量和BK之间在给定时间脉冲内的相互关系。这种编码方法称为相对相位角法，简称RPWM。在这种方法中，前面的过程不再起任何作用，即外部时间(aeussere Zeit)失去了对信号解释的作用。在其位置上代之以相对的系统内部时间，该时间例如可根据BK的瞬间周期时间被读出，该时间从外部观察是与相应的实际频率相关的。所述相对相位角能够以简单的方式确定，例如在处理过程中，所有的信号分量即信号频道和基准频道首先被统一到一个标准的时间周期上。但是以上所述的仅是原理性说明。在信号处理中，有大量的映射和变换方法是已知的，它们可用于确定相对相位角。所以用户有一个很大的实际转换空间。就本申请所述的方法而言，其本质点在于，在FGM以及特别是在pFGM的结果中能够抑制一系列干扰效应，所以相对相位角也可以以较大的精度测定，这对于精细离散化，即区别多种数字状态以及进一步提高信息速率都是十分有用的。

另一种改进方案例如是，信息并不是直接以相应分量相对BK或GT的相位角作为所谓的垂直信号内部基准，而是以它们之间的差值以及最后所测定的同样分量的相对相位角作为所谓的水平信号内部基准进行编码。该方法称为相对相差法，简称RPDM。在这种RPDM中，一个本身是封闭的传输频率的第一脉冲全部被作为水平基准。在非常复杂的传输条件下，也可采用更为有利的方式，即，将RPDM与权利要求9所述方法结合使用。然而在非常有利的传输条件下，完全用水平信号内部基准确定相对相位角也就足够了。在这种情况下，所述基准频道同样可用于信号编码。此外，应当说明的是，不仅在RPWM中，而且在RPDM中，一个信号分量的不存在，或者低于某个特定的振幅阈值可以表示一个额外的数字状态。

根据权利要求12，所述信息信道的数量根据传输路径而改变，这样可达到特别是当发射机单元和接收机单元之间的距离减小时，使用附加的、典型方式是更高的频率，或者例如使用已有信道之间的其它恒定频率，而另一方面在间隔很大时，主要使用较低的频率范围。采用该方法可以实现对传播特性的最佳利用，这特别是对声信号的应用有很大的意义。采用这种方式例如可以在水下范围内分别提供最大比特率和/或迄今为止难以达到的传输距离。当然，这种灵活性也包括与特定传输条件相适应的调节，可以将其解释成基本标准，如果可以很好地覆盖给定的工作范围的话。

除了以上所述信号参数的具体状态和比例，也可以在给出的方法中，根据信息的瞬间时间变化，即动态特性对其进行编码。

根据权利要求13，所述各个信息频道按照较宽或宽带设计，但它们并不重叠，这样便可以产生相应信号分量的连续相位偏移，并且将其用于例如信息编码。该方法被称为相位梯度法或者相位速度法，即PGM。与基音之间的间隔所涉及的典型方式是对应于信道平均值的特性曲线。信息传输可以在每个时间脉冲内相对各个信息频道的频率，在一个给定的信道内有一个很小的偏移，典型的偏移是小于各个实际额定值的0.5％，或者连续地变化，这样便可相对基音和基准频道使相应的信息频道产生一个连续的形状相同的或加速的相位偏移。所述接收机单元不仅可以识别出是否在一个给定的时间脉冲内在对应的信道上发送一个频率，而且如果存在一个频率，便可以确定相对相位角和/或特征参数，其函数大致反映出所述基音和基准频道的实际周期时间(Zykluszeit)。所以除了本身的状态和比值以外，也可以将其时间变化用于编码目的。从中可以产生许多变化和组合的可能性，它们可以提高信息的传输率，使传输系统对不同的使用条件有更大的适应性，而且有利于设备的最佳化及其成本的减小。

为了简化信息信号的处理和加工，根据权利要求16，在接收后，将基准分量从至少一个信息分量中分离出来。

根据权利要求17，用一个或最合适的基准分量或参考分量对各个承载信息的信号分量进行成对处理，以实现多普勒效应的补偿。作为附带的结果，该处理步骤有助于增加频率的稳定性。在paFGM的情况下，该步骤可直接有助于形成稳定的，即静态的中频(stehendeZwischenfrequenzen)。

根据权利要求18所述的改进方案，可保证将信号分量变换成静态中频(Z′1；Z′2；…；Z′N＋X)，该中频可便于后续的处理。其优点之一例如在于，所述静态中频(Z′1；Z′2；…；Z′N＋X)在权利要求20所述的一个后续滤波级中，定位在一个最佳的频率窗口内，同时也可使用高分离度的滤波器。

在使用pFGM或pVMT时，作为对权利要求16至18所述步骤的选择，无需事先分离信号分量，而且无需使用外差频率(Hetrodynefrequenzen)，例如仅通过将实际时间脉冲内接收的信号同前一个脉冲中的接收信号相乘，即可产生静态中频。根据权利要求19，信号处理的改进最好与不同相位编码的使用相结合。

针对发明任务，权利要求20的进一步的构形为：从反向的信道应答的频率稳定的频谱中为每个信号分量分别分离出最合适的信号分量，例如通过滤波器分离出来，并且抑制其它信号分量的可能的干扰影响。后者包括在该过程中将信号分量相互分离，如果根据权利要求16，这些分量没有产生或者不完整的话。

为上述目的，可以在最简单的情况下使用专用滤波器。用该滤波器可以将不需要的，即刚好不需要用于计算的分量排除，也就是说分别滤掉。作为结果可使每个承载信息的信号分量得到一个清楚定义的代表值，根据该代表值，可以以最佳方式恢复出信息编码所使用的信号参数(例如振幅和/或相位)。这里也仅涉及到基本原理的描述。当然一般公知的是，信息处理的多层指令系统也可使用复合方法，该方法除了识别信息分量也可提供所属的参数。

根据权利要求21所述的进一步的构形，可以通过所述的处理过程，达到在信号处理中没有错位产生的目的。

采用权利要求22所述的进一步的构形的优点是，对于各个实际传输条件而言，始终能够识别出对应的信号分量和信道应答，根据这些结果可以按照最佳方式，即最好的方式确定信号参数。在通常情况下，该参数是最强的，即能量最大的信号分量，它可使信号处理具有最好的质量。通过信道调谐例如可以测定最好的滤波器调整，从而尽可能精确过滤出所要求的分量，而且最佳地抑制其它信道应答以及可能的边带干扰影响。后者可有利于扩大接收半径和/或提高信息速率。对接收信号的处理越好越可靠，所能提供的可能性就越多，分级就越细，或者在信息编码中就可使用各种不同的参数变化组合。

根据权利要求23，通过连续地调节滤波器，或者连续地识别最有利的接收分量，可以在不断变化的传输条件下达到最佳的接收效果，其中所述方法的优点在于，对于信道调谐不需要中断本身的信息传输。

权利要求27所述方案的优点是多普勒补偿可实现最佳化。

根据权利要求28所述方法，最好在接收信号的处理中应用较强的多普勒负载，其中每个信号分量基本上仅通过一个信道应答表示。

本发明的其它有利的实施例是其它从属权利要求的主题。

下面对照附图详细描述本申请所述主题的各种实施例。

图1表示本申请所述方法和系统中所使用的信息信号的结构，它由一个基准频道和3个信息频道组成。

图2a表示图1所示信息信号的调幅情况。

图2b表示脉冲信息信号的一个序列。

图3是表示一条信息编码的示意图。

图4表示图3所示的具有并行FGM的编码。

图5表示通过FGM相对3个处在相互调谐状态下的信息频道的比例关系，在一个前行干扰成分和后续干扰成分的时间点ti上的信号分析。

图6表示改善信号分析的基本原理，考虑到图5所示干扰信号，并使用了一个基准频率信号和4个信息频道。

图7表示使用一种分级频率偏移的示意图，包括时间脉冲内的信息频道的附加变化；其中第一脉冲半波分别构成用于RPDM的附加水平基准。

图8a是表示一个编码的示意图，但是仅有两级频率。

图8b以实例的形式表示一个信息频道5级编码的原理。

图9a和9b表示用pPGM产生的两个不同的相位梯度。

图10表示用nPGM(上面)和pPGM(下面)产生的不同的相位梯度。

图11表示本申请所述系统的一个发射机单元的一种基本构成。

图12表示本申请所述系统的调幅发射机单元的另一种基本构成。

图13表示本申请所述系统的第一实施例的接收机单元的一种示意性基本构成。

图14表示第二实施例的具有附加相位检测功能的接收机单元的另一种基本构成。

图15表示通过FGM相对3个处在相互调谐状态下的信息频道的并行关系，在一个前行干扰成分和后续干扰成分的时间点ti上的信号分析。

图16表示在不同的应用中，最有利的频率间隔的几个实例。

图17是示意图，表示本申请所述方法用于信号处理的过程的一个基本变化。

图18表示一个pVMT接收信号的频率分量随时间变化的实例，该接收信号由一个基准分量和3个信息分量组成，传输条件几乎是理想的(符号间的交互作用最小)。

图19表示图18所示接收信号在第一承载信息的信号分量变换成一个中频后的情况。

图20表示一个实例，由于交替的信道应答，一个给定接收分量的反向频谱分量的强度随时间强烈波动的情况。

图21表示图20所示实例经过强滤波级的情况。

图22是表示本申请所述方法的一个基本变化过程的示意图，其中，进行了信道调谐。

图23是示意性总图，表示所述信号处理方法的各种有利的实施例中最重要的处理步骤。

图24表示本申请所述信号处理系统的第三个实施例的基本结构。

图25表示本申请所述系统用于信道调谐的基本构成。

图1示出了信息信号IS，它例如由一个作为基准分量构成的基准频道BK和例如三个作为信息分量构成的信息频道I1、I2、I3组成，其中，基准频道在本例中是作为基音GT构成的。图1中所示的信息频道是与基音GT谐调的谐音HK1、HK2和HK3，它们通过叠加构成所述的信息信号。从该图中可知，每个信息频道均通过一个二进制数字信息的有或无表示，这相当于用1或0表示(参见图2b)。

图2a中示出了图1所述信息信号IS的振幅调制，从而保证例如在一个脉冲的开始和结束有一个连续的或平滑的过渡，如果所述信息信号是通过信息频道的时间性变化而改变的话。

这样一种改变例如表示在图2b中，其中所述信息信号的形状从脉冲到脉冲而变化，所以例如在区域I内存在一个信息信号IS，它是由基音与第二和第三调谐谐音叠加构成的(GT＋HK2＋HK3)，它在下一个脉冲(区域II)中连续地不存在第二和第三调谐谐音而过渡到基音(GT)上，从而在下一个脉冲中通过第一谐调谐音与基音的叠加产生一个变化的信息信号，它相当于另一个编码化比特模式(见区域III)。通过这种方式可以在这些信息信道的每一个中，每一个时间脉冲内传输一个比特。总计可从中产生对应于每个时间脉冲的一个比特模式，其中的信息能以任意的方式编码。一般而言可根据所支配的信息信道的数量，以及根据所使用的编码体系，例如对一个字母或其它符号进行编码。

在此应当指出的是，当使用2、4、8、12、16和更多的信息信道时可以得到与各种不同的现有电子数据处理方法的直接兼容性。

在图3中，例如用公知的ASCII码表示的单词“DolphinCom”，使用4个信息信道传输。构成所述信息信号的频率系统在该实例中由一个作为基音GT使用的基准频道和4个建立在其上的谐调信息频道(I1、I2、I3和I4)作为谐音组成，该谐音通过比例化FGM随时间变化。在该例中，编码仅通过谐音的开和关实现。垂直线表示脉冲，该脉冲始终具有相同的长度。对每个脉冲可得到一个特定的比特模式，它用符号表示。每两个符号组成一个ASCII码的字母。图中表示的是单词“DolphinCom”。原则上对于所传输的信息编码也可以采用任何其它的代码，这可以使用户自己能够拥有最大的编程空间，并且使本方法能够与几乎所有的电子数据处理系统兼容。如图3所示，基准频道连续地改变，而且4个信息频道(I1、I2、I3和I4)成比例偏移。图4同样表示的是使用4个信息信道传输ASCII码表示的单词“DolphinCom”，然而基准频道是连续变化的，如图4所示，当然例如相对该基准频道首先谐调设置的信息频道连续地平行于基准频道的改变而偏移。

图5中表示的是，例如当基准频道在FGM的意义上连续变化时，如何使信号的分析更明确更可靠地进行。在图5所示的实例中，与图3类似，选择了3个信息频道，其中除了原来的信号频率外，还分别有一个先行频率和一个后续频率作为干扰信号抵达接收机，其中，分别对所有3个信息频道选择相同的时间偏移。为了说明基本原理，图中没有画出脉冲。垂直虚线(从ti出发)表示在给定的时间点ti，所有接收到的信号频率是各不相同的。当然，特别重要的是，根据这种频率的差别可以从干扰频率中分离出原来的信号频率，或者将符号间的交互作用大部抑制，甚至全部抑制。与此相关的重要之处在于，被接收并且被以上方法所“清理”出来的信号分量的振幅和相位与基准频道之间有一个明确的关系。当应用FGM时，为从相应的干扰频率中分离出原来的信号频率，可使用专门的频率滤波器。从图5中可明显看出，频率变化df/dt的梯度越陡，即相应的频率变化速度越快，信号频率与干扰频率的间隔也就越大。因为在图5所示的系统中，所有信息频道始终是相互成比例变化的，所以对于较高的信息频道其梯度更陡，进而使实际信号频率从干扰频率中更好地分离出来。

图6是具有一个基准频道和4个信息频道系统的所述功能原理和效果的示意图，所述频道分别具有两个相邻的干扰频率。图6中所示的虚线表示一个通常使用的滤波器的特性。从中可明确看出，即使在滤波器具有恒定窗口宽度的情况下，对于较高的信息频率也能实现明显改善的选择性。与已有的方法相比，可以在总体上明显改善分辨率。此处特别应当指出的是，采用本申请所述方法对于较高的信息频道能够更好地从噪声中分离出来，即使其在传输路程上始终受到最大的衰减，而且由此而抵达接收机的能量最小。从以上特点中可明显看出，例如对那些紧密位于本身信号频率附近的干扰频率，为了改善选择性，可以以适当的方式选择一种更陡的频率梯度，也就是说，提高频率的偏移速度，而在较大的间隔中，可得到较平的梯度。对于这种适应例如可以使用一组准备好的频率偏移模式，或者对频率变化梯度进行运算匹配。后者例如按以下方式可易于进行，如果用双向连络，即发射机单元也可进行接收，接收机单元也可进行发射。以这种方式例如可以在发射机单元和接收机单元之间执行或者交换信道响应特性分析，或者也可执行一种对应的自适应模式(Mustertraining)，从而为频率偏移分别设定最佳的梯度。当然也可以在有利的固定传输条件下，在干扰的比例影响较小时使梯度为极限情况下的零。

与此相关需要指出的是，原则上可以为了传输速率的最大化而提供的脉冲频率随基准频道的频率高低成比例而变化，因为始终仅需要特定数量的振荡周期来对全部信号中含有的各个分量进行分析。

在图7和图8a、8b中提供了其它的方案，特别是描述了基准频道逐级变化的情况。这种方案特别是一种相对于FGM的令人感兴趣的选择，如果信号频率和干扰频率之间的时间差足够大的话，例如位于若干微秒的范围内。在这种情况下可以实现信号频率和干扰频率之间良好的分离，其方式是所有频道同时从一个脉冲到另一个脉冲、或者分步通过多个脉冲跳跃式偏移到较高或较低的频率值，其中的分级可保持恒定。在这种情况下，当然也具有尽可能实现频率偏移的优点，以便在所有分级中均匀地确定信号内的比例。该方案很容易通过比例或并行分级变化实现。该选择方案一般称为频率跳跃法或频率分级法，简称FSM。从图7和图8a、8b中可清楚看到，通过附加的相对相位编码，如何产生出各个信息频道的五位编码。其中为提高可靠性，在所有信息频道的每个脉冲开始发射一个基准信号，随后在第二个脉冲半边是相应的编码信号。如图7和图8a中的侧面所示，一个区分可以分别由5个间隔表示，即无信号(0)和4个具有RPDM的数字分级。总共可在一个信息信号的每个脉冲中得到由一个基准频道(BK)和3个信息频道(HK)组成的5³＝125个组合可能，它们可用于编码用途。

在图8b中作为实例示出了一个信息频道五位编码的原理。用标记D1至D4给出的点表示信号分量，它们的振幅超过了一个阈值Ao，还有4个不同的相位角F或4个角度范围，例如通过RPWM或RPDM进行数字化区分，还含有状态D5，其信息分量振幅小于所述的阈值Ao。

另一种信息编码方法例如是相位梯度法或相位速度法，以下也简称为PGM，如图9a和图9b以及图10所示。图9a和图9b表示的是所谓比例相位速度法(pPGM)，图10表示的是非比例相位梯度法(nPGM)的附加关系。

上位的PGM原理可根据以下初始设置加以最简单的处理。

例如在某个系统中，信息频道始终要构成一个谐调序列，即仅通过比例化FGM执行频率变化。其中可认为一个任意的信息频道中相应的频率在给定的脉冲间隔内并没有精确地作为GT的谐波发射，而是相对于对应的“额定频率”向上或向下有少许失调(典型的方式是小于额定值的0.5％)(参见图10的上排)。原则上这里发生了频率的偏移，但是偏移很小，所以在接收端仅根据频率分析很难作为调制识别出来，所以也无法处理成数字状态参量。频率继续位于对应的分析滤波器的曲线尖锐的范围内。根据频率是否稍高于或稍低于其额定值，可产生图9a和图9b表示的GT叠加图形，其中相对相位角是连续减小的。信息频道的频率相位比GT的频率相位超前，或者相应滞后。在相应的脉冲内，便可产生相位梯度，其方向用眼睛即可识别，并且可以毫无问题地均匀确定。在计算相对于GT瞬时周期时间的相位梯度时，在所示情况下可产生一个恒定的上升。但是存在这种线性特性的前提是，在整个频率系统的连续频率变化中，内部的、在给定脉冲周期内容易变化的比例得以保持，也就是说，信息频道相对GT的相对频率失调也没有改变。该条件的满足可通过名称pPGM得到明确表示，其中的小写字母p表示比例。从周期角度观察，在pPGM的情况下可得到一个相对于基准频道相位的信息频率相位的右旋和左旋，其形状相同。

该效果对于所述信息编码是有利的，因为在信号分析中的转向，即相位梯度的方向基本上较容易确定，这例如比相位偏移的数值更容易确定。在数学上这意味着只需要确定信息频道信号的频率和GT之间的相对相位偏移的一阶导数的符号即可，换句话说，确定相对相位速度是大于0或者小于0即可(参见图10上部)。

以上过程可任意用于每个信息频道的每个时间脉冲中。例如可将其用在与迄今为止所述的简单开和关的组合中，每个信息频道可以在相对于GT的一个给定时间脉冲内最多得到4个不同的离散状态：1、无信号，2、具有正相位梯度的信号，3、具有负相位梯度的信号，以及4、没有相位梯度的信号，其中必要时可以在实践中放弃第4种状态，因为4位编码实际上包含了一种3位相位编码，它在某些情况下并不能像两位编码那样可靠地实现，因为这种数字值之一涉及到一个单个速度值(0)。但是，该问题与对应的接收质量有关，因为发射机端通常可用较大的精度产生所有的梯度。无论如何在第一种情况下，理论上可以使每个频道中的信息速率相对于简单的开、关的情况进行加倍，并且在第二种变化中增加三分之一。

作为对此的选择方案，也可以相应地省掉许多信息频道，使得频谱在整体上保持得较窄，这同样可带来许多优点，能够对其进行选择使用。在这种情况下变频器不必完全采用宽带方式，使用变频器级即可，从而可以节省单个的或者在某些情况下节省多个元件。这例如有利于降低设备成本。另一方面在不改变设备配置的情况下，也有利于系统具有更大的灵活性和适应性。例如可以通过选择提高信息速率，即在取消较低的频率的情况下缩短脉冲时间，而在取消较高频率的情况下可得到更大的传输距离。所以有一系列很好的理由尽量得到更大的基数(数字级的数量)，从而提高信息频道中的信息密度。

所述的pPGM可以继续加以扩展，除了在方向上之外，例如也可以采取不同的线性相位梯度的上升率，所述相位梯度可通过信息频道频率的不同强度的失调产生，用于编码的用途，其中根据在具体情况下所达到的离散度而得到组合和编码的其它可能。

与FGM相关联可以产生正向或负向相位梯度，也可通过信息频道的频率变化产生，该频率变化不必与基音的变化呈完全精确的比例(参见图10下部)。

为了与所述pPGM相区别，以上变化被称为nPGM，其中，n表示没有比例。该nPGM可采用以下方式构成，即相应的信息频道的频率在一个给定的脉冲间隔内作少许加快或减慢的变化，其基准例如是比例化FGM的基本变量。此时可明显看出，PGM的两种变化最有利于应用在谐调频率序列中，并与比例化FGM联合使用。

所述的用于产生相位梯度的两种对比的选择方法的原理的另一种表示是，对比例化FGM加以改变，从而在每个信号分量的每个脉冲内任意产生一个典型的、较小的附加线性频率梯度。因为与pPGM不同的是，在与GT的叠加中，在线性相位偏移的位置上产生了另一种少许不同的特性曲线，其典型是一种平方曲线，它对应于一种加速的角运动，但是其方向和形状取决于相对额定值曲线的相应频率变化的初始值和结束值位置(参见图10)。在nPGM中，所有相对相位角的一阶和二阶导数前面的符号作为GT周期时间的函数可以区分出多达6种设置。如果加上两种变化，则对pPGM总共可得到8种不同的前置符号组合。

对于nPGM，令人感兴趣的还在于，除了前置符号外，还可利用特定的相对相位角，例如初始值或结束值的相位或者在RPWM方向与额定值曲线的切点。

在图11中表示的是一个发射机单元信息编码的基本构成。在原理图中具有一个信息单元，它将编码信息输入一个编码器3。该编码器在一个对应的频道中对信息单元所提供的信息进行编码，所述频道由基准频道和信息频道组成，形成必要的编码后，将编码信息传送给相应的装置用于产生一个基准频道和至少一个信息频道，该装置为发生器5，它受到一个控制模块7的控制。由所述发生器产生的波分量具有给定的振幅、频率和相位，它被送入混频器9，后者同样由控制模块7的控制。

根据该实施例，在混频器中产生的信息信号在必要时被送入一个功率放大器11，后者将信息信号送到相应的与传输介质相匹配的变换器或变换器级中。

根据该实施例，每个频道设有一个发生器。

图12所示的实施例表示的是一个优选的发射机单元，其中对信息信号进行了调幅。为此在基准频道和信息频道中的各个分量被分解成信息信号之前进入混频器，所述信息信号例如分别通过用于每个信号频道的一个调制器被输入，而且受到控制模块的控制。

图13所示的实施例表示本申请所述系统的一个接收机单元。一个与传输介质相匹配的变换器或变换器级接收输入的信息信号，在图13中作为声信号表示，并且该信号被送入放大器23。在放大器后面设置了一个滤波器25，用于分离和分析各个频道，特别是用于将基准频道过滤出来。从该滤波器，优选是一种低通滤波器出来的信号被送入基准频率检测器21，它可测定基准频率和接收强度。这些数据被送入接收机单元的控制模块29。与此并行的是，信息信号在进入低通滤波器25之前被取样，并且输送到用于各个信息频道的可控滤波器31内。从该滤波器输出的信号在一个可控阈值开关33内进行分析，然后输入一个解码器35，它可将原始信息解码出来。

图14中表示另一个实施例，它具有额外的相位检测器，例如用于比例式或非比例式相位速度法或相差法。为分析出相位分量，在可控滤波器31和可控阈值开关33之间设置了相位检测器32，它最好按照需测定信息频道的数量配置，其中为确定作为基准的相位，从基音检测器中对基准频率取样。

根据优选的信号处理方法，下面对照图15至24详细介绍几种不同的信号处理实施例。

本申请所述方法包含两种基本功能，它们以不同的方式实现和组合，必要时也可单独使用。该基本功能是完全的多普勒补偿，简称vDK，以及“频道净化”，简称KR。首先将分别介绍对应的基本原理，然后介绍不同的方法步骤方面的调制和组合的可能：

1、多普勒问题的解决：

为解释vDK的基本原理首先选择一个简单的实例，其中最低的频道提供基准分量，信息频道的频率则构成一个调谐序列，也就是说，相对于基准频率有一个整数关系。如果发射机端产生一个频率变化，则应通过pVMT进行。在接收机端，所有信号分量同样在第一步骤中例如通过带通滤波器(BPF)的级相互分离。为简化起见，首先假设理想的传输条件，其中每个分量仅由一个频道应答组成，并且所有分量以大致相等的强度发射和接收。这种有利的关系例如可以出现在电磁波在空气中传播的情况下。在该实例中首先解释的是，怎样通过一种合适的处理实现完全的多普勒补偿。

多普勒问题是由于发射机和接收机之间的相对位移而产生的频率偏移，它经常无法精确地预计，因为例如相对移动速度往往无法精确得知。所以信息信号的相位也无法精确确定，这意味着大大限制了所有采用相位编码的信息传输形式。该问题可以通过差分相位编码在某种程度上减小，其中从脉冲到脉冲所观察的不是相位角本身而仅仅是其变化，但是该问题并不能彻底解决。如果各个信息分量分别以适当的方式与基准分量共同工作，则可实现几乎百分之百的多普勒补偿。一个有利的解决方案包括一对多普勒补偿装置，简称pDA，它能以不同的方式实现。在以下实施例中，对一个简单的情况加以详细说明。

作为其它所有方案的实例代表，其中表示出了在一个时间脉冲内对第一信息分量的处理，其频率fik和其角速度ω_ik是对应的基准分量数值f_b和ω_b的两倍。假设接收信号以数值形式存在，则从发射机发出的信号分量send b和send ik可用下式表示： ${\mathrm{send}}_b\[n\]=\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({\mathrm{\ωnt}}_S+\mathrm{k\ω}{\left({\mathrm{nt}}_S\right)}^2)-----\left(1\right)$ ${\mathrm{send}}_{\mathrm{ik}}\[n\]=\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({2\mathrm{\ωnt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })-----\left(2\right)$

其中N是在给定的脉冲周期内扫描的总数，n是各个实际扫描的号码，t_s是进行扫描的时间周期的长度，以及nt_s是离散时间，E是能量，θ_inf是初始相位和θ_ik是编码所使用的信息分量的角度，系数k表示以比例VMT产生的频率偏移。

通常，k可以是时间的一种合适的任意函数，具有正值和负值，也可以是0。后者表示其使用恒定发射频率，作为特殊情况考虑。

因为发射机端的基准频率相位是不变的，所以在后面也不起作用，因此公式(1)中相应的值等于0。

由于多普勒的作用，所接收的信号分量empf_b和empf_ik与发射的分量之间是通过一个附加项来区别的： ${\mathrm{empf}}_b\[n\]=\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({\mathrm{\ωnt}}_s+\mathrm{k\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+\mathrm{D\ω}{\mathrm{nt}}_s)-----\left(4\right)$ ${\mathrm{empf}}_{\mathrm{ik}}\left[n\right]=\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos (2\mathrm{\ω}{\mathrm{nt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+D2\mathrm{\ω}{\mathrm{nt}}_s+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })----\left(5\right)$

其中，D是表示多普勒系数，它包含了发射机与接收机(在相对接近时具有正号，在相互远离时为负号)之间的相对速度关系以及在传输介质中信号的传播速度。

上式中带有下划线的项表明，两个信号分量的多普勒作用正好偏离了一个比例系数，该系数也确定了相应发射频率的关系。在以下实例中该比例系数等于2。

因为比例系数是已知的，所以通过多普勒效应而造成的相位偏移的准确数值实际上不再起任何作用。如果对基准分量进行变换，使其得到与待分析的信号分量同样的频率特性曲线，则对于两者可得到精确的等值多普勒偏移。在本例中可从基准分量中通过自乘而产生一个与信息分量多普勒等值基准Rf。通过乘法规则可得到：

                Rf[n]＝empf_b[n]×empf_b[n] $=\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({\mathrm{\ωnt}}_s+\mathrm{k\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{\mathrm{D\ωnt}}_s)\×\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({\mathrm{\ωnt}}_s+\mathrm{k\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{\mathrm{D\ωnt}}_s)$ $=\frac{2E}{N}\frac{1}{2}\[\cos \left(0\right)+\cos ({2\mathrm{\ωnt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{D2\mathrm{\ωnt}}_s)\]$

滤掉不使用的边带以及用系数 标定后，最终得到一个标准的基准信号Rf′，它的相位与公式(5)所示的信息分量的相位不同： ${\mathrm{Rf}}^{\′}\[n\]=\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \[{2\mathrm{\ωnt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{d2\mathrm{\ωnt}}_s\]-----\left(6\right)$

该基准信号可以在一定程度上作为系统内部时钟使用，借助于该时钟可以确定信息分量的相角。

以类似的方式可以从基准分量中推导出所有其它包含在接收信号内的信息分量，它们分别需要相应的基准。所需要的仅仅是多次相乘，必要时也包括滤波。一般当然也可以采用相同的方式转换信息分量，它在以下方式中被认为是有用的，如果与这里所选实例不同，信息分量的频率低于基准分量的频率，或者相对后者具有较小的整数关系的话。在后一种情况下，相同的过程可任意反复用于基准分量和信息分量的每一端，用于构成一对分量，直到两个分量重合为止。但是随着每次相乘，相应频谱内包含的频率分量的数量也倍增，所以必须考虑频道的布置，使成对多普勒补偿装置所需的步骤尽可能少。

一般而言，对于相位编码信号的所有应用必须注意采用合适的方式选择成对多普勒补偿，在信息分量的处理中不得出现信息损失，例如通过多义(不确定)相位而造成的信息损失。

下面对照所述实例说明一种可能性，如上所述的信号处理方法，仅能以简单的方式对信息分量的相位加以确定。为此例如可以将相应的信息分量分解成所属基准信号Rf｀[n]的求积函数，见以下说明。

因为基准信号Rf｀[n]在该例中已经是正弦形式，所以可采用下式描述：

RfC[n]＝Rf｀[n]

对应的正弦求积分量RfS[n]例如可通过构成RfC[n]的一阶导数以及振幅的相应标准化得出。

此时对所述信息分量在基准正弦求积分量上的映射描述如下： $\mathrm{CQ}=\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{empf}}_{\mathrm{ik}}\[n\]\×\mathrm{RfC}\[n\]$ $=\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos ({2\mathrm{\ωnt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{D2\mathrm{\ωnt}}_s+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })\×\sqrt{\frac{2}{N}}\cos ({2\mathrm{\ωnt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{D2\mathrm{\ωnt}}_s)$ $=\frac{2}{N}\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{E}}{2}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })+\frac{2}{N}\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{E}}{2}\cos ({4\mathrm{\ωnt}}_s+k4\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{D4\mathrm{\ωnt}}_s+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })$

其中N1表示相应脉冲的起始，N2表示其结束。

因为在第二个求和式中，函数值在0的上下振荡，所以在和中产生正分量和负分量，所以该项总体上趋向于0，而且没有较大的误差影响： $\mathrm{CQ}\≈\sqrt{E}\·\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })$

相应地，所接收的信息分量在基准正弦求积分量上的映射是： $\mathrm{SQ}=\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{empf}}_{k1}\[n\]\×\mathrm{RfS}\[n\]$ $=-\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{2E}{N}}\cos (2\mathrm{\ω}{\mathrm{nt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+d2{\mathrm{\ω}}_s{n}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })\×\sqrt{\frac{2}{N}}\sin (2\mathrm{\ω}{\mathrm{nt}}_s+k2\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+d2\mathrm{\ω}{n}_{s}t)$ $=-\frac{2}{N}\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{E}}{2}\sin ({4\mathrm{\ωnt}}_s+k4\mathrm{\ω}{\left({\mathrm{nt}}_s\right)}^2+{d4\mathrm{\ωn}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })-\frac{2}{N}\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{E}}{2}\sin (-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}-{\mathrm{\θi}}_{\inf })$ $\≈-\frac{2}{N}\underset{N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{E}}{2}\sin (-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}-{\mathrm{\θ}}_{\inf })=\sqrt{E}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}+{\mathrm{\θ}}_{\inf })$

另外，其中的CQ和SQ表示直角坐标系中一个点的x和y坐标。然后该点与坐标原点之间的连线和横坐标之间形成所求的相位角Θ。该角度可采用合适的算法容易地加以确定。一个代表性的表达式例如是： $\mathrm{\Θ}=\arctan \frac{\mathrm{SQ}}{\mathrm{CQ}}=\arctan \frac{\sqrt{E}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}-{\mathrm{\θ}}_{\inf })}{\sqrt{E}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}-{\mathrm{\θ}}_{\inf })}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}-{\mathrm{\θ}}_{\inf }$

所接收的信息分量的相位此处作为发射波的初始相位和编码相位的差表示，即它在每个脉冲内的相对时间保持不变。为了表示完整，还可使用前面的脉冲和当前脉冲之间的相位差进行编码。如果将脉冲用指数i和i＋1表示，则对于差分相位编码可得到：

Θ^i＋1＝(θ_ik－θ_inf ^i＋1)－(θ_ik－θ_inf ⁱ)＝θ_inf ⁱ－θ_inf ^i＋1

以类似的方式可以对每个时间脉冲以较高的精度确定其它信息分量的相位。这样又可向用户提供相位角的相应精细离散的可能性，所以可提高信息速率。以上所述的相位角确定方法在下面一般称为CS映射。

所述的vDK特别构成权利要求28所述方法的基础。图23再次表示出vDK处理过程中最重要的元件的总体图。该总体图还表示：其中的不同元件还可以以类似的方式用在其它有利的实施例中。

2、频道净化：

所述的频道净化，即KR，包括各个最佳频道应答的识别及其信号分离，同时符号间的交互作用具有最小值。所述的频道净化本身已经部分地包括在多普勒补偿之内，该补偿对于一系列应用已经是足够了。

这里观察作为实例的情况，其中多普勒效应没有起到什么作用，但是接收由于分散的频道应答叠加而受到影响。这种传输条件经常出现在声波通信中，即，与缓慢移动的物体或固定的物体在水下通信，或者它们之间通信。每个这种信号分量均由频道应答的整个频谱代表(参见图5和图17a)。本申请所述的用于信号处理的方法首先必须保证做到符号间的交互作用为最小。

尽管在vMT的结果中分散的频道应答以不同的频率到达接收机，然而在实践中几乎不可能在第一个步骤中即对每个分量从相应的频谱中过滤出最有利的频道应答，因为该频谱大多，非常密集，并且无法确定频率(参见图18)。另外一同工作的带通滤波器也很难以足够的分离度进行设定。但是开始我们已经假设必须能够将基准和信息分量的相应频谱相互分离出来(图17b和17c)。

将基准分量与相应的信息分量相乘后(图17d)可得到两个中频频谱，它们具有不同的高度以及不同的运行速度(图17e)。所能提供的是过滤出相应降低的频带，例如通过一个低通滤波器滤波，用于后续处理。在该分量中，可以降低可能的多普勒效应，而效应在其它频谱分量中则被放大。如果该第二边带没有干扰，例如由于具有足够的计算容量，则也可以同时放大，即可以省掉滤波级。

在下一个处理步骤中，至少将一个留下的频带与一个系统内生成的辅助频率相乘(图17f)，其特性曲线按以下方式选择，使得相乘的结果能够确定第二中频的分量，也就是说该对应的频率在时间上不再变化(图17g)。

各个辅助频率(H1；H2；…；HN)或者可以从发射机和接收机之间确定的规则中产生或在操作中确定的规则中产生，并考虑到信息传输所使用的信号结构，或者该特性曲线在信息传输的过程中所执行的传输频道的测定范围内确定(频道自适应见下文)。

图19表示该级也可通过以下方式达到，即首先从信息分量中仅分离出基准分量。通过适当选择外差频率可以使所处理的信息分量的频率更加稳定(在本例中是第一个信息分量)。

这种处理方法的一个优点是，通过合适的外差频率可以使稳定的中频所需要的分量始终处在一个确定的窗口内，因此通过一个固定滤波器，例如一个低通滤波器可以采用最佳方式过滤出来(图17h)。

图20用一个接近实际的具有许多频道应答的例子表示，根据这样一种稳定的中频频谱尚不能可靠地说明诸如相位的情况，因为这种分散的频道应答在不同的时间可能代表不同的强度。

所以插入了一个第二滤波级，其中在先行的频道自适应过程中(其说明见下文)，对于每个分量设定了用于所有最强频道应答的最佳选择性。图17h中的虚线表示该滤波器的脉冲前沿可以设定得非常陡。其结果是其它信道应答对最佳方式的影响可以减到最小(图17i)。

图21表示的是与实际相近的实例，其结果是一个具有所述选择性的滤波级从图20中的许多尚在波动的信道应答中能够确定一个唯一的选择，并且抑制其它成分的影响。整个与此相关的过程称为具有部分多普勒补偿的频道净化。

参数确定：

经过以上准备并且彻底清除了干扰频道影响的信号分量，可以进行详细的参数分析。其中不仅对振幅，而且对容纳信息的信号成分的相位以最大可能的精度和复原性进行测定。不同的振幅值例如可以采用简单的方法通过阈值开关区分开来。如果为确定相位角，而要执行C-S映射，则可以在必要时人工产生所需的基准振荡(例如其正弦和余弦成分)而进行分量分解。人工产生所需的基准振荡在技术上毫无问题，因为系统知道最后的(曲线尖锐)滤波级的设定，所以承载信息的信号成分的频率是已知的。根据所使用的编码形式，还可以由用户从公知的算法出发，进行最合适的选择和应用。

在以上所述的方式中，所述的KR最好与一种pVMT(参见图5)联合使用。但是与paVMT(参见图15)匹配也毫无问题。在paVMT的情况下，基准分量和信息分量相乘直接产生静态中频，所以不再需要与辅助频率相乘。如果还是需要这样一个中间步骤，例如需将相关的频带移动到一个特定的滤波窗口内，则可容易地通过与一个恒定的辅助频率相乘而做到。但是该情况属于以上说明的发挥范围。

所述的KR原则上适用于所有形式的VMT，其中动态产生的频率变化梯度不等于0。为了使这里所述的变化区别于下述变化，将其称为KR1。这里，本申请所述方法的有利实施例构成了 18的基础。这种基本方法的最重要的因素再次表示在图23中。

以上所述的KR的变化例如可以进行以下改变，所述基准和信息分量首先不进行互乘。在这种情况下，稳定中频的构成直接在一个步骤中通过相应的信号分量分别与一个合适的辅助频率相乘得到。这种方法带来的优点是，稳定中间频率的频谱除了接收分量外，不再含有其它成分。在滤出了对于每个分量而言是最佳的频道应答(频道净化)后，始终还存在以下可能，即，相应的承载信息的信号成分与基准一同进行处理，从而至少部分地实现多普勒补偿，或者类似于vDK中所述的实例，通过承载信息的分量在净化基准信号的余弦和正弦求积分量上的C-S映射而进行相位角的确定。相应的基准频率匹配在必要时或者可以在乘法过程中与一个合适的辅助频率相乘，或者在最后的滤波级结束后通过与一个合适的恒定辅助频率相乘实现。在第二种情况下，基准分量仅需要一次性通过滤波器。

在以上段落所述的改进方案中，可产生另外一个有利的实施例。其简要表示的流程图在总体图(图23)中被称为KR2。

如果多普勒效应根本不起作用，则也可以完全取消基准分量，或者作为附加信息分量使用。此时当然仅能使用KR2。所以，参数的确定必须类比KR1中所述的方法进行。

为了完整起见，此处再次引用开始所述的但没有用附图表示的选择方案，其中，例如在pVMT的范围内稳定中频级也没有事先进行分量分离，仅通过乘法即在顺序的脉冲中得到接收信号。该步骤同样包括一种部分多普勒补偿。在这种情况下的特点是，根据频率的偏移，相应频道的稳定中频的频谱处在分散的但多少是紧密相邻的窗口内。当然所得到的这种变换的效果是一种非常复杂的信号结构。特别是当使用大量的信息频道时，必须小心地避免可能出现的叉积(kreuzprodukte)叠加。为了分离出频道应答，例如可以使用尖锐特性滤波器级。

以下需要再次指出的是，采用所述的滤波器系统仅表述了工作方式的基本原理。在实践中完全可以想象，使用更为复杂的信号处理和信号分析方法，该方法与这里所述的操作步骤相似或者采取其它形式。但是无论如何原理是一样的。

整体解决方案：

首先分别描述完整的多普勒补偿和各种频道净化方法(目前包括部分多普勒补偿)的基本工作原理，并观察一个应用实例，其中的接收不仅受到分散的频道应答影响，而且也受到强烈的多普勒效应的影响。这种与干扰量的组合例如经常使水下移动物体之间的通信难度增大。

对于这种情况例如存在一种解决方案，即，将vDK和KR2相互组合使用：

将基准分量和信息分量分离后，首先如在vDK中所述，以成对方式进行多普勒补偿，其方法是对成对处理的信号分量中的至少一个，必要时也可以是两个，以合适的方式加以变换，使得两者精确地具有同样的频率范围，因而具有相同强度的多普勒负荷。作为选择可将没有使用的边带滤掉，并且将留下的信号成分重新进行标准化。

然后将两个分量分别通过与典型的同一辅助频率(它具有和相关分量一样的升程，但是有少许平行偏移)相乘进行乘法运算，从而产生稳定的中频，随后分别在后面的滤波级中进行频道净化。为此可在必要时为每个分量任意设定曲线尖锐的滤波器。在理想情况下，相应的滤波器设定也可在上述辅助频率的微调中考虑。

作为结果不仅可使信息分量，而且可使基准分别得到彻底净化了符号间交互作用的信号。经过这种“净化”(必要时还包括阈值分析)后便可按照诸如vDK和KR2中所述方法进行参数确定，其中通过用所属基准成对处理相应的信息分量，可实现完全的多普勒补偿。

以上本申请的方法所述的实施例构成了权利要求8所述的有利实施例的基础。它在图23所示的示意图中用Kompl.1表示。

另一种解决方案是将vDK和KR1进行适当的组合(参见图23所示的Kompl.2的简要流程图)：

在这种情况下，也是将基准分量和信息分量分离后，首先以成对方式进行多普勒补偿。然后将两个分量之一通过与一个在此例中为恒定的、由系统内部产生的辅助频率相乘，从而平行偏移一个合适的数值。随后用图17g所示的处理级，将两个成对分量相乘，也就是说，达到稳定的中频水平。然后，此方法接着通过两个滤波级并按照KR1的参数确定而继续进行。

这种第二完整解决方案包括的内容是，通过信息分量在多普勒相同基准上的投影将由于移动而造成的频移影响彻底消除。然而其间也将基准“用尽”。所述的基准也将不再使用了。这种方法的主要优点是，系统内部仅需要分别生成一个恒定的辅助频率，从而使得所要求的稳定中频的边带精确地处在滤波装置的最佳频率窗口内。在最有利的情况下，也可以对所有成对分量使用同一个辅助频率。在原则上也存在以下可能性，使该辅助频率在“净化”之后继续作为相位分析的基准使用。因为在实践中也试图将曲线尖锐的滤波器任意设定到适用于每个信号分量(该分量在本例中已经由相应提供的信息和基准分量的组合表示出来)，所以，对于系统来说，滤波器设定是已知的，能够顺利地在系统内部人工产生精确调谐的基准(包括正弦和余弦求积分量)，如果该基准被用于相位分析的话(参见KR1)。

频道自适应(Kanaltraining)和频道调谐：

通过已经多次提到的频道自适应，可以根据合适的测试信号，首先确保信号结构尽量与对应的传输条件实现最佳匹配和/或至少保证接收机始终能以所要求的规格进行分量分离。如果该条件得到满足，则对于权利要求1所述方法以及对于所有其它包含了频道净化的变化方案而言，必须进行所建议的频道调谐。为此可提供的方案是，发射稍长的无编码信号，该信号在其它情况下已经具有信息传输所需的特性。其中用户可以选择是否同时使用所有的频道，或者是否根据测试信号进行频道调谐，所述测试信号依次包括一个基准分量和一个或多个信息分量。相应的方法当然必须与对应选择出的信号处理方法的变化相适应。接收到的测试信号将通过所有相关方法中设置的处理级，直至形成稳定的中频。在该水平上，对于每个处理的信号分量(或由各个信息和基准分量构成的混合分量)进行能量密度分析，并且要在给定的频谱中进行。对于这种分析例如可以使用FFT。根据处理结果可以分别选择出最合适的频道应答(典型的是能量最大的)，该应答被对应的“曲线尖锐的”滤波器的最佳装置所获得和存储。对所有分量设定了相应的装置之后，便可以开始进行本身的信息传输。滤波的设定可以保持到下一次频道调谐。

特别是在水下声波数据传输中，传输条件经常随时间而不稳定。在这种情况下所提供的方案是，至少让频道调谐在适当的时间间隔内重复，即，曲线尖锐的滤波器的设定定期更新。

将较长的未编码数据用于频道调谐可提供良好的静态可靠性，但是也意味着信息传输会不时地出现短暂的中断。这种中断在必要时是可以避免的。一个有利的选择方案见权利要求23所述的方法。其中在信息传输过程中，运行的、即持续接收的信号平行于本身的信号处理过程或者作为其组成部分执行所述滤波器设定的连续更新，从而进行一种连续的频道调谐。其中适当的方案是，将来自多个脉冲的接收结果纳入处理中。这种选择方案当然对处理系统相应提出了更高的要求。

确定发射机和接收机之间的相对速度：

最后还要简要说明，考虑到发射机和接收机之间的实际距离变化，从接收信号中得出尽可能有帮助的信息。按照以上所述方法进行信号处理的目的是，对于每个信号分量以最佳方式将(发射)参数(包括相位角)复原出来。为此最好对所述分量进行相互处理，将多普勒成分消除。后者也被作为干扰量处理。但是这种多普勒成分包含有多普勒系数D＝v/c形式的信息(参见公式4和5)，该信息虽然与数据传输本身无关，但是可以表示发射机和接收机之间的瞬时相对速度v。所述多普勒系数可以采用合适的信号处理方法来确定。因为信号传播速度c是已知的，可以用频道测定器测量，所以可估算出v，也可以相对精确地计算出v。

下面是一个可能的解决方案的实例说明：

为此可以抽取出任意一个接收分量(比较合适的例如是未编码的基准分量)。如果需要也可再次按照KR2将其减少到一个频道应答。因为发射机所使用的信号结构对于接收机是已知的，并且通过上述方法之一所述的信号分析也可以确定相位，所以可以产生一个系统内部的具有标准振幅的基准信号，该信号的相位和频率特性与对应的接收分量相同，但是未知的多普勒成分例外。将所述接收分量映射到该基准和滤波器(低通滤波器)的正弦和余弦求积分量上后，可分别得到纯粹的多普勒分量，其形式为具有相同振幅的简单正弦和余弦振荡。该反正切函数提供了幅角Dωnt_s，由于ωnt_s是已知的，从而可进行除法D，并且用c与D相乘，最后用v与D相乘(示意性流程图见图23中的多普勒确定法)。

无需额外的测量费用即可得到这种有价值的附加信息对于许多应用无疑是有利的。

此外，应当指出的是，关于多普勒成分的知识对于进一步改善信号处理本身也是有利的。例如可以在KR的范围内在系统内部产生的辅助频率更加精确地匹配各个接收分量的结构，从而在本身的信号分析中以更好和更简单的方式减小有害的多普勒影响。通过组合这些方法，必要时通过其相互结合使用，除了可改善处理效果以外，至少还可以实现方法的最佳化，因为提高了多普勒抵抗力后例如也可以扩展KR1和KR2的使用范围。特别是在接收分量的乘法中可减少无法避免的快速数据增长，必要时取消中间滤波器，使整个处理过程更快。所有对方法核心部分的简化都有利于在线分析。即使多普勒分析首先意味着额外的费用，也会在整体上得到可能的节省，因为信号处理的核心部分可采用更小的硬件和软件容量。

此外，上面所述的对本申请所提供的方法的改进和简化至少在以下情况下可采取简单的方式实现，即关于相应的实际多普勒频移的信息以准备好的形式，例如一个外部测量系统提供的形式使用。

在图24中示出了信号处理单元的基本结构。该基本原理中包括一个滤波器单元，它在本实施例中由两个并联连接的可控滤波器件BPF1和BPF2组成，它们将接收信号分离成基准分量和信息分量。

这两个信号分量然后通过频率变换装置首先进入一个变换器单元，变换器单元由变换器1和变换器2组成，在变换器内以成对方式进行多普勒补偿，接着两个分量通过乘法器1合并，从而以后通过乘法器2，借助一个合适的由一个发生器提供的辅助频率或外差频率变换成静态中频(stehende Zwischenfrenquenz)。

作为抑制干扰成分的装置，在该实施例中首先使用了滤波器LPF1，必要时也可使用第二个滤波器LPF2，它们分别以串联方式设置在乘法器后面，将无用的边带滤掉。然后通过串联的曲线尖锐的滤波器BPF3读出各个最合适的信号分量，该分量随后进入参数分析装置，在本实施例中是一个参数分析模块，在需要时，参数分析模块也可通过一个基准信号发生器加以完善，后者与BRF3相连。

在所述处理单元的终端可输出对应于每个信息分量的用于编码的信号参数。

图25表示在同一装置中使用的频道调谐的基本结构。与图24不同的是，在该实施例中所述信号分量从LPF2出发连接到调谐装置上，其中，FFT单元、频谱分析模块和用标号3表示的处理单元构成了所述的调谐装置。其结果被送入控制模块。该模块为BPF3提供了最佳的滤波器装置。

下面对本申请所述方法和本申请所述系统的其它可能性和用途加以详细描述。

作为另一种选择，在该方法中，当发射机和接收机之间的距离减小时，可以顺利地额外使用其它处在原始频道之间的或者更高的频道，或者转移到较高频率方向上的所有频谱。其中可以利用以下效应，即，通常随着传输距离的减小，干扰的影响也随之减小。所以，发射机和接收机只需要设计出相应较宽的频谱即可，且要具有以下能力，即，其编码可以进行相应的变换。在接收机端可以识别出新进入的频率，其方式是自动的，或者是交替采用一种新的工作方式，从而以某种适当的方式从发射机得知(如利用最后的信息包)。各个声音频道必须有足够大的间隔，使其在相应的传输条件下能够很好地被接收机所区分。相反当距离变大时，通过成比例拉开距离或者取消中间级，可以使整个频谱移动到更低的频率上，或者放弃高频信道(特别也包括干扰影响增加的情况)，以及扩大频道之间间隔。

在本方法的基本变化中规定的频带选择表示的是，声音或频率谐振或者具有最低频率声音的整数倍(谐音)，目的达到最有利的效果。

在使用谐调频率序列时，还可实现对声波传播的非线性效果的利用，并且实现更大距离的信号传输。声波是纵波，其截面交替具有较高的和较低的密度。因为声速与介质的密度相关，所以密度大的部分传播得更快。初始正弦波的边缘将逐级变成非对称的，即正弦波朝着锯齿波的方向逐级发生变形。物理上这意味着能量转移到谐音上。在水中这种效应仅在几公里长的路径之后即可察觉。如果同时发射具有基音的例如一种或多种谐音，则其中包括由于谐调关系通过所述非线性效应产生的低音附加能量。其结果是对其无法进行快速阻尼，使其较长时间保持在背景噪音的水平上，从而达到更大的有效传播距离。因为整个系统的传播距离首先是通过其最高频带确定的，所以总体上可得到更大的发射半径。为此有利的方案是持续地发射基音，并且对基音以及尽可能所有其它音频以高能发射。

由于所述的系统具有较大灵活性，因此，也可以利用传输距离上的其它特性。例如由于水的层状不均匀性经常形成特定的传输通道，它们具有自己的振荡特性。根据相关的固有数值可以方便地激活不同的模式，它们虽然通常具有相对较低的频率，但是传输距离很远。原则上传输系统的频带也可以调谐在该模式上。但是发射机和接收机必须以合适的方式相配。

如果发射机和接收机之间的相对速度很小，使得多普勒效应可以忽略不计，则作为选择可采用上述比例式的FGM，在整个系统中执行统一的频率变化。在这种情况下设定一种“偏移曲线”，或者形象化地称为“旋律”，或者经过分析相应的传输条件后在操作中确定，而且附加计算到所有频道中(参见图4)。该方法被称为平行FGM法。该方法的特点在于，由于平行移动，所有频道始终具有相同的梯度，即同样的漂移速度，从而在理想情况下在所有频谱上实现从干扰分量中最佳地分离出原始信号。通过这种方式变化的方法的优点是，频谱不会随着基准频率的增加而分离。由于较强的集束，谐音不会容易地在频率范围内陷入较小的传播半径而被截断。所以在信息传输的意义上可更好地利用快速高频区。这种平行FGM也许更容易在实践中实现，因为传输系统通常仅能在一个有限的频带内工作，而且并不总是可以采用相应的变换器级。

显然在平行FGM中也必须以某种适当的形式告诉接收机怎样与GT的各个频道相匹配。原则上可以在比例式的FGM和平行的FGM之间进行切换而不会出现任何问题，因为信息频道的频率相对于GT的确定仅意味着在乘法和加法之间的替换。

如果相位跳跃在脉冲过渡中造成了问题，则可使用开始所述的与脉冲相关的调幅。另一种减小干扰影响的方法是，使用编码法，在信息频道中排除以两个顺序脉冲存在的声音。同样的效应也可通过复合实现，例如可通过交替运行偶数和奇数信息频道。除了各种其它参数外也有相应传输频道的、与频率相关的速度特性曲线可通过专门的检测测定，或者在相互通信过程中确定，并且在信号发生时能够而且应当予以考虑，这是显而易见的。

此外还可设想，根据需要以及在特定的传输条件允许时，将基准频道作为附加信息频道使用。

Claims (47)

1、一种信息传输方法，其特征是，首先产生至少一个由一个基准分量(BK)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)组成的信息信号(IS)，并且所述基准分量(BK)和信息分量(I1；I2；…；IN)分别构成用于提供比特模式的离散状态。

2、如权利要求1所述的方法，其特征是，所述至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)随时间改变。

3、如权利要求1或2所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)和信息分量(I1；I2；…IN)之间具有整数或谐调关系。

4、如权利要求1至3中任何一项所述的方法，其特征是，所述的基准分量(BK)作为一个基波(GT)构成，并且所述的信息分量(I1；I2；…；IN)作为一个与所述基波谐调的谐波(HK1；HK2；HK3)构成。

5、如权利要求1至4中任何一项所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)的频率在传输过程中随时间改变。

6、如权利要求5所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)的频率随时间改变是逐级或者连续进行的。

7、如权利要求1至6中任何一项所述的方法，其特征是，对所述信息信号(IS)进行调幅。

8、如权利要求1至7中任何一项所述的方法，其特征是，以一个给定的时钟脉冲生成所述的比特模式。

9、如权利要求8所述的方法，其特征是，所述比特模式在一个时钟脉冲内改变。

10、如权利要求1至9中任何一项所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)的频率和所述信息分量(I1；I2；…；IN)的频率相互成比例地改变或者平行改变。

11、如权利要求1至10中任何一项所述的方法，其特征是，所述比特模式根据频率、振幅、相位角或动态相位特性的变化来确定。

12、如权利要求1至11中任何一项所述的方法，其特征是，所述信息分量(I1；I2；…；IN)的数量根据传输路径而改变。

13、如权利要求1至12中任何一项所述的方法，其特征是，所述信息分量(I1；I2；…；IN)是宽带的。

14、如权利要求1至13中任何一项所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)是作为声波构成的。

15、如权利要求1至14中任何一项所述的方法，其特征是，所述基准分量(BK)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)是作为电磁波构成的。

16、如权利要求1至15中任何一项所述的方法，其特征是，为了对所述信息信号进行处理，在接收后将基准分量(BK)从至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)中分离出来。

17、如权利要求1至16中任何一项所述的方法，其特征是，成对处理所述基准分量(BK)和信息分量(I1；I2；…；IN)。

18、如权利要求16或17所述的方法，其特征是，所述基准分量和信息分量或者成对处理的所述基准分量和信息分量优选通过与辅助频率(H1；H2；…；HN＋X)相乘变换到静态的中频(Z′1；Z′2；…；Z′N＋X)上，所述辅助频率例如具有与对应的信息分量相同的频率特性和/或是恒定的。

19、如权利要求1至15中任何一项所述的方法，其特征是，优选结合频道的比例改变，通过对一个先行脉冲的、在实际时间脉冲中所接收的信号进行成对处理，例如乘法处理，而产生静态中频。

20、如权利要求18或19所述的方法，其特征是，从所述静态的中频(Z′1；Z′2；…；Z′N＋X)中，优选地从滤波装置中选择出一个特定的信息分量作为信号分量，和/或对于一个信息编码，从所述信号分量中确定相关信息参数。

21、如权利要求17至20中任何一项所述的方法，其特征是，所述振幅的重新标定，优选在每次频率变换后进行。

22、如权利要求17至21中任何一项所述的方法，其特征是，以特定的时间间隔插入所谓的通道调谐。

23、如权利要求17至22中任何一项所述的方法，其特征是，通过对所述静态中频的频谱进行适当分析，对相应最有利的接收分量进行连续识别和/或对滤波调整进行更新。

24、如权利要求17至23中任何一项所述的方法，其特征是，所述成对处理是通过乘法实现的。

25、如权利要求24所述的方法，其特征是，确定倍频偏移，并且在产生所述辅助频率时予以考虑。

26、如权利要求24所述的方法，其特征是，所述倍频偏移由系统内部确定。

27、如权利要求17至26中任何一项所述的方法，其特征是，根据内部产生的具有相应匹配频率特性的分量进行所述的成对处理。

28、如权利要求17至20中任何一项所述的方法，其特征是，分别将所述基准分量(BK)转换成一个变换基准分量(BK′)，将至少一个所述信息分量(I1；I2；…；IN)转换成一个变换信息分量(I1′；I2′；…；IN′)。

29、如权利要求28所述的方法，其特征是，根据I1′；I2′；…；IN′在由相应变换的基准分量(BK)产生的正弦或余弦分量上的投影确定与信号编码相关的所述信号参数。

30、如权利要求28或29所述的方法，其特征是，所述基准分量通过适当的变换转换成一个与相应待处理的信息分量多普勒一致的参考分量(RF)，并且发生偏移，使两个分量相乘产生一个频率稳定的信号分量。

31、一种信息传输系统，由一个发射机单元和一个接收机单元组成，在两者之间传输信息信号(IS)，其特征是：

所述发射机单元具有一个装置，用于产生一个基准分量(BK)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)，以完成比特模式准备；

所述接收机单元具有一个装置，用于接收由所述基准分量(BK)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)组成的信息信号(IS)。

32、如权利要求31所述的系统，其特征是，所述的用于产生信号的装置具有一个编码器，至少一个用于产生所述基准分量(BK)和至少一个信息分量的发生器，以及一个用于控制所述发生器和一个混频单元的第一控制模块。

33、如权利要求32所述的系统，其特征是，所述的用于产生信号的装置还具有至少一个调制器，它由所述控制模块进行控制，并对所述发生器产生的分量进行调制，优选进行振幅调制。

34、如权利要求32或33所述的系统，其特征是，所述的用于接收信号的装置具有一个用于识别所述基准分量(BK)的单元，一个第二控制模块，至少一个滤波器单元，以及一个解码器。

35、如权利要求34所述的系统，其特征是，所述的用于识别基准分量(BK)的单元具有一个低通滤波器和一个基音检波器，它们优选串联连接并与所述第二控制模块相连。

36、如权利要求34或35所述的系统，其特征是，所述滤波器单元具有一个可控滤波器和一个可控阈值开关，其中，所述的信息信号(IS)优选在所述识别基准分量的装置之前被取出，并传输给所述的滤波器单元。

37、如权利要求36所述的系统，其特征是，设置一个相位检波器，它位于所述可控滤波器和可控阈值开关之间，并与所述基音检波器相连。

38、如权利要求31至37中任何一项所述的系统，其特征是，为进行信号处理而设置至少一个输入装置，一个处理单元，以及至少一个输出装置，其中所述的处理单元具有一个装置，用于从至少一个基准分量(B1；B2；…；BN)和至少一个信息分量(I1；I2；…；IN)中分离出至少一个信息信号，还具有一个信号变换装置，优选的是一个频率变换装置，以及一个干扰成分抑制装置，以及一个参数分析装置。

39、如权利要求38所述的系统，其特征是，所述的用于分离信息信号的装置具有一个包括控制模块的滤波器单元，它至少含有两个优选采用并联方式连接的滤波器件。

40、如权利要求38或39所述的系统，其特征是，所述的用于频率变换的装置具有至少一个用于产生内部辅助频率的发生器和至少一个乘法器。

41、如权利要求38至40中任何一项所述的系统，其特征是，所述的用于频率变换的装置还具有至少一个用于多普勒补偿的变换器。

42、如权利要求38至41中任何一项所述的系统，其特征是，所述的用于干扰成分抑制的装置同样具有至少一个包括控制模块的滤波器单元。

43、如权利要求38至42中任何一项所述的系统，其特征是，所述的用于干扰成分抑制的装置具有附加的、优选的是可控滤波器，它们分别连接在所述频率变换装置的后面。

44、如权利要求38至43中任何一项所述的系统，其特征是，所述的用于参数分析的装置具有至少一个乘法器和一个分析模块。

45、如权利要求38至44中任何一项所述的系统，其特征是，所述的用于参数分析的装置还具有一个用于产生参考信号的发生器，它与最后一级滤波器的控制模块相连。

46、如权利要求38至45中任何一项所述的系统，其特征是，额外设置一个调谐装置，它优选连接在所述参数分析装置之前，并且所述调谐装置具有一个用于频谱分析的模块，例如一个FFT单元，并且具有一个处理单元，与干扰成分抑制滤波器单元的控制模块相连。

47、如权利要求38至46中任何一项所述的系统，其特征是，额外设置一个多普勒分析模块，它与至少一个辅助频率发生器和/或另一个处理模块相连，用于确定所述发射机单元和接收机单元之间距离变化的速度。

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