ES2244222T3 - Procedimiento para la transmision de informaciones, asi como un sistema adecuado para ello. - Google Patents

Abstract

Procedimiento para la transmisión de información, en el que se genera al menos una señal de información (IS) formada por un componente de referencia (BK) y al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN), en el que - el componente de referencia presenta durante la transmisión una variación de frecuencia, y - el componente de referencia (BK) y el componente de información (I1; I2; ...; IN) conforman respectivamente estados discretos para la preparación de un patrón de bits, caracterizado porque - la variación de frecuencia es continua en el tiempo.

Description

Procedimiento para la transmisión de informaciones, así como un sistema adecuado para ello.

La presente invención se refiere a un procedimiento para la transmisión de informaciones y a un sistema adecuado para ello.

En muchos campos de la técnica se emplean ondas para la transmisión de información. En este caso, se puede tratar, por ejemplo, de ondas electromagnéticas o acústicas, que se propagan o bien en un conductor especial o libremente en un medio de transmisión dado, y de este modo van a parar desde el emisor o desde la unidad emisora al receptor o unidad receptora. En caso de que las dos unidades estén sintonizadas, por ejemplo, a la frecuencia correspondiente, o al intervalo de frecuencias previsto para la transmisión de información, entonces se establece la conexión. Por medio de esta conexión se pueden enviar informaciones de modos diferentes.

Para ello, la información de salida, que puede estar presente como voz, texto, serie de números, música, datos de imágenes u otro tipo de datos, ha de ser convertida o codificada, para poder ser emitida por el emisor en forma de señales de ondas al medio de transmisión. El receptor recibe estas señales, las vuelve a convertir a la forma original, es decir, las descodifica, y entrega la información correspondiente a la información de salida.

Dependiendo de en qué forma está codificada la información en las ondas, se diferencia entre la transmisión de información analógica y la transmisión de información digital.

En la transmisión de información analógica, los valores que se han de transmitir se representan en un espectro continuo sin escalonamiento de estados físicos. Esto ocurre típicamente en forma de una modulación de amplitud, frecuencia y/o fase de las ondas portadoras. Con ello se puede transmitir en un intervalo temporal dado cantidades de información muy grandes.

En la transmisión de información digital, por el contrario, se limita a determinados estados discretos. Por lo que se refiere a la tasa de transmisión, no se produce, sin embargo, en tanto que se usen ondas electromagnéticas, ninguna limitación en la práctica actual, ya que las frecuencias de las ondas portadoras correspondientes son muy elevadas, y se pueden realizar diferentes estados digitales en distancias temporales extremadamente cortas.

En algunos medios de transmisión, como por ejemplo el agua, la transmisión de información por medio de ondas electromagnéticas sólo es posible de modo condicionado, ya que éstas tienen únicamente un alcance limitado. Debido a ello, aquí se ofrece el uso de ondas sonoras para la transmisión de información, que normalmente se pueden propagar a distancias considerablemente mayores. Las ondas sonoras se pueden modular de un modo similar tal y como se describe anteriormente. Estas ondas sonoras, sin embargo, son ondas de presión mecánicas que se diferencian, aparte de la frecuencia claramente menor que tiene un efecto, evidentemente, en la tasa de información que se puede transmitir, también por lo que se refiere a la propagación general. De esta manera, por ejemplo, su velocidad de propagación depende notablemente de las características correspondientes del entorno.

La pluralidad de problemas que pueden aparecer en la transmisión acústica de información se explica brevemente en el ejemplo de la transmisión de señales sonoras bajo agua. En la propagación de ondas sonoras entregadas por un emisor en el espacio, una parte de ellas pueden ser reflejadas, por ejemplo, por la superficie del agua, y/o dependiendo de la profundidad del fondo de las aguas, por diversos objetos, burbujas de aire, partículas en suspensión y también por faltas de homogeneidad por capas en el agua, o bien se pueden curvar en éstas. Los diversos componentes de las ondas sonoras inciden entonces en el receptor, dependiendo de la longitud de recorrido, de las relaciones angulares y de la naturaleza acústica de las superficies límites o de los medios, con diferentes amplitudes y posiciones de fase. Como consecuencia de la interferencia, la señal auténtica, en el punto de recepción, puede estar amplificada, debilitada, distorsionada o completamente eliminada de un modo no previsto, o bien la recepción puede presentar interferencia como consecuencia de la denominada reverberación.

Para explicar la problemática con más detalle, en primer lugar se considera el caso en el que sólo se envía una señal muy breve con una frecuencia determinada, un denominado CWP (Continuous Wave Pulse). En este caso, en la situación mencionada, en el receptor no sólo se puede recibir una señal individual, sino también un grupo completo de pulsos individuales desplazados temporalmente y con intensidades diferentes. Este efecto se denomina "Channel Response". Mientras que en este caso todavía es posible diferenciar en la parte del receptor los pulsos individuales correspondientes, y seleccionar, por ejemplo, el pulso más adecuado como "señal auténtica" (en cuyo caso el resto de pulso, consecuentemente, se pueden captar como "señales interferentes", y se pueden tratar, dado el caso, de modo correspondiente), normalmente ya no es posible realizar una separación de este tipo en la transmisión de un paquete de ondas largo, ya que el receptor recibe una señal suma o compuesta que, ciertamente, sigue teniendo la misma frecuencia que la señal de salida, en la que, sin embargo, la señal auténtica y las señales interferentes están solapadas con sus diferentes amplitudes y posiciones de fase de tal manera que se pueden producir oscilaciones imprevisibles de la amplitud y también de la posición de fase. Este efecto indeseado, que dificulta la evaluación de la señal o que, bajo ciertas circunstancias, también puede hacerla completamente imposible, se designa como "Interacción entre símbolos". En caso de que el emisor y el receptor se muevan de modo relativo entre ellos, pueden añadirse como problema adicional desplazamientos de frecuencia como consecuencia de los efectos Doppler.

La abundancia de estos problemas hace que sea muy difícil la comunicación por debajo del agua, por ejemplo por medio de ultrasonidos entre buceadores y/o vehículos submarinos, y también el control remoto de aparatos submarinos correspondientes. Hasta el momento se ha mostrado como algo sólo practicable de un modo muy limitado, en particular, la transmisión de información analógica. Sin embargo, se ha empleado habitualmente, y se sigue empleando la transmisión de voz, aprovechándose del hecho de que el hombre puede reconocer las palabras que le son conocidas dentro de un contexto también en el caso de una recepción con mucho ruido. Por medio del ejercicio correspondiente, y de la estipulación de un vocabulario limitado, se puede mejorar en cierta medida la tasa de reconocimiento. Sin embargo, este procedimiento no es adecuado para transmitir, por ejemplo, datos de ordenadores u otras informaciones por medio de una máquina. Debido a ello, se busca también en el campo de la transmisión acústica de la información procedimientos digitales adecuados.

Los sistemas digitales técnicos actuales, en especial para su empleo por debajo del agua, se basan en la mayoría de los casos en una transmisión secuencial de señales de audiofrecuencia de una altura constante, que se encuentran en una banda de frecuencias más o menos estrecha. Para conseguir un alcance lo mayor posible, y eliminar también las pérdidas de información por medio de intervalos de frecuencia ciegos acústicamente, en algunas aplicaciones se emite de modo síncrono con una energía elevada en una banda ancha de frecuencias. Independientemente del hecho de que la transmisión se realice en una banda de frecuencias estrecha o ancha, la codificación por medio de "clics" en serie permite sólo una tasa limitada de transmisión de información, lo que dificulta la transmisión de grandes cantidades de información, por ejemplo en la transmisión de imágenes de una cámara submarina, etc., o bien lo ha hecho imposible hasta el momento. Aparte de la energía necesaria, relativamente elevada, que también significa una "contaminación acústica", los sistemas conocidos hasta el momento, relativamente "rígidos", también tienen graves problemas con los efectos Doppler.

A parte de las distorsiones condicionadas por la técnica de transmisión y de las pérdidas, también existen adicionalmente dificultades considerables para procesar las informaciones recibidas en las complejas señales de recepción de manera que se puedan separar o bien eliminar las interferencias contenidas en ellas, y se puedan reconstruir en la parte del receptor los parámetros de la señal usados para la codificación de la información. En el campo de la transmisión de datos, por el momento, sin embargo, no existe ningún procedimiento que pueda solucionar la totalidad de estos problemas suficientemente y de un modo óptimo.

Del documento US-A-5 124 955 se conoce un sistema de comunicaciones submarino con un emisor y un receptor. En este sistema está previsto emitir una pluralidad de señales con una frecuencia específica, respectivamente, en combinaciones que están prefijadas por medio de una matriz de conmutación.

El objetivo de la presente invención es proporcionar un procedimiento o un sistema adecuado para la transmisión de informaciones que haga posible una tasa de transmisión elevada a lo largo de un alcance elevado.

Adicionalmente, se pretende proporcionar un procedimiento o un sistema para la transmisión de información que sea robusto frente a las interferencias descritas anteriormente, y que se pueda adaptar a diferentes condiciones de transmisión.

En particular, se pretende proporcionar un procedimiento o un sistema adecuado para el procesado de señales que sea capaz de aislarlas y analizarlas con una gran selectividad, para excluir del mejor modo posible las interacciones entre símbolos a partir de una pluralidad de respuestas de canal, a ser posible en todo momento, los componentes de las señales con las menores pérdidas de transmisión.

Adicionalmente se pretende proporcionar un procedimiento o un sistema adecuado para el procesado de señales, que en el mismo contexto también garantice la compensación lo más completa posible de efectos Doppler.

Adicionalmente se pretende conseguir por medio de la mejor calidad posible del procesado de señal la condición para un incremento considerable de la tasa de transferencia, y dado el caso, también el alcance, incluso bajo condiciones de transmisión complicadas, como por ejemplo en la comunicación con o entre objetos móviles bajo el agua.

Estos objetivos se alcanzan desde el punto de vista de la técnica de procedimientos con las características de la reivindicación 1, y desde el punto de vista de la técnica de dispositivos con las características de las reivindicaciones 27 ó 38.

En particular, se describe la generación de una señal de información que esté compuesta por al menos dos componentes de la señal, al menos un componente de referencia (BK), que se emite en un canal de frecuencias de referencia, y al menos un componente de información (IK), o bien (I1; I2; ..; IN) que se transmite en un canal de frecuencias de información, de manera que están disponibles varios canales de frecuencia o bien varios componentes. Por medio del uso simultáneo, se pueden transmitir más unidades de información por unidad de tiempo. Adicionalmente, tanto el canal de frecuencias de referencia o los componentes de referencia como el canal de frecuencias de información o los componentes de información proporcionan estados discretos que conforman un patrón de bits. Como diferencia fundamental, por ejemplo, con la radiotecnia convencional, en el procedimiento conforme a la solicitud no se usa ninguna onda portadora de alta frecuencia sobre la que se modulan ondas de frecuencias inferiores. La señal de información generada que es utilizada en este caso para la transmisión de informaciones, representa una onda que está formada por el solapado tanto del canal de frecuencias de referencia como del al menos un canal de frecuencias de
información.

Para la preparación del patrón de bits, en el caso más sencillo, se pueden conectar y desconectar los tonos o los canales de frecuencia de información, evaluándose la presencia o la no presencia de los componentes de frecuencia de la señal como información digital (ON/OFF), es decir, 1 ó 0. De esta manera, sobre cada uno de estos canales de frecuencias de información se puede transmitir un bit. Los componentes de la señal producen conjuntamente un patrón de bits en el que se puede cifrar la información de un modo arbitrario.

Mientras que este caso sencillo se refiere prácticamente a todos los parámetros de la señal de información correspondiente, en los estados ON, sin embargo, también se pueden variar diferentes parámetros de la señal de tal manera que adicionalmente se puedan diferenciar otros estados digitales.

Otras formas de realización ventajosas son objeto de las reivindicaciones subordinadas.

De un modo ventajoso, se genera una secuencia temporal de patrones de bits.

Puede estar previsto que los canales de frecuencias conformen una serie armónica.

En caso de que el canal de frecuencias de referencia esté conformado como tono fundamental o como onda fundamental, y al menos uno de los canales de frecuencias de información esté conformado como tono armónico o como onda armónica respecto al tono fundamental, o bien en caso de que también todos los canales de frecuencias de información estén conformados como tonos armónicos respecto al tono fundamental, entonces las frecuencias o los tonos individuales, o los componentes de la señal, conforman una serie armónica, y con ello un sistema en consonancia. Una particularidad de este sistema conforme a la solicitud viene dada por el hecho de que el tono fundamental con la menor frecuencia, que tiene el mayor alcance, puede ser enviado permanentemente durante la transmisión de información, y con ello conforma prácticamente un puente permanente entre la unidad de emisión y la unidad de recepción. El canal de frecuencias de referencia conformado como tono fundamental sirve en este caso no para la transmisión de información real, sino como una referencia constante para la sintonización del resto de los canales de frecuencias de información, y dado el caso, tal y como se representa posteriormente, para la determinación de las posiciones de fase relativas así como distribuidor de energía en caso del uso de efectos no lineales para incrementar el alcance de todo el sistema de frecuencia. En este punto, sin embargo, se ha de hacer referencia al hecho, fundamentalmente, de que en lugar del tono grave, también se puede usar cualquier otro tono de un espectro de frecuencia prefijado como tono de referencia o tono fundamental, en caso de que éste sea más ventajoso bajo determinadas influencias medioambientales o para una aplicación dada.

Por medio de la determinación de que los canales de frecuencias de información siempre tengan una distancia definida respecto al canal de frecuencias de referencia, se garantiza que la unidad de recepción, que conoce las distancias o los factores de proporcionalidad correspondientes, sólo necesita seguir el canal de frecuencias de referencia conformado como tono fundamental, para, refiriéndose a él, reconocer todos los otros canales de frecuencias de información activos, y poderlos sintonizar en todo momento de modo operativo. Este proceso de sintonización se puede automatizar consiguiendo que el sistema, sin un coste adicional elevado, pueda ser adaptado a las condiciones de transmisión más diferentes. El reconocimiento automático del tono fundamental, y las sintonizaciones autoadaptativas correspondientes de los canales de información por parte de la unidad de recepción, en particular, en la comunicación con o entre objetos móviles, representan una ventaja enorme, ya que con ello se eliminan los problemas ocasionados en los procedimientos convencionales por medio de, por ejemplo, efectos Doppler, cuando se usa, por ejemplo, un sistema de canales de frecuencia armónico.

En caso de que se modifique temporalmente la frecuencia del canal de frecuencias de referencia durante la transmisión, entonces, tomando esto como base, resulta que en el sistema adaptativo, no sólo en la parte del receptor, se puede llevar a cabo un ajuste posterior para la compensación de los desplazamientos de frecuencia condicionados de modo natural (efectos Doppler, etc.). Adicionalmente, ahora también se puede generar por parte de la unidad emisora, de modo completamente intencionado, una modificación temporal regulada del espectro de frecuencias, sin poner en peligro la conexión con el receptor.

Puesto que la modificación temporal de la frecuencia del canal de frecuencias de referencia se realiza de modo continuo, se pueden proporcionar uno o varios gradientes de frecuencia. Este proceso se designa en lo sucesivo como procedimiento de gradiente de frecuencia (FGM). Con este procedimiento se consigue que se eliminen, por ejemplo, las reflexiones o las señales interferentes. La variación de los componentes de referencia o de información a partir del FGM también se designa en lo sucesivo como VMT (transmisión variable de varios canales).

Si la variación de los componentes se realiza siempre de modo proporcional entre ellos, entonces se parte de un pFGM o de una pVMT, mientras que en el caso de una variación de los componentes que se realice de modo paralelo, se parte de un paFGM o de una paVMT.

Por medio del uso del FGM se hace posible un análisis de señales fundamentalmente más selectivo y más fiable que con las técnicas convencionales, en particular que con aquellas técnicas con canales de frecuencias fijos. Puesto que en este caso las frecuencias de trabajo de los canales de frecuencias de información varían continuamente, todos los componentes de señal que inciden en la unidad receptora en un instante determinado por diferentes recorridos de transmisión tienen ahora también frecuencias diferentes. Como consecuencia de estas diferencias de frecuencias, los canales de frecuencias de información auténticos se pueden separar de los componentes interferentes existentes, dado el caso, es decir, las interacciones entre símbolos se pueden eliminar en su mayor parte, cuando no completamente, gracias a lo cual, con ello, en la parte del receptor se puede reconstruir una reproducción unívoca de la señal de información radiada por la unidad emisora.

Puesto que en el FGM la frecuencia del canal de frecuencias de referencia, y de modo síncrono a él, en cierta relación, también de los canales de frecuencias de información, se pueden variar de un modo prácticamente arbitrario, tanto el procedimiento conforme a la solicitud todo el sistema conforme a la solicitud son extraordinariamente flexibles. Por medio de las derivas de frecuencias realizadas de modo intencionado se pueden evitar solapados mutuos de varios sistemas de transmisión, y se dificultan las intercepciones indeseadas, dado el caso.

En caso de que adicionalmente, además de la frecuencia del canal de frecuencias de referencia y del canal de frecuencias de información, se haga uso de otros parámetros de la señal para la generación de un patrón de bits, entonces se puede hacer más compleja la codificación, de un modo sencillo, y la tasa de información se puede incrementar de modo correspondiente.

En caso de que la señal de información se module en amplitud, entonces se pueden fijar instantes en los nodos de oscilación de las amplitudes empleadas para la modulación, en los que, por ejemplo, se puedan modificar los canales individuales de frecuencias de información, sin que se provoque la interferencia denominada "glitching" en la señal de información. Gracias a ello se puede mejorar aún más la calidad de la transmisión.

En caso de que los patrones de bits se generen en un ciclo temporal determinado, entonces también pueden ser descifrados en la parte del receptor de un modo sencillo, con lo que se incrementa la precisión de la transmisión.

En caso de que el patrón de bits se genere dentro de un ciclo temporal, entonces, en particular, se puede usar una primera parte dentro del ciclo temporal para reconocer qué canales de frecuencias de información se usan fundamentalmente para la transmisión de la información, y por ejemplo la parte restante para la generación del patrón de bits mismo. Además, en este caso, la primera parte proporciona adicionalmente al canal de frecuencias de referencia otra referencia, con cuya ayuda se pueden determinar con una gran precisión los parámetros transmitidos de las componentes de señal en la segunda sección del ciclo.

De un modo ventajoso, existe la posibilidad de adaptar la transmisión a diferentes entornos de transmisión y requerimientos del usuario.

Con las medidas de la reivindicación 9 se consigue que se pueda incrementar la tasa de transmisión.

Como consecuencia de la mayor calidad de recepción que se puede alcanzar, en particular, por medio del empleo del FGM, se puede descifrar, en combinación con el encendido y apagado ya descrito de los componentes individuales de la señal, o en su lugar, la información, también en variaciones más finas, de determinados parámetros de la señal o de las combinaciones de parámetros. Puesto que en las señales recibidas, aparte de las frecuencias, ahora también las amplitudes y los ángulos de fase de los componentes de la señal tienen una relación definida más fuerte respecto a la señal generada originariamente, se pueden incluir prácticamente todos los parámetros en la codificación. Esto puede suceder, por ejemplo, por medio de modificaciones escalonadas.

En este caso, una ventaja fundamental del procedimiento viene dada por el hecho de que para la codificación se pueden usar referencias internas de la señal en el sistema de frecuencia dado. Por medio de esta relativización se consigue que el patrón de bits o los símbolos puedan ser identificados ya a partir de uno o dos ciclos recibidos, sin que sea necesaria una referencia adicional a una magnitud de referencia externa.

De este modo, por ejemplo, se pueden fijar los ángulos de fase en forma de la relación actual respectiva en el ciclo temporal dado entre las componentes de información correspondientes y BK. Este procedimiento de codificación se designa como procedimiento de fase-ángulo relativo, abreviado como RPWM. En este procedimiento, la historia anterior ya no juega ningún papel, perdiendo el tiempo exterior su significado para la evaluación de la señal. En su lugar, aparece el tiempo relativo interno del sistema, que por ejemplo se puede leer a partir del tiempo de ciclo momentáneo, por ejemplo del BK, que depende -visto desde fuera- de la frecuencia actual correspondiente. Los ángulos de fase relativos se pueden determinar de un modo sencillo cuando, por ejemplo, en el proceso de evaluación se normalizan en primer lugar todos los componentes de la señal, es decir, los canales de frecuencias de información y el canal de frecuencias de referencia, a una duración de periodo unitaria. Con ello, sin embargo, sólo se ha de poner de manifiesto el principio. Del procesado de señales se conoce una pluralidad de procedimientos de proyección y transformación que pueden ser usados para la determinación del ángulo de fase relativo. Con ello, el usuario tiene una gran libertad para la realización práctica. Para el procedimiento conforme a la solicitud, sin embargo, es fundamental que como resultado del FGM, y en particular del pFGM, se puedan eliminar una pluralidad de efectos interferentes, de manera que también los ángulos de fase relativos se puedan determinar con gran precisión, lo cual puede ser usado para una discretización más fina, es decir, para la diferenciación de más estados digitales, y con ello para incrementar aún más la tasa de información.

Otra variante, por ejemplo, viene dada por el hecho de que la información no se cifre directamente en el ángulo de fase del componente correspondiente referido al BK o al GT como una denominada referencia vertical interna de la señal, sino en la diferencia entre este ángulo de fase y el último ángulo de fase relativo determinado anteriormente del mismo componente, a modo de una denominada referencia horizontal interna de la señal. Este procedimiento se designa como procedimiento de diferencia de fase relativo, abreviado como RPDM. En el RPDM, el primer ciclo de una secuencia de transmisión cerrada en sí sirve exclusivamente como referencia horizontal. Bajo condiciones de transmisión muy complicadas, sin embargo, también puede ser ventajoso emplear el RPDM conjuntamente con el procedimiento según la reivindicación 9. En cambio, en caso de condiciones de transmisión muy desfavorables también puede ser suficiente con utilizar exclusivamente la referencia horizontal interna de la señal para la determinación del ángulo de fase relativo. En este caso, el canal de frecuencias de referencia se puede utilizar así mismo para la codificación de la información. Adicionalmente hay que hacer referencia al hecho de que tanto en el RPWM como en el RPDM, la no presencia de un componente de la señal, o bien el estar por debajo de un valor umbral de amplitud mínimo, puede representar un estado digital adicional.

En caso de que se modifique el número de los canales de información dependiendo del recorrido de transmisión, entonces se consigue que, en particular en el caso de reducción de la distancia entre la unidad de emisión y la unidad de recepción, se puedan usar frecuencias adicionales, típicamente mayores o dispuestas entre los canales existentes hasta el momento, por ejemplo también otras frecuencias resonantes, mientras que en cambio, por otro lado, a distancias muy grandes se usan fundamentalmente intervalos de frecuencia menores. Con esta medida se consigue un aprovechamiento óptimo de la característica de propagación de las señales de ondas, lo cual es especialmente importante, en particular, en el uso de señales sonoras. De esta manera se pueden proporcionar, por ejemplo, en la región por debajo del agua, tasas de bits máximas y/o recorridos de transmisión que hasta ahora sólo se podían lograr con dificultades. Natural-
mente, esta flexibilidad incluye que los ajustes adaptados a condiciones de transmisión específicas también puedan ser declarados como estándar básico, en caso de que con ellos se pueda cubrir bien un régimen de trabajo dado.

Aparte de los estados o proporciones concretos mencionados anteriormente de los parámetros de la señal, en el procedimiento dado, sin embargo, la información también se puede cifrar en su variación temporal momentánea, es decir, en la característica dinámica.

En caso de que los canales de frecuencias de información individuales se diseñen más anchos, o de banda ancha, eso sí, sin solaparse, entonces se consigue la posibilidad de generar un desplazamiento de fase continuo de los componentes correspondientes de la señal, y utilizar éste, por ejemplo, para la codificación de la información. Esta medida se designa como procedimiento de gradiente de fase o procedimiento de velocidad de fase PGM. Las distancias respecto al tono de referencia se refieren entonces típicamente a las líneas características de los valores medios de los canales correspondientes. Durante la transmisión de información se pueden desplazar ahora ligeramente en cada ciclo temporal las frecuencias de los canales de frecuencias de información individuales dentro de un canal dado - típicamente menos del 0,5% del valor teórico actual, o bien se pueden modificar de modo continuo, gracias a lo cual se provoca un desplazamiento de fase continuo de la misma forma o acelerado del canal de frecuencias de información correspondiente respecto al tono fundamental o al canal de frecuencias de referencia. La unidad de recepción no sólo reconoce si en un ciclo temporal dado se ha emitido una frecuencia en el canal correspondiente, sino que también determina -en caso de que exista una frecuencia- los ángulos de fase relativos y/u otros parámetros característicos, que describen su función aproximadamente dependiendo del tiempo de ciclo actual del tono fundamental o bien del canal de frecuencias de referencia. Con ello, aparte de los valores reales de estado o de proporción también se pueden usar sus variaciones temporales para la codificación. De esto resulta una pluralidad de posibilidades de variación y de combinación, que pueden ser usadas para el incremento de la tasa de transmisión de información para una mayor adaptabilidad del sistema de transmisión a diferentes condiciones de empleo, o bien también para una optimización de los dispositivos y sus costes.

Para un manejo o un procesado simplificado de la señal de información, después de la recepción, se separa el componente de referencia de el al menos un componente de información según la reivindicación 14.

Según la reivindicación 15, por medio del procesado en pareja del componente de la señal correspondiente portadora de información con un componente de referencia, o bien con la más adecuada de ellos, se consigue una compensación de los efectos Doppler. Como resultado derivado, este paso de procesado puede ayudar a preparar una estabilización de la frecuencia. En caso del paFGM, este paso puede llevar directamente a la conformación de frecuencias intermedias más estables, es decir, estacionarias.

La variante según la reivindicación 16 garantiza la transformación de los componentes de la señal a frecuencias intermedias estacionarias (Z'1; Z'2; ..., Z'N+X), que se pueden procesar entonces adicionalmente de un modo ventajoso. Una de estas ventajas, por ejemplo, viene dada por el hecho de que las frecuencias intermedias estacionarias (Z'1; Z'2; ..., Z'N+X) se pueden colocar en una ventana de frecuencia óptima para la siguiente etapa de filtrado según la reivindicación 20, que al mismo tiempo también hace posible el empleo de filtros especialmente selectivos.

Al usar un pFGM o una pVMT también existe como alternativa al modo de proceder según las reivindicaciones 13 a 15 la posibilidad de generar frecuencias intermedias sin una separación previa de los componentes de la señal, y sin el empleo de frecuencias heterodinas, por ejemplo, sólo por medio de la multiplicación de la señal recibida en el ciclo temporal actual con la señal de recepción del ciclo precedente. La variante del procesado de señal según la reivindicación 16 se ofrece preferentemente conjuntamente con el empleo de una codificación de fase diferencial.

La variante según la reivindicación 19 tiene como objetivo aislar para cada componente de la señal a partir de los espectros, ahora estables en frecuencia, de las diferentes respuestas del canal, la parte de la señal más indicada, por ejemplo filtrarla, y minimizar en ello las posibles interferencias del resto de partes de la señal. Esto último incluye que en esta acción también se puedan separar los componentes de la señal entre sí, en caso de que esto no haya sido realizado, o no completamente, según la reivindicación 13.

Para esta finalidad se pueden usar, en el caso más sencillo, filtros especiales. Con ello se pueden separar, es decir, eliminar mediante filtrado respectivamente, los componentes no necesarios, respectivamente, es decir, los componentes que no han de ser evaluados. Como resultado, para cada una de los componentes de la señal portadora de información se obtiene un representante definido claro a partir de los cuales se pueden reconstruir del mejor modo posible los parámetros de señal usados para la codificación de la información (por ejemplo la amplitud y/o la posición de fase). También en este caso se trata únicamente de una representación del principio básico. Naturalmente, también se pueden emplear procedimientos más complejos del variado repertorio, conocido de modo general, del procesado de señales, que
por ejemplo también entreguen a parte de la identificación de las partes de la señal, los parámetros correspondientes.

Con la variante según la reivindicación 20 se consigue la ventaja de que para las condiciones de transmisión actuales correspondientes se pueden identificar en todo momento las partes de la señal o las respuestas del canal correspondientes, a partir de las cuales se pueden determinar los parámetros de la señal de modo óptimo, es decir, del mejor modo posible. Normalmente, éstas son las partes de señal de más amplitud, es decir, las de más energía, que también hacen posible la mejor calidad posible de la evaluación de la señal. Por medio de la sintonización del canal, por ejemplo, se pueden determinar los mejores ajustes posibles del filtro, para filtrar del modo más exacto posible los componentes deseados, y suprimir de modo óptimo las interferencias de las otras respuestas de canal, así como de bandas laterales eventuales. Esto último puede contribuir, entre otras cosas, a un mayor radio de recepción y/o también al incremento de la tasa de información. Cuanto mejor y con mayor seguridad se puedan evaluar las señales de recepción, existen más posibilidades de usar escalonamientos más finos o también diferentes combinaciones de variaciones de parámetros para la codificación de la información.

Por medio de la continua actualización de los ajustes de filtrado o bien la continua identificación de los componentes de recepción más adecuados, respectivamente, según la reivindicación 20, se pueden conseguir resultados de recepción óptimos, también bajo condiciones de transmisión que varíen rápidamente, residiendo una ventaja del procedimiento mencionado en el hecho de que para la sintonización del canal no es necesaria ninguna interrupción de la transmisión de información real.

Según la reivindicación 22 se consigue la ventaja de que se optimiza la compensación Doppler.

El procedimiento según la reivindicación 24 se ha de usar preferentemente para el procesado de señales de recepción con una fuerte carga Doppler, en las que cada componente de la señal está representado fundamentalmente sólo por medio de una respuesta de canal.

Otras formas de realización ventajosas de la presente invención son objeto del resto de reivindicaciones subordinadas.

Haciendo referencia a las figuras, se describen de modo más detallado diferentes formas de realización del objeto conforme a la solicitud.

La Fig. 1 muestra la construcción de una señal de información que se puede usar en el procedimiento y en el sistema conforme a la solicitud, compuesta por un canal de frecuencias de referencia y tres canales de frecuencias de información;

La Fig. 2a muestra una señal de información de la Fig. 1 sometida a una modulación de amplitud;

La Fig. 2b muestra una serie de señales de información sincronizadas;

La Fig. 3 muestra una representación esquemática para la codificación de una información;

La Fig. 4 muestra la codificación de la Fig. 3 únicamente con FGM paralelo;

La Fig. 5 muestra el análisis de la señal en el instante ti de un componente interferente adelantado en fase y posterior por medio del FGM proporcional referido a tres canales de frecuencias de información que están en relación armónica entre ellos;

La Fig. 6 muestra el principio básico para la mejora del análisis de la señal por lo que se refiere a las señales interferentes según la Fig. 5 usando una señal de frecuencias de referencia y cuatro canales de frecuencias de información;

La Fig. 7 muestra una representación esquemática del uso de un desplazamiento de frecuencia escalonado para la variación adicional de los canales de frecuencias de información dentro del ciclo temporal, conformando respectivamente la primera mitad del ciclo la referencia horizontal adicional para el RPDM (no se reivindica como objeto de la invención);

La Fig. 8a muestra una representación esquemática de la codificación, si bien sólo con dos escalones de frecuencia (no es reivindicado como objeto de la invención);

La Fig. 8b muestra, a modo de ejemplo, el principio de una codificación de cinco niveles de un canal de frecuencias de información;

Las Fig. 9a y 9b muestran dos gradientes de fase diferentes generados por medio del pPGM;

La Fig. 10 muestra diferentes gradientes de fase, que pueden ser generados por medio del nPGM (parte superior) y del pPGM (parte inferior).

La Fig. 11 muestra una construcción básica de una unidad emisora del sistema conforme a la solicitud.

La Fig. 12 muestra otra construcción básica de una unidad emisora con modulación de amplitud del sistema conforme a la solicitud;

La Fig. 13 muestra una construcción básica esquemática de una unidad de recepción del sistema conforme a la solicitud según una primera forma de realización;

La Fig. 14 muestra otra construcción básica de la unidad de recepción con detección adicional de fase según una segunda forma de realización.

La Fig. 15 muestra el análisis de señal en el instante ti de un componente interferente adelantado en fase y posterior por medio del FGM paralelo respecto a tres canales de frecuencias de información dispuestos en relación armónica entre ellos.

La Fig. 16 muestra algunos ejemplos esquemáticos para distancias de frecuencias adecuadas en diferentes aplicaciones.

La Fig. 17 muestra esquemáticamente una variante básica para la ejecución del procedimiento conforme a la solicitud para el procesado de señal.

La Fig. 18 muestra un ejemplo para la variación temporal de los componentes de frecuencia de una señal de recepción pVMT, formada por un componente de referencia y tres componentes de información en condiciones de transmisión prácticamente ideales (interacciones entre símbolos mínimas).

La Fig. 19 muestra la señal de recepción según la Fig. 18 después del paso del primer componente de la señal portadora de información a una frecuencia intermedia.

La Fig. 20 muestra un ejemplo en el que como consecuencia de respuestas de canal cambiantes, la intensidad de las diversas partes espectrales de un componente de recepción dada puede presentar fluctuaciones temporales considerables.

La Fig. 21 muestra el ejemplo representado ya en la Fig. 20, después del paso de la etapa de filtrado selectiva.

La Fig. 22 muestra de modo esquemático la ejecución de una variante básica del procedimiento conforme a la invención para el que se lleva a cabo una sintonización de canal.

La Fig. 23 muestra una vista esquemática sobre las etapas del procesado más importantes en diferentes formas de realización ventajosas del procedimiento para el procesado de la señal.

La Fig. 24 muestra una construcción básica de un sistema conforme a la solicitud para el procesado de señal de una tercera forma de realización.

La Fig. 25 muestra una construcción básica de un sistema conforme a la solicitud para la sintonización del canal.

En la Fig. 1 se representa cómo la señal de información IS, por ejemplo, está compuesta por un canal de frecuencias de referencia BK conformado como componente de referencia, que en este caso también está conformado como armónico superior GT, y por ejemplo tres canales de frecuencias de información I1, I2, I3, conformados como componentes de información. Los canales de frecuencias de información representados en la Fig. 1 son armónicos superiores HK1, HK2 y HK3 respecto al tono fundamental GT, que conforman la señal por medio de superposición. A partir de esta figura se puede desprender que cada uno de los canales de frecuencias de información puede proporcionar por medio de la presencia o la no presencia una información digital binaria, que es igual a 1 ó 0 (ver también la Fig. 2b).

En la Fig. 2a se representa una modulación de amplitud de la señal de información IS de la Fig. 1, para garantizar por ejemplo al comienzo y al final de un ciclo una transición continua o fluida cuando la señal de información varía por medio de la variación temporal de los canales de frecuencias de información.

Una variación de este tipo se muestra, por ejemplo, en la Fig. 2b, en la que la forma de la señal de información varía de ciclo a ciclo, de manera que, por ejemplo, en la región I hay una señal de información IS que está formada por la superposición del tono fundamental y del segundo y el tercero armónico superior (GT + HK2 + HK3), que en el siguiente ciclo (región II) pasa de modo continuo por medio de la no presencia del segundo y tercer armónico superior únicamente al tono fundamental (GT), para después, en el siguiente ciclo, por medio de la superposición del primer armónico superior con el tono fundamental, mostrar una señal de información modificada que se corresponda con otro patrón de bits codificado (ver región III). De esta manera, en cada uno de estos canales de información, con ello, se puede transmitir un bit por ciclo temporal. En total, a partir de esto resulta para cada ciclo temporal un patrón de bits en el que la información se puede cifrar de un modo arbitrario. En general, con ello, dependiendo del número de los canales de información que están disponibles, y dependiendo del sistema de codificación usado, se puede cifrar, por ejemplo, una letra u otro tipo de símbolo.

En este punto se hace referencia al hecho de que al usar 2, 4, 8, 12, 16 y más canales de información se produce una compatibilidad directa con diferentes procedimientos de uso corriente del procesado electrónico de datos.

En la Fig. 3 se muestra que por ejemplo la palabra "DolphinCom" se puede transmitir en el código ASCII conocido de modo general usando cuatro canales de información. El sistema de frecuencias que conforma la señal de información está formado en este ejemplo ilustrativo por un canal de frecuencias de referencia GT usado como tono fundamental, y cuatro canales de frecuencias de información (I1, I2, I3 e I4) armónicas formados por encima, que son variados temporalmente por medio del FGM proporcional. La codificación se realiza en este ejemplo por medio de un encendido y apagado de los armónicos superiores. Las líneas perpendiculares muestran los ciclos que en este caso tienen siempre la misma longitud. Para cada ciclo se produce un patrón de bits especial que se designa como símbolo. Cada 2 símbolos producen conjuntamente una letra en código ASCII. Se ha representado la palabra "DolphinCom". Fundamentalmente, para el cifrado de la información que se ha de transmitir también se puede usar, sin embargo, cualquier otro código, lo que hace posible para el usuario una libertad máxima para programaciones propias, y hace que el procedimiento sea compatible prácticamente con todos los sistemas informáticos. Tal y como se muestra en la Fig. 3, el canal de frecuencias de referencia se modifica de modo continuo, desplazándose las frecuencias de los cuatro canales de información (I1, I2, I3 e I4) de modo proporcional. En contraposición a esto, la Fig. 4 muestra igualmente cómo la palabra "DolphinCom" se puede transmitir en código ASCII usando cuatro canales de información, modificándose el canal de frecuencias de referencia continuamente, como en la Fig. 4, si bien los canales de frecuencias de información dispuestos en primer lugar, por ejemplo, de modo armónico respecto al canal de frecuencias de referencia, se desplazan en todo momento paralelamente con la modificación del canal de frecuencias de referencia.

En la Fig. 5 está representado cómo se puede llevar a cabo un análisis de señal fundamentalmente más selectivo y más fiable, cuando, por ejemplo, el canal de frecuencias de referencia, por ejemplo, se modifica continuamente en el sentido del FGM. En el ejemplo representado en la Fig. 5 se han seleccionado apoyándose en la Fig. 3, a modo de ejemplo, tres canales de frecuencias de información, en los que, además de la frecuencia de la señal auténtica, en el receptor inciden, respectivamente, una frecuencia adelantada en fase y una frecuencia posterior como señales interferentes, habiéndose escogido el desplazamiento temporal correspondiente idéntico para todos los canales de frecuencias de información. Para poner de manifiesto el principio básico, se ha prescindido de dibujar los ciclos. La línea de corte vertical (partiendo de ti) ilustra que en un instante ti dado, todas las frecuencias de información recibidas son diferentes entre ellas. Sin embargo, es especialmente importante que a partir de estas diferencias de frecuencias puedan ser separadas ahora las frecuencias de la señal auténticas de las frecuencias interferentes, o bien que puedan ser eliminadas en su mayor parte, o incluso completamente, las interacciones entre símbolos. En este contexto es importante que las amplitudes y las posiciones de fase de los componentes de la señal recibidas y "limpiadas" de esta manera tengan una referencia clara al canal de frecuencias de referencia. Al usar el FGM, para la separación de las frecuencias de la señal auténticas de las frecuencias interferentes correspondiente se pueden emplear filtros de frecuencia correspondientes. A partir de la Fig. 5 se puede reconocer claramente que la distancia de la frecuencia de la señal respecto a las frecuencias interferentes se hace mayor cuanto mayor es la pendiente del gradiente de la variación de frecuencia df/dt, es decir, la velocidad de la frecuencia correspondiente. Puesto que en el sistema representado en la Fig. 5 todos los canales de frecuencias de información son modificados en todo momento de modo proporcional entre ellos, para los canales de frecuencias de información superiores se produce un gradiente con una pendiente cada vez mayor, y con ello una separación cada vez mejor de la frecuencia de la señal actual de las frecuencias interferentes.

En la Fig. 6 se muestra este modo de funcionamiento o bien el efecto de modo esquemático para un sistema con un canal de frecuencias de referencia y cuatro canales de frecuencias de información, cada uno de ellos con dos frecuencias interferentes contiguas. La línea a trazos representada en la Fig. 6 simboliza la característica de un filtro empleado habitualmente. Se puede reconocer claramente que incluso con una anchura de ventana constante del filtro para las frecuencias de información más elevadas se consigue una selectividad cada vez mayor. En comparación con los procedimientos habituales, se produce, en total, una resolución claramente mejor. En este caso hay que mencionar, en particular, que con el procedimiento conforme a la solicitud se pueden extraer mejor del ruido sobre todo también los canales de frecuencia de información más elevados, que son los que en todo momento están atenuados con más intensidad en el recorrido de transmisión, y como consecuencia son los que inciden en el receptor con la menor energía. A partir de este comportamiento queda claro que, por ejemplo, en el caso de frecuencias interferentes que estén muy juntas a la frecuencia real de la señal, para una mejor separación se elige de un modo adecuado un gradiente de frecuencias con una pendiente mayor, es decir, se eleva la velocidad de deriva de las frecuencias, mientras que en el caso de mayores pueden ser suficientes los gradientes más planos. Para este tipo de adaptaciones se puede usar, por ejemplo, o bien una paleta preparada de patrones de desplazamiento de frecuencias, o se puede llevar a cabo una adaptación operativa de los gradientes de la variación de frecuencia. Esto último es posible, fácilmente, por ejemplo, cuando las uniones se usan de modo bidireccional, es decir, la unidad emisora también puede recibir, y la unidad receptora también puede emitir. De esta manera, por ejemplo, se pueden llevar a cabo o intercambiar el análisis del comportamiento de respuesta del canal entre la unidad emisora y la unidad receptora, o también se puede llevar a cabo un entrenamiento de patrón correspondiente, en el que se ajusten los gradientes óptimos correspondientes para el desplazamiento de frecuencia. Sin embargo, en caso de condiciones de transmisión estacionarias correspondientemente adecuadas, entre las que las interferencias son despreciables, los gradientes también se pueden hacer cero en el caso límite.

En este contexto hay que indicar que fundamentalmente se ofrece, para la maximización de la tasa de transmisión, el hecho de modificar la frecuencia del ciclo proporcionalmente a la altura de la frecuencia del canal de frecuencias de referencia, ya que en todo momento sólo se requiere un número determinado de periodos de oscilación para analizar toda la señal por lo que se refiere a los componentes individuales contenidas en ella.

En las Fig. 7 y 8 a, b están representadas otras posibilidades, que se producen en particular en una modificación escalonada del canal de frecuencias de referencia (no son reivindicadas como objeto de la invención). Estas posibilidades son una interesante alternativa al FGM, en particular, cuando el desplazamiento temporal entre la frecuencia de la señal y las frecuencias interferentes es suficientemente grande, y está, por ejemplo, en un intervalo de varios milisegundos. En este caso, también se puede alcanzar una buena separación entre las frecuencias de la señal y las frecuencias interferentes por medio del hecho de que todos los canales se desplacen al mismo tiempo de ciclo a ciclo o en escalones saltando varios ciclos por ejemplo a valores de frecuencia mayores o menores, manteniéndose sin embargo, constantes dentro de los escalones. También en este caso, evidentemente, representa una ventaja el hecho de llevar a cabo el desplazamiento de frecuencias en la medida de lo posible de tal manera que las proporciones internas de las señales estén definidas por igual en todos los escalones. Esto se puede conseguir del modo más sencillo por medio de variaciones proporcionales o variaciones paralelas en forma de escalón. Esta alternativa se designa en general como procedimiento de salto de frecuencia o como procedimiento de escalón de frecuencia, abreviado como FSM. A partir de las Figuras 7 y 8 a, b se puede ver claramente cómo, por ejemplo, por medio de la codificación de fase relativa adicional se genera una codificación de varios niveles de cada uno de los canales de frecuencias de información. Para ello, para incrementar la seguridad al comienzo de cada uno de los ciclos en todos los canales de frecuencias de información se envía una señal de referencia, que en la segunda mitad del ciclo sigue la señal codificada correspondiente. Tal y como está representado en las referencias laterales de la Figura 7 y 8a, se puede realizar una diferenciación de 5 estados, respectivamente, en concreto, ninguna señal (0), y cuatro escalones digitales con el RPDM. En total, con ello, se producen para cada ciclo en una señal de información formada por un canal de frecuencias de referencia (BK) y 3 canales de frecuencias de información (HK) 5^{3} = 125 posibilidades de combinación que están disponibles para una codificación.

La Fig. 8b muestra como ejemplo el principio de una codificación de cinco niveles de un canal de frecuencias de información. Los puntos indicados con los símbolos de referencia D1 a D4 son componentes de la señal en las que la amplitud sobrepasa un valor umbral Ao, y se pueden diferenciar de modo digital cuatro ángulos de fase F diferentes o bien cuatro regiones angulares, por ejemplo por medio del RPWM o del RPDM, y el estado D5 contiene el caso en el que las amplitudes de los componentes de la señal sean menores que el valor umbral Ao.

Otro procedimiento para la codificación de la información es, por ejemplo, el procedimiento del gradiente de fase, o también el procedimiento de la velocidad de fase, que se abrevia en lo sucesivo como PGM, y que se ilustra con las Fig. 9a y 9b, así como con la Fig. 10. Las Fig. 9a y 9b muestran el denominado procedimiento de velocidad de fase proporcional (pPGM), representando la Fig. 10 adicionalmente las relaciones en el procedimiento de gradiente de fase no proporcional (nPGM).

El principio que está por encima del PGM se puede explicar de la manera más sencilla a partir de la siguiente configuración de salida.

Tomando un sistema en el que los canales de frecuencias de información conforman en todo momento una serie armónica, es decir, las variaciones de frecuencia sólo se llevan a cabo por medio del FGM proporcional. Se coge un canal de frecuencias de información cualquiera, en el que la frecuencia correspondiente, en este caso, sin embargo, en un intervalo de ciclo dado, no se envía exactamente como armónico superior del GT, sino que está desintonizado hacia arriba o hacia abajo ligeramente (típicamente menos que el 0,5% del valor teórico) respecto a la "frecuencia teórica" correspondiente (ver el dibujo 10, línea superior). Fundamentalmente, en este caso se lleva a cabo un desplazamiento de frecuencia, que sin embargo, es tan pequeño, que en el lado del receptor, sólo a partir del análisis de frecuencia, difícilmente se puede reconocer como modulación, y como consecuencia tampoco se puede interpretar como magnitud de estado digital. Además, la frecuencia se encuentra dentro del intervalo de selectividad del filtro de análisis correspondiente. Dependiendo, sin embargo, de si ahora es algo superior o algo inferior que su valor teórico, en la superposición con el GT resulta la imagen representada en los dibujos 9a ó 9b, en la que el ángulo de fase relativo aumenta o disminuye de modo continuo. La fase de la frecuencia del canal de frecuencias de información se adelanta a la del GT, o permanece retrasada, de modo correspondiente. Con ello, en el ciclo adecuado se genera un gradiente de fase, cuya dirección se puede reconocer ya a simple vista, y se puede determinar del mismo modo sin ningún tipo de problemas. Al evaluar el gradiente de fase referido a la duración momentánea del periodo del GT, se produce en el presente caso un incremento constante. La condición para una característica lineal de este tipo es, sin embargo, que en una variación continua de frecuencia de todo el sistema de frecuencia, se mantengan las proporciones internas, que ahora, sin embargo, pueden variar fácilmente en el intervalo de ciclo dado, es decir, que no se modifique tampoco la resintonización relativa de la frecuencia del canal de frecuencias de información referida al GT. El cumplimiento de esta condición se hace patente por medio de la designación pPGM, en la que la p minúscula significa proporcional. Visto de modo cíclico, en el caso del pPGM se produce un giro uniforme a la derecha o a la izquierda de la fase de la frecuencia de la información respecto a la fase del canal de frecuencias de referencia.

Este efecto se puede utilizar ahora de un modo muy ventajoso para la codificación de información, ya que en el análisis de la señal, el sentido de giro, es decir, la dirección del gradiente de fase, se puede determinar de un modo fundamentalmente más sencillo que, por ejemplo, el valor del desplazamiento de fase. Matemáticamente, esto significa que únicamente se ha de determinar el signo de la primera derivada del desplazamiento de fase relativo entre la frecuencia de la señal de frecuencias de información y el GT, o dicho con otras palabras, si la velocidad de fase relativa es mayor o menos que cero (ver Fig. 10 en la parte superior).

Este proceso se puede usar ahora de modo individual en cada ciclo temporal para cada canal de información. En caso de que se use, por ejemplo, en combinación con el apagado y encendido descrito hasta ahora, se producen para cada canal de información en un ciclo temporal dado, respecto al GT, hasta cuatro estados discretos diferentes: 1. Ninguna señal, 2. Señal con gradiente de fase positivo, 3. Señal con gradiente de fase negativo y 4. Señal sin gradiente de fase, pudiéndose prescindir, dado el caso, en la práctica, del cuarto estado, ya que la codificación cuaternaria contiene de hecho una codificación ternaria de gradiente de fase, que bajo ciertas circunstancias no se puede realizar de un modo tan seguro como la binaria, ya que uno de estos valores digitales se refiere a un valor de velocidad singular (cero). Esta problemática depende, sin embargo, de la calidad de recepción correspondiente, ya que por parte del emisor se pueden generar por regla general todos los gradientes con una elevada precisión. Teóricamente, en cualquier caso, se podría doblar la tasa de información en cada canal en el primer caso respecto al encendido y apagado sencillo, y en la segunda variante se podría incrementar un tercio.

Alternativamente a esto, también se podrían ahorrar, de un modo correspondiente, muchos canales de frecuencias de información, con lo que el espectro de frecuencias, en su conjunto, se puede mantener más estrecho, lo que, del mismo modo, trae más ventajas consigo, que pueden ser usadas opcionalmente. En este caso, los transductores no han de tener un ancho de banda tan elevado, lo que, entre otras cosas, provoca, en el uso de cascadas de transductores, que se puedan ahorrar elementos individuales, o dado el caso, también varios elementos. Esto puede ser ventajoso para, por ejemplo, reducir los costes de los aparatos. Por otro lado, sin cambiar la configuración de los aparatos, se puede hacer uso de la mayor variabilidad y adaptabilidad del sistema que se da ahora. De este modo, opcionalmente, se puede incrementar la tasa de información gracias al hecho de que al prescindir de las frecuencias inferiores se acorten los tiempos del ciclo, mientras que al prescindir de las frecuencias superiores se produce un alcance de transmisión mayor. Con ello hay una pluralidad de buenas razones para pretender una cardinalidad (número de escalones digitales) lo mayor posible, y de este modo elevar la densidad de información en los canales de información.

El pPGM se puede ampliar ahora para que además de la dirección, también se puedan usar para la codificación diferentes incrementos de gradientes de fase lineales, que se pueden generar por medio de resintonizaciones de diferente magnitud de las frecuencias de los canales de frecuencias de información, produciéndose, dependiendo de la discretización alcanzable en el caso concreto, otras posibilidades de combinación y codificación.

Conjuntamente con el FGM, los gradientes de fase positivos o negativos también se pueden generar, sin embargo, por medio de variaciones de frecuencia de este tipo de los canales de frecuencias de información, que no se lleven a cabo de un modo exactamente proporcional a la variación del tono fundamental (ver Fig. 10 en la parte inferior).

Para diferenciarla del pPGM, esta variante se designa como nPGM, en la que la n significa no proporcional. El nPGM se puede realizar aproximadamente de tal manera que la frecuencia del canal de frecuencias de información correspondiente en un intervalo del ciclo dado se modifique de un modo ligeramente más rápido o más lento de lo que ocurre, por ejemplo, en la variante básica del FMG proporcional. Ahora se puede reconocer claramente que las dos variantes del PGM, del modo más favorable, se han de aplicar para series de frecuencias armónicas conjuntamente con el FGM proporcional.

El principio básico del procedimiento alternativo opuesto para la generación de gradientes de fase, con otras palabras, consiste en modificar el FGM proporcional de tal manera que ahora también se pueda generar dentro de cada ciclo para cada componente de la señal, de modo individual, un pequeño gradiente de frecuencia adicional, típicamente lineal. A continuación se produce, a diferencia del pPGM, en la superposición con el GT, en lugar de la deriva de fase lineal, otra característica algo diferente, en concreto, típicamente, una curva cuadrática, que se corresponde con un movimiento angular acelerado cuya dirección y forma, sin embargo, depende de la posición de los valores iniciales y finales de las variaciones de frecuencias correspondientes respecto a la curva de valores teóricas (ver Fig. 10). En el nPGM, ya sólo a partir del signo de la primera y de la segunda derivada de los ángulos de fase relativos como función del tiempo de ciclo del GT, se pueden diferenciar hasta 6 configuraciones. Si se toman ahora las dos variantes conjuntamente, se producen para el PGM, en conjunto, hasta 8 combinaciones diferentes de signos.

También es interesante en el nPGM el hecho de que, dado el caso, además del signo, también se pueden usar ángulos de fase relativos determinados, por ejemplo, la fase de los valores iniciales o finales o de los puntos de corte con la curva de valores teórica en el sentido del RPWM.

En la Fig. 11 está representada la construcción básica de una unidad emisora para la codificación de información. El principio básico presenta una unidad de información que alimenta la información que se ha de codificar a un codificador 3. El codificador cifra la información entregada por la unidad de información en una codificación necesaria correspondiente a los canales de frecuencias compuestos por el canal de frecuencias de referencia y el canal de frecuencias de información, y suministra la información codificada, de modo correspondiente, al medio para la generación de un canal de frecuencias de referencia, y al menos a un canal de frecuencias de información en forma de generadores 5 que son controlados por un módulo de control 7. Los componentes de las ondas generadas por los generadores con una amplitud, frecuencia y fase dadas, se suministran a un mezclador 9, que a su vez, puede ser controlado por el módulo de control 7.

Según esta forma de realización, la señal de información generada en el mezclador, en caso de que sea necesario, es suministrada a un amplificador de potencia 11, que suministra la señal de información de modo correspondiente al convertidor o a la cascada de convertidores adaptados al medio de transmisión.

Según esta forma de realización mostrada, para cada canal de frecuencia está previsto un generador.

La forma de realización representada en la Fig. 12 de una unidad emisora preferida se muestra cuando se ha de llevar a cabo una modulación de amplitud referida a la señal de información. Para ello, antes de que la señal de información descompuesta en componentes individuales referidos al canal de frecuencias de referencia y a los canales de información se suministre al mezclador, se suministra la señal de información por medio de, por ejemplo, un modulador, para cada canal de frecuencias de información bajo el control del módulo de control.

En la Fig. 13 está representada una forma de realización de una unidad receptora del sistema conforme a la solicitud. Un convertidor o una cascada de convertidores adaptados de modo correspondiente al medio de transmisión toma la señal de información entrante, que está representada en la Fig. 13 como señal acústica, y la suministra a un amplificador 23. Por detrás del amplificador está previsto un filtro 25 para la separación y análisis de los canales de frecuencias individuales, y en particular para el filtrado del canal de frecuencias de referencia. La señal que viene del filtro, preferentemente un filtro de paso bajo, es suministrada al detector de la frecuencia de referencia 27, que determina la frecuencia de referencia y la intensidad de recepción. Estos datos son suministrados al módulo de control 29 de la unidad receptora. De modo paralelo a esto, se toma la señal de información antes de su entrada en el filtro de paso bajo 25, y se suministra a los filtros 31 controlables para los canales de frecuencias de información individuales. Las señales que salen del filtro son analizadas en un conmutador de valor umbral 33, y son suministradas a un descodificador 35, que descifra la información existente originariamente.

En la Fig. 14 está representada otra forma de realización que representa detectores de fase adicionales, por ejemplo para los procedimientos de velocidad de fase o para los procedimientos de diferencia de fase proporcionales o no proporcionales. Para el análisis de los componentes de fase, se disponen para ello entre los filtros 31 controlables y los conmutadores de valor umbral 33 controlables los detectores de fase 32, preferentemente de modo correspondiente al número de los canales de frecuencias de información que se han de determinar, tomando como referencia para la determinación de la fase la frecuencia de referencia en el detector del tono fundamental.

Por lo que se refiere a un procesado de señal preferido, se entrará a continuación a partir de las Figuras 15 a 24, de modo detallado, en diferentes formas de realización para el procesado de señal.

El procedimiento conforme a la solicitud contiene dos funciones básicas fundamentales, que se pueden realizar y combinar de diferentes maneras, y dado el caso, también se pueden usar individualmente. Estas funciones básicas se designan como compensación total del efecto Doppler, abreviada como vDK, y como "limpieza de canal", abreviada como KR. Los principios básicos se explican en primer lugar por separado, antes de pasar a continuación a las diversas posibilidades de modificación y de combinación desde el punto de vista de la técnica de procesos.

1. Solución del problema del efecto Doppler

Para la explicación de los principios básicos del vDK se selecciona aquí, en primer lugar, un ejemplo sencillo, en el que el canal de frecuencia más bajo proporciona el componente de referencia, y las frecuencias de los canales de información conforman una serie armónica, es decir, están en una relación de múltiplo entero respecto a la frecuencia de referencia. En caso de que en la parte del emisor se produzca una variación de las frecuencia, entonces se realiza por medio del pVMT. Por parte del receptor, todos los componentes de la señal se separan entre ellos ya en la primera etapa, por ejemplo por medio de una cascada de filtros de paso de banda (BPF). Por cuestiones de simplicidad, también se suponen en primer lugar condiciones de transmisión ideales, de manera que cada componente sólo está formado por una respuesta de canal, y todos los componentes se pueden emitir y recibir aproximadamente con la misma intensidad. Este tipo de condiciones ventajosas se pueden producir, por ejemplo, en la propagación de ondas electromagnéticas en el aire. En este ejemplo se ha de aclarar, en primer lugar, cómo por medio de un procesado adecuado se puede llevar a cabo una compensación Doppler completa.

El problema del efecto Doppler viene dado por el hecho de que como consecuencia de movimientos relativos entre el emisor y el receptor, pueden aparecer desviaciones de frecuencia, que habitualmente no se pueden prever de un modo exacto, ya que, por ejemplo, la velocidad del movimiento relativo no se conoce de una manera exacta. Con ello, tampoco se pueden determinar ya de un modo preciso las posiciones de fase de las señales de información, lo que trae consigo limitaciones considerables para todas las formas de la transmisión de información que usan una codificación de fase. Este problema se puede reducir algo por medio de la codificación de fase diferencial, en la que no se considera el ángulo de fase en sí, sino sólo su variación de ciclo a ciclo, si bien no se puede reducir completamente. Sin embargo, se puede conseguir una compensación del efecto Doppler prácticamente al cien por cien cuando los componentes individuales de información se procesan de un modo adecuado respectiva y conjuntamente con el componente de referencia. Una solución ventajosa contiene una compensación Doppler por parejas, abreviada como pDA, que se puede realizar de diferentes maneras. Una posibilidad sencilla se explica en el siguiente ejemplo de un modo algo más detallado:

A modo de ejemplo para todos los demás, se representa aquí para un ciclo temporal el procesado del primer componente de información, cuya frecuencia fik, y como consecuencia también su velocidad de ángulo \omega_{ik} es el doble de grande que los valores correspondientes f_{b} y \omega_{b} del componente de referencia. Asumiendo que la señal de recepción viene dada en una forma digital, entonces las partes de la señal entregadas por el emisor send b y send ik se pueden representar de la siguiente forma:

\vskip1.000000\baselineskip

(1)send_{b}[n] = \sqrt{\frac{2E}{N}} cos (\omega nt_{s} + k\omega (nt_{s})^{2})

(2)send_{ik}[n] = \sqrt{\frac{2E}{N}} cos (2\omega nts + k \ 2\omega (nts)^{2} + \theta_{ik} + \theta_{inf})

en la que N - designa el número total de muestras en el intervalo de ciclo dado, n - designa el número de la muestra actual, respectivamente, ts - designa la longitud de los intervalos temporales en los que se ha llevado a cabo el muestreo, y como consecuencia nts - designa el tiempo discreto, E la energía, \theta_{ik} - designa la fase de inicio y \theta_{inf} designa el ángulo usado del componente de información para la codificación, y el factor k define la pendiente del desplazamiento de frecuencia generado activo en la VMT proporcional.

En general, k puede ser cualquier función del tiempo adecuada, puede adoptar valores positivos o también negativos, o puede ser igual a cero. Esto último significa que en la observación se incluye el uso de frecuencias de emisión constantes como caso especial.

Puesto que la posición de fase de la frecuencia de referencia en la parte del emisor no se modifica, y en lo sucesivo no va a jugar ningún papel, en la ecuación (1) se ha puesto el valor correspondiente a cero.

Como consecuencia de la admisión Doppler, los componentes de la señal recibidas Empf. b y Empf. ik se diferencian de las emitidas por medio de un componente adicional:

\vskip1.000000\baselineskip

(4)empf_{b}[n] = \sqrt{\frac{2E}{N}} cos(\omega nt_{s} + k\omega(nt_{s})^{2} + \underline{D\omega nt_{s}})

(5)empf_{ik}[n] = \sqrt{\frac{2E}{N}} cos(2\omega nt_{s} + k2\omega(nt_{s})^{2} + \underline{D2\omega nt_{s}} + \theta_{ik} + \theta_{inf})

en la que D - designa el coeficiente Doppler, que contiene la relación de la velocidad relativa entre el emisor y el receptor (con signo positivo en caso de una aproximación recíproca, y con signo negativo en caso de un alejamiento), y la velocidad de la propagación de la señal en el medio de transmisión.

A partir de los diferentes miembros de estas ecuaciones se pone de manifiesto que la admisión Doppler de los dos componentes de la señal se diferencia exactamente en el factor de proporcionalidad, que también define la relación de las frecuencias de emisión correspondiente. En el presente ejemplo, este factor de proporcionalidad es igual a 2.

Puesto que se conoce el factor de proporcionalidad, prácticamente ya no juegan ningún papel los valores exactos de los desplazamientos de fase ocasionados por medio del efecto Doppler. En concreto, cuando el componente de referencia se transforma de tal manera que recibe la misma característica de frecuencia que el componente de información que se ha de analizar, respectivamente, entonces se produce para los dos exactamente el mismo desplazamiento Doppler. En el presente ejemplo, a partir del componente de referencia, por medio de la multiplicación consigo misma se puede generar una referencia Rf de este tipo idéntica con el componente de información Doppler. Según la regla de multiplicación se obtiene lo siguiente:

\newpage

Rf[n] = empf_{b}[n] \times empf_{b}[n]

\hskip0.8cm

= \sqrt{\frac{2E}{N}} \ cos(\omega nt_{s} + k\omega(nt_{s})^{2} + D\omega nt_{s}) \times \sqrt{\frac{2E}{N}} \ cos(\omega nt_{s} + k\omega(nt_{s})^{2} + D\omega nt_{s})

\hskip0.8cm

= \frac{2E}{N} \frac{1}{2} [cos(0) + cos (2\omega nt_{s} + k2\omega(nt_{s})^{2} + D2\omega nt_{s})]

Después del filtrado de la banda lateral necesaria, y del escalado con el factor \surd2N / E, obtenemos finalmente una señal de referencia Rf' normalizada, que se diferencia respecto a la fase del componente de información representada en la ecuación (5):

\vskip1.000000\baselineskip

(6)Rf'[n] = \sqrt{\frac{2}{N}} \ cos[2\omega nt_{s} + k2\omega(nt_{s})^{2} + d2\omega nt_{s}]

Esta señal de referencia, con ello, se puede usar de modo conocido como tiempo interno de la señal, con cuya ayuda se pueden determinar los ángulos de fase de los componentes de la información.

De un modo similar, a partir del componente de referencia también se pueden desarrollar para todo el resto de componentes de información contenidos en la señal de recepción las referencias necesarias respectivas. Ahora se ha de multiplicar, y dado el caso, también filtrar, varias veces. Por regla general, naturalmente, los componentes de información también se pueden convertir de la misma manera, lo cual, por ejemplo, se puede mostrar después útil cuando, al contrario de lo que sucede en el ejemplo aquí seleccionado, las frecuencias de los componentes de información estén por debajo que las del componente de referencia, o cuando estén en una relación de múltiplo entero respecto a éste. En el último caso, se puede usar el mismo proceso de modo individual para cada parte de las parejas que se han de conformar a partir de componentes de referencia y de información el número de veces que sea necesario hasta que los dos componentes estén solapados. Puesto que, sin embargo, con cada multiplicación también se multiplica el número de los componentes de frecuencia contenidos en el espectro correspondiente, se intentará poner el mayor esfuerzo en diseñar los canales de tal manera que sea necesario el menor número posible de etapas para la compensación del efecto Doppler por parejas.

En general, en todas las aplicaciones para señales codificadas en fase, se ha de prestar atención, por lo que se refiere a la elección de un modo de proceder para la compensación por parejas del efecto Doppler, al hecho de que en la manipulación de los componentes de información no se produzca ninguna pérdida de información, por ejemplo por medio de posiciones de fase equívocas (ambiguas).

A continuación, a partir del ejemplo mencionado se explica una posibilidad de cómo, a partir de la preparación de la señal descrita anteriormente, se puede determinar ahora de un modo sencillo la posición de fase del componente de información correspondiente. Para ello, por ejemplo, se puede llevar a cabo una descomposición del componente de información correspondiente en las funciones de cuadratura de la señal de referencia Rf '[n] correspondiente, descrita a continuación.

Puesto que la referencia R f'[n] en este ejemplo ya está en la forma de coseno, podemos escribir:

RfC[n] = Rf '[n]

Las componentes RfS [n] correspondientes en cuadratura seno se pueden obtener entonces, por ejemplo, por medio de la conformación de la primera derivada de RfC [n] y de la normalización correspondiente de las amplitudes.

A continuación escribimos para la proyección del componente de información sobre el componente en cuadratura coseno la referencia:

CQ = \sum\limits^{N2}_{N1} empf_{ik}[n] \times RfC[n]

\hskip0.5cm

= \sum\limits^{N2}_{N1} \sqrt{\frac{2E}{N}} cos (2\omega nt_{s} + k2\omega (nt_{s})^{2} + D2\omega nt_{s} + \theta_{ik} + \theta_{inf}) \times \sqrt{\frac{2}{N}} cos (2\omega nt_{s} + k2\omega (nt_{s})^{2} + D2\omega nt_{s})

\hskip0.5cm

= \frac{2}{N} \sum\limits^{N2}_{N1} \frac{\sqrt{E}}{2} cos (\theta_{ik} + \theta_{inf}) + \frac{2}{N} \sum\limits^{N2}_{N1} \frac{\sqrt{E}}{2} cos (4\omega nt_{s} + k4\omega(nt_{s})^{2} + D4\omega nt_{s} + \theta_{ik} + \theta_{inf})

en la que N1 designa el comienzo y N2 el final del ciclo correspondiente.

Puesto que en el segundo sumando, los valores de la función oscilan alrededor de cero, en la suma se cancelan los componentes positivos y negativos, de manera que este miembro, en conjunto, tiende a cero, y con ello, se puede despreciar sin cometer grandes errores:

CQ \approx \sqrt{E} \ cos(\theta_{ik} + \theta_{inf})

De modo correspondiente, para la proyección del componente de información recibida en el componente en cuadratura seno se obtiene la referencia:

SQ = \sum\limits^{N2}_{N1} empf_{k1} [n] \times RfS[n]

\hskip0.5cm

= - \sum\limits^{N2}_{N1} \sqrt{\frac{2E}{N}} \ cos(2\omega nt_{s} + k2\omega (nt_{s})^{2} + d2\omega_{s}n_{s}t + \theta_{ik} + \theta_{inf}) \times \sqrt{\frac{2}{N}} \ sin(2\omega nt_{s} + k2\omega(nt_{s})^{2} + d2\omega n_{s}t)

\hskip0.5cm

= - \frac{2}{N} \sum\limits^{N2}_{N1} \frac{\sqrt{E}}{2} \ sin(4\omega nt_{s} + k4\omega (nt_{s})^{2} + d4\omega n_{s}t + \theta_{ik} + \theta_{inf}) - \frac{2}{N} \sum\limits^{N2}_{N1} \frac{\sqrt{E}}{2} \sin (-\theta_{ik} - \theta_{inf})

\hskip0.5cm

\approx - \frac{2}{N} \sum\limits^{N2}_{N1} \frac{\sqrt{E}}{2} \ sin (-\theta_{ik} - \theta_{inf}) = \sqrt{E} \ sin(\theta_{ik} + \theta_{inf})

En lo sucesivo se consideran CQ y SQ como las coordenadas en x y en y de un punto en un sistema de coordenadas rectangular. En este caso, la línea de unión entre este punto y el origen de coordenadas y las abscisas encierran el ángulo buscado \theta. Éste puede ser determinado de un modo sencillo con algoritmos adecuados. Una forma de representación visual, por ejemplo, es la siguiente:

\Theta = arctan \ \frac{SQ}{CQ} = arctan \ \frac{\sqrt{E} \ sen(\theta_{ik}- \theta_{inf})}{\sqrt{E} \ cos (\theta_{ik} - \theta_{inf})} = \theta_{ik} - \theta_{inf}

La fase del componente de información recibida se representa, en este caso, como diferencia entre la fase inicial de la onda enviada y la fase de codificación, es decir, que dentro de cada uno de los ciclos es invariable respecto al tiempo. Por razones de integridad se representa el hecho de que también se puede utilizar exactamente igual la diferencia de fase entre el ciclo anterior y el ciclo actual para la codificación. Si se designan los ciclos con el índice i e i+1, entonces, para la codificación de fase diferencial, se obtiene lo siguiente:

\Theta^{i+1} = (\theta_{ik} - \theta_{inf}^{i+1}) - (\theta_{ik} - \theta_{inf}^{i}) = \theta_{inf}^{i} - \theta_{inf}^{i+1}

De un modo análogo, para cada ciclo de temporal también se pueden determinar las posiciones de fase del resto de componentes de información con una elevada precisión. Esto, a su vez, ofrece al usuario la posibilidad de una discretización correspondientemente fina del ángulo de fase, y con ello un incremento de la tasa de información. El procedimiento anteriormente descrito de la determinación del ángulo de fase se designa en general como proyección CS.

La vDK conforma, en particular, la base para el procedimiento según la reivindicación 28. La Fig. 23 ilustra en la vista general, de nuevo, los elementos más importantes del flujo de proceso de la vDK. La vista general muestra, además, que también se pueden usar elementos diferentes a los aquí descritos de un modo similar en otras formas de realización ventajosas.

2. Limpieza del canal

La KR contiene la identificación de la mejor respuesta de canal respectiva, y de su separación, desde el punto de vista de la técnica de señales, minimizando al mismo tiempo las interacciones entre símbolos. Ésta, por su lado, puede incluir ya una compensación parcial del efecto Doppler, que ya puede ser suficiente para una serie de aplicaciones.

Consideramos ahora como ejemplo el caso de que los efectos Doppler no desempeñen ningún papel importante, si bien la recepción se vea perjudicada por medio de la superposición de diferentes respuestas de canal. Este tipo de condiciones de transmisión se dan habitualmente, entre otros casos, en la comunicación acústica con o entre objetos que se mueven lentamente, u objetos estacionarios, por debajo del agua. Cada uno de los componentes de la señal está representado entonces por medio de un espectro completo de respuestas de canal (compárese la representación esquemática en la Fig. 5 y en la Fig. 17a). El procedimiento conforme a la solicitud para el procesado de señales, ante todo, ha de garantizar, que se minimicen las interacciones entre símbolos.

\newpage

Aunque como resultado de la VMT las diversas respuestas de canal inciden en el receptor con diferentes frecuencias, en la práctica apenas es posible filtrar ya en la primera etapa para cada componente la respuesta de canal más adecuada, respectivamente, del espectro correspondiente, ya que éstas, en la mayoría de los casos, están dispuestas muy juntas una junto a otra, y las frecuencias no están fijas (compárese con la Fig. 18). Incluso los filtros de paso de banda móviles sólo se pueden ajustar de un modo suficientemente selectivo con muchas dificultades. Al comienzo, sin embargo, habíamos puesto como condición previa, que había de ser posible separar los espectros correspondientes de los componentes de referencia y de información entre ellos (Fig. 17b y Fig. 17c).

Después de la multiplicación del componente de referencia con el componente de información respectivo (Fig. 17d), se obtienen, respectivamente, dos espectros de frecuencias intermedias, que están dispuestos a diferente altura, y discurren a diferentes velocidades (Fig. 17e). Se ofrece filtrar la banda de frecuencias inferior, por ejemplo, por medio de un filtro de paso bajo para el resto de procesado. En esta parte están reducidos los posibles efectos Doppler, mientras que se amplifican en la otra parte del espectro. En caso de que la segunda banda lateral no moleste, porque, por ejemplo, hay suficiente capacidad de cálculo, también se puede llevar, es decir, se puede ahorrar esta etapa de filtrado.

En el siguiente paso de procesado, la al menos una banda de frecuencias restante se multiplica con una frecuencia auxiliar generada internamente en el sistema (Fig. 17f), cuya característica se elige de tal manera que como resultado de la multiplicación, la parte de las segundas frecuencias intermedias está fija, es decir, estas frecuencias correspondientes ya no varían temporalmente (Fig. 17g).

La característica de la frecuencia auxiliar correspondiente (H1; H2; ... HN) se deriva o bien de la adaptación fijada entre el emisor y el receptor, o de la adaptación acordada operativamente por lo que se refiere a la estructura de la señal usada para la transmisión de la información, o bien se determina en el marco de un sondeo del canal de transmisión llevado a cabo antes de la transmisión de la información (entrenamiento de canal, ver más abajo).

La Fig. 19 ilustra el hecho de que esta etapa también se puede alcanzar cuando en primer lugar sólo el componente de referencia se puede separar de los componentes de información. Por medio de la selección adecuada de la frecuencia heterodina, se puede estabilizar entonces la frecuencia del componente de información previsto para el procesado, respectivamente (en el presente ejemplo, la primera).

Una ventaja de este modo de proceder reside en el hecho de que por medio de frecuencias heterodinas adecuadas, se pueden posicionar las partes deseadas de las frecuencias intermedias estables, en todo momento, en una ventana definida, y con ello, por medio de un filtro fijo, por ejemplo un filtro de paso bajo, se pueden filtrar de un modo óptimo (Fig. 17h).

La Fig. 20 ilustra en un ejemplo cercano a la práctica con una pluralidad de respuestas de canal, que, sin embargo, a partir de un espectro de este tipo de frecuencias intermedias estables, todavía se pueden hacer afirmaciones fiables, por ejemplo, sobre la posición de fase, ya que las diferentes respuestas de canal pueden estar representadas en instantes diferentes con amplitudes diferentes.

Debido a ello, se añade ahora una segunda etapa de filtrado, en la que en el proceso de un entrenamiento de canal previo (ver la descripción más abajo), para cada componente se ha ajustado la mejor selectividad posible para la respuesta de canal con una mayor amplitud en su conjunto. La línea punteada en la Fig. 17h muestra que los flancos de este filtro se han ajustado con una pendiente muy elevada. Como consecuencia de ello se puede minimizar la influencia del resto de respuestas de canal del modo más adecuado posible (ver Fig. 17i).

La Fig. 21 ilustra para el ejemplo cercano a la realidad, que como resultado de un filtrado selectivo de este tipo, de la pluralidad de respuestas de canal que todavía fluctúan en la Fig. 20, se puede realizar una elección unívoca, y se puede eliminar la influencia del resto. El proceso total, descrito en este contexto, se designa como limpieza de canal con compensación parcial de efecto Doppler.

Determinación de parámetros

Los componentes de la señal preparados de esta manera y limpiados en su mayor parte de influencias interferentes del canal pueden ser sometidos ahora a un análisis detallado de los parámetros. En este caso se pueden determinar tanto las amplitudes como también las fases de los componentes de la señal que llevan la información con una precisión y una posibilidad de reproducción lo mayor posible. Los diferentes valores de amplitud se pueden diferenciar de un modo sencillo, por ejemplo, por medio de conmutadores de valor umbral. En caso de que para la determinación del ángulo de fase se haya de llevar a cabo una proyección C-S, entonces, dado el caso, para la descomposición en componentes se pueden generar de un modo artificial oscilaciones de referencia necesarias (por ejemplo sus componentes seno y coseno). Esto último no representa ningún problema desde el punto de vista técnico, ya que para el sistema son conocidos los ajustes de la última etapa de filtrado (selectiva), y con ello las frecuencias de los componentes de la señal que llevan la información. Dependiendo de la forma de codificación usada, sin embargo, también es posible, por parte del usuario, seleccionar y emplear del amplio repertorio de los algoritmos conocidos, el más
adecuado.

En la forma descrita anteriormente, el KR se puede emplear preferentemente conjuntamente con una pVMT (compárese con la Fig. 5). Sin embargo, también se puede adaptar sin problemas a la paVMT (compárese con la Fig. 15). En el caso de la paVMT, la multiplicación de los componentes de referencia y de información lleva directamente a frecuencias intermedias fijas, de manera que, dado el caso, no es necesaria la multiplicación con frecuencias auxiliares. En caso de que, sin embargo, fuera adecuado un paso intermedio de este tipo, por ejemplo para desplazar la banda de frecuencias correspondientes a una ventana de filtrado determinada, entonces esto puede suceder de un modo sencillo por medio de la multiplicación con una frecuencia auxiliar constante, respectivamente. Esto, sin embargo, se encuentra dentro del margen de la descripción anterior.

Con ello, la KR es adecuada fundamentalmente para todas las formas de la VMT en las que el gradiente de la variación de frecuencia generada de modo activo sea diferente de cero. Para diferenciar la variante aquí descrita de las modificaciones posteriores, designaremos ésta con KR1. La forma de realización ventajosa aquí descrita del procedimiento conforme a la solicitud conforma la base de la reivindicación 18. Los elementos más importantes de este procedimiento básico están representados de nuevo en la vista general de la Fig. 23.

La variante descrita anteriormente de la KR se puede modificar, por ejemplo, de tal manera, que el componente de referencia y de información no se multipliquen en primer lugar entre ellos. En este caso, la conformación de frecuencias intermedias estables se lleva a cabo directamente en un paso por medio de la multiplicación de los componentes correspondientes de la señal con una frecuencia auxiliar adecuada, respectivamente. Este modo de proceder trae consigo la ventaja de que los espectros de las frecuencias intermedias estables no tienen más partes que los componentes de recepción. Después del filtrado de la mejor respuesta de canal correspondiente para cada componente (limpieza de canal), sigue existiendo entonces la posibilidad de procesar la parte de la señal que lleva la información con la referencia, para alcanzar al menos una compensación parcial del efecto Doppler, o bien, de modo análogo al ejemplo descrito en la vDK, para llevar a cabo una determinación del ángulo de fase por medio de la proyección C-S del componente que lleva la información en los componentes en cuadratura coseno y seno de la señal de referencia limpiada. La adaptación de frecuencias correspondientes de la referencia, en caso de que sea necesario, se puede realizar a continuación de la multiplicación con una frecuencia auxiliar adecuada, o después de la conclusión de la última etapa de filtrado por medio de la multiplicación con una frecuencia auxiliar constante adecuada, respectivamente. En el segundo caso, el componente de referencia sólo necesita pasar una vez a través de los filtros.

Con las modificaciones descritas en el párrafo anterior, se produce otra forma de realización ventajosa. El diagrama de operaciones simplificado esquemáticamente se ha designado como KR2 en la representación de la vista general (Fig. 23).

En caso de que los efectos Doppler no jueguen absolutamente ningún papel, entonces también se puede prescindir totalmente del componente de referencia, o bien se puede usar como componente de información adicional. En este caso, sólo se puede usar KR2. La determinación de parámetros se debe realizar entonces, de nuevo de modo análogo al modo de proceder descrito en KR1.

Por razones de integridad, se vuelve a hacer referencia aquí a la solución alternativa descrita al comienzo, si bien no representada con una figura, en la que, por ejemplo, en el marco de la pVMT, se puede alcanzar la etapa de las frecuencias intermedias estables también sin una separación previa de los componentes, únicamente por medio de la multiplicación de las señales recibidas en ciclos consecutivos. Este paso contiene así mismo una compensación parcial del efecto Doppler. En este caso, como particularidad, se produce que después de cada desviación de frecuencia, los espectros de las frecuencias intermedias estables de los canales correspondientes se encuentran en ventanas separadas, si bien dispuestas más o menos de modo contiguo una junto a otra. Sin embargo, como resultado de una transformación de este tipo se obtiene una estructura de señal muy compleja. En particular, cuando se usa una pluralidad de canales de información, se ha de prestar atención, con especial cuidado, para evitar eventuales superposiciones de los productos cruzados. Para la separación de las respuestas de canal se puede emplear entonces una cascada de filtros selectivos.

Finalmente, de nuevo se hace referencia al hecho de que con la descripción de los sistemas de filtrado, únicamente se ha ilustrado el principio básico del modo de proceder. En la práctica, se puede pensar perfectamente en emplear procedimientos más complejos del procesado de señales y del análisis de señales , que impliquen los pasos de trabajo aquí descritos de una forma similar o diferente. En cualquier caso, el principio es siempre el mismo.

Soluciones completas

Después de haber descrito por separado las bases, desde el punto de vista de la técnica de procesos, para la compensación total del efecto Doppler, y diferentes variantes de la limpieza de canal (incluyendo en parte una compensación parcial del efecto Doppler), se considera ahora un caso de aplicación en el que la recepción está afectada de modo perjudicial tanto por medio de diversas respuestas de canal como por medio de fuertes efectos Doppler. Una combinación de este tipo de magnitudes interferentes dificulta, por ejemplo, habitualmente, la comunicación con, o entre objetos móviles bajo el agua.

Para este caso, una posibilidad de solución reside, por ejemplo, en el hecho de combinar entre ellas la vDK y la KR2.

Después de la separación de los componentes de referencia y de información, en primer lugar, tal y como se describe en la vDK, se lleva a cabo una compensación Doppler por parejas, transformando para ello al menos uno de los componentes de la señal que se han de considerar en parejas, dado el caso, también ambos, de un modo adecuado, de tal manera que los dos presenten exactamente la misma característica de frecuencia, para que estén afectados con la misma intensidad por el efecto Doppler. Opcionalmente, las bandas laterales que no han sido requeridas se pueden eliminar mediante filtrado, y se pueden volver a normalizar las partes restantes de las señales.

A continuación se multiplican los dos componentes de modo separado por medio de la multiplicación con la misma frecuencia auxiliar, típicamente (que tiene la misma subida que los componentes correspondientes, si bien está desplazada algo paralelamente), convirtiéndolos con esto en frecuencias intermedias estables, y a continuación son sometidas por separado a las etapas de filtrado posteriores para la limpieza de canal. Para ello se pueden ajustar los filtros selectivos, dado el caso, para cada componente. En el caso ideal, también se pueden considerar los ajustes de filtrado correspondientes en la sintonización final de las frecuencias auxiliares mencionadas anteriormente.

Como resultado se obtiene tanto para el componente de información como para el de referencia, respectivamente, una señal limpiada en su mayor parte de las interacciones entre símbolos. Después de esta "limpieza" (dado el caso, incluyendo el análisis del valor umbral), se puede realizar la determinación de los parámetros, por ejemplo, de manera correspondiente al modo de proceder descrito en la vDK o en la KR2, en el que por medio del procesado por parejas del componente de información respectiva con la referencia correspondiente se consigue la compensación Doppler total.

La forma de realización descrita anteriormente del procedimiento conforme a la solicitud conforma la base para la forma de realización ventajosa del procedimiento según la reivindicación 8. En la vista general esquemática de la Fig. 23 se ha designado con el complemento 1.

Otra posibilidad de solución reside en una combinación adecuada de la vDK y de la KR1 (compárese con la representación simplificada del diagrama de operaciones del complemento 2 en la Fig. 23).

También en este caso, después de la separación del componente de referencia y el de información se lleva a cabo en primer lugar la compensación por parejas del efecto Doppler. A continuación, uno de los dos componentes es desplazado a un valor adecuado de modo paralelo por medio de la multiplicación con una frecuencia auxiliar generada en el sistema, que en este caso, sin embargo, es constante. A continuación los dos componentes de la pareja se multiplican entre sí, alcanzándose la etapa de procesado representada en la Fig. 17g, es decir, el plano de las frecuencias intermedias estables. A continuación se continua el procedimiento con las dos etapas de filtrado y la determinación de parámetros según KR1.

Esta segunda solución completa contiene el hecho de que por medio de la proyección del componente de información en la proyección idéntica a la Doppler se eliminan de modo completo las influencias de los desplazamientos de frecuencia causados por medio de los movimientos. Con ello, sin embargo, la referencia está "gastada". Sin embargo, ya no se precisará de ella. Una ventaja fundamental de este modo de proceder viene dada por el hecho de que internamente en el sistema únicamente se necesita generar una frecuencia auxiliar constante para clasificar la banda lateral deseada de las frecuencias intermedias estables de modo exacto en la ventana de frecuencias óptima para el filtrado. En el caso más adecuado, también se podría usar, posiblemente, para todas las parejas de componentes, una única frecuencia de referencia. En principio, existe la posibilidad de usar esta frecuencia auxiliar a continuación de la "limpieza", también como referencia para el análisis de la fase. Puesto que, sin embargo, en la práctica se intentará ajustar los filtros selectivos de modo individual para cada componente de la señal (que en el caso presente representan ya una combinación correspondientemente preparada formada por el componente de información y el de referencia correspondiente), con ello, los ajustes de los filtros serán conocidos para el sistema, y también se pueden generar artificialmente internamente en el sistema, sin problemas, referencias ajustadas de modo exacto a ellos (incluyendo los componentes en cuadratura seno y coseno), en caso de que se requieran para el análisis de fase (compárese con KR1).

Entrenamiento de canal y sintonización de canal

Por medio del entrenamiento de canal, que ya ha sido mencionado en múltiples ocasiones, a partir de señales de prueba adecuadas se ha de garantizar, en primer lugar, que la estructura de la señal esté adaptada del modo más óptimo posible a las condiciones de transmisión correspondientes y/o que al menos se garantice que el receptor siempre pueda llevar a cabo la separación de componentes en la medida requerida. Una vez está cumplida esta condición, se puede llevar a cabo la sintonización de canal, que se ha de recomendar en cualquier caso para el procedimiento según la reivindicación 1 así como para todas las demás variantes que contienen una limpieza de canal. Para ello, se ofrece el hecho de emitir señales algo más largas sin codificación que, por lo demás, posean ya la característica prevista para la transmisión de información. En este caso, se queda al arbitrio del usuario si todos los canales de frecuencia se usan a la vez, o si la sintonización de canal se lleva a cabo a partir de señales de prueba que reciben una tras otra, respectivamente, un componente de referencia y uno o varios componente(s) de información. El modo de proceder respectivo ha de estar adaptado, naturalmente, a la variante elegida correspondiente del procedimiento de procesado de señal. Las señales de prueba recibidas pasan ahora por todas las etapas de procesado previstas en la variante correspondiente hasta la conformación de las frecuencias intermedias estables. En este plano, para cada uno de los componentes de la señal previstos para la evaluación (o bien para el componente de mezcla conformado a partir del componente de información y el de referencia correspondiente), se lleva a cabo de modo individual un análisis de la distribución de la densidad de energía en el espectro de frecuencias dado. Para un análisis de este tipo se puede usar, por ejemplo, una FFT. A partir de este resultado de la evaluación se elige entonces la respuesta de canal más adecuada (típicamente la que tiene más energía), para la que se lleva a cabo y se almacena ahora el mejor ajuste posible del filtro "selectivo". Después de que se han fijado los ajustes correspondientes para todos los componentes, puede comenzar la transmisión de información auténtica. Los ajustes de filtrado se mantienen entonces hasta la siguiente sintonización de canal.

En particular, en la transmisión de datos acústica bajo el agua, las condiciones de transmisión habitualmente no son estables temporalmente. En estos casos, se ofrece el hecho de repetir al menos una sintonización de canal en intervalos adecuados, es decir, actualizar regularmente los ajustes del filtro selectivo.

El uso de señales no codificadas más largas para la sintonización de canal ofrece una buena seguridad estadística, si bien significa que en el medio tiempo se ha de interrumpir brevemente la transmisión de información. Este tipo de interrupciones, sin embargo, se pueden evitar, dado el caso. El procedimiento según la reivindicación 23 ofrece una alternativa ventajosa. En este caso, durante la transmisión de información se lleva a cabo de modo operativo, es decir, a partir de las señales que se reciben continuamente, en paralelo al proceso de procesado de señal auténtico o como parte constituyente del mismo, una actualización continuada de los denominados ajustes de filtrado, y con ello una sintonización continuada del canal. Para ello es adecuado integrar los resultados de recepción de varios ciclos en la evaluación. Una solución alternativa de este tipo, naturalmente, impone unos requisitos correspondientemente elevados al sistema de evaluación.

Determinación de la velocidad relativa entre el emisor y el receptor

Finalmente se expone brevemente el hecho de que a partir de la señal de recepción se puede derivar una afirmación que posiblemente puede resultar de ayuda referida a la variación actual de la distancia entre el emisor y el receptor. El procesado de señal según el procedimiento anteriormente descrito intenta reconstruir para cada componente de la señal, del mejor modo posible, los parámetros (de emisión) (entre otros, el ángulo de fase). Para ello es adecuado procesar los componentes entre sí de tal manera que se eliminen las partes Doppler. Éstas últimas se tratan como magnitudes perturbadoras. Estas partes Doppler, sin embargo, contienen en forma del coeficiente Doppler D = v/c (compárese con las ecuaciones 4 y 5), una información que, si bien no tiene nada que ver con la transmisión de datos real, puede ofrecer, sin embargo, información sobre la velocidad relativa momentánea entre el emisor y el receptor v. El coeficiente Doppler se puede determinar por medio de procedimientos adecuados del procesado de señal. Puesto que la velocidad de la propagación de la señal c se conoce aproximadamente, o bien se puede medir en el marco del sondeo del canal, v se puede estimar, o bien también se puede determinar de un modo relativamente
preciso.

A título de ejemplo se describe aquí de modo esquemático una posible solución:

Para ello se puede tomar cualquier componente de recepción (de un modo adecuado, por ejemplo, el componente de referencia que no está codificado). En caso de que sea necesario, éste se puede reducir de nuevo, adicionalmente, de modo correspondiente a KR2, a una respuesta de canal. Puesto que para el receptor es conocida la estructura de la señal usada por el emisor, y también se puede determinar la posición de fase por medio del análisis de la señal según uno de los procedimientos mencionados anteriormente, se puede generar ahora internamente en el sistema una señal de referencia normalizada en amplitud, que sea igual, por lo que se refiere a su posición de fase y a su característica de frecuencia -con la excepción de la parte Doppler, que no se conoce- al componente de recepción correspondiente. Después de la proyección del componente de recepción a los componentes en cuadratura seno y coseno de esta referencia, y del filtrado (LPF), se obtiene, respectivamente, la parte puramente Doppler en forma de oscilaciones sencillas seno y coseno de la misma amplitud. La función arco tangente proporciona el argumento D\omegant_{s}. Puesto que \omegant_{s} es conocido, la división da D, y D multiplicado con c, finalmente, da v. (Para el diagrama de operaciones esquematizado, ver la etapa Doppler en la Fig. 23).

Debería ser ventajoso para muchas aplicaciones poder recibir esta valiosa información adicional sin un coste de medición adicional.

Adicionalmente se hace referencia al hecho de que el conocimiento de las partes Doppler también puede contribuir a la mejora adicional del procesado de señal real. De este modo, por ejemplo, las frecuencias auxiliares generadas internamente en el sistema en el marco de la KR se pueden adaptar de un modo más preciso a la estructura de los componentes de recepción correspondientes, y de este modo se pueden reducir las influencias Doppler indeseadas en el análisis real de las señales de un modo todavía mejor o de una manera más sencilla. Por medio de la integración de este tipo de medidas, dado el caso, también por medio de su uso iterativo, además de una mejora de los resultados de evaluación, también se puede conseguir, al menos temporalmente, una optimización del procedimiento, ya que con el incremento de la resistencia al efecto Doppler también se amplían los campos de aplicación posibles, por ejemplo, de KR1 y de KR2. Con ello se puede reducir el rápido crecimiento de datos inevitable, en particular, en la multiplicación de los componentes de recepción entre sí, y dado el caso, se puede prescindir de los filtros intermedios, y se puede acelerar el proceso en su conjunto. Todas las simplificaciones en el núcleo del procedimiento van a favor de la evaluación en línea. Incluso si la evaluación del efecto Doppler significa en primera instancia un coste adicional, se pueden producir posiblemente en su conjunto ahorros, ya que las rutinas del núcleo del procesado de señal se pueden llevar a cabo entonces, dado el caso, con una capacidad de hardware y software más reducida.

Adicionalmente, las mejoras y las simplificaciones mencionadas en último lugar del procedimiento conforme a la solicitud se pueden realizar, al menos temporalmente, de un modo sencillo también cuando la información sobre el desplazamiento Doppler actual correspondiente se proporcione en una forma ya preparada, por ejemplo por parte de un sistema de medición externo.

En la Fig. 24 está representada la construcción básica de una unidad de procesado de señal. El principio básico presenta una unidad de filtrado, que en esta forma de realización está formada por dos elementos de filtrado BPF1 y BPF2 controlables conectados en paralelo, que dividen la señal de recepción en el componente de referencia y de información.

Estas dos partes de la señal son suministradas entonces, conforme al medio para la conversión de frecuencias, en primer lugar, a una unidad de conversión formada por un convertidor 1 y un convertidor 2, en la que se lleva a cabo una compensación por parejas del efecto Doppler, antes de que se unan entonces las dos partes por medio del multiplicador 1, para a continuación, por medio del multiplicador 2, ser llevadas mediante una frecuencia auxiliar o heterodina adecuada proporcionada por un generador a frecuencias intermedias estacionarias.

Como medios para eliminar las partes interferentes, en esta forma de realización, en primer lugar, sirven el filtro LPF1 y, dado el caso, también un segundo filtro LPF2, que están conectados respectivamente en serie después de los multiplicadores, y eliminan mediante filtrado las bandas laterales no requeridas. A continuación se realiza por medio del filtro BPF3 selectivo conectado en serie la lectura de la parte de la señal más adecuada, que a continuación es enviada al medio para el análisis de los parámetros, en esta forma de realización, un módulo para el análisis de los parámetros. En caso de que sea necesario, el módulo para el análisis de los parámetros se puede complementar por medio de un generador para señales de referencia, que esté unido con BRF3.

En el extremo de la unidad de procesado se entregan entonces para cada componente de información los parámetros de la señal usados para la codificación.

La Fig. 25 muestra una construcción básica para la sintonización del canal que se ha de emplear de modo ventajoso en el mismo contexto. A diferencia de la Fig. 24, en esta forma de realización, los componentes de la señal se conducen a continuación del LPF2 al medio para la sintonización, en el que en este caso, una unidad FFT conforma el módulo para el análisis de los espectros de frecuencias, y la unidad designada con el número 3 conforma la unidad de evaluación. El resultado se proporciona entonces al módulo de control que lleva a cabo los ajustes de filtrados óptimos correspondientes para BPF3.

A continuación se describen de modo detallado otras posibilidades y/o aplicaciones del procedimiento conforme a la invención y del sistema conforme a la invención.

Como otra opción, en este procedimiento, al reducir la distancia entre el emisor y el receptor, también se pueden usar sin problemas otros canales de frecuencias que estén entre los canales de frecuencias originales, o también canales de frecuencias superiores, o bien se puede desplazar todo el espectro hacia frecuencias superiores. En este caso se puede hacer uso del efecto de que al reducir la distancia de transmisión, normalmente también descienden las influencias interferentes. Para ello, el emisor y el receptor sólo han de estar diseñados para un espectro de frecuencias correspondientemente ancho, y han de estar equipados con la capacidad de poder reajustar también sus codificadores de modo correspondiente. Por parte del receptor, el reconocimiento de nuevas frecuencias que se puedan producir eventualmente se puede realizar o bien de un modo automático, o bien se le es comunicado el cambio a un número régimen de trabajo por parte del emisor de un modo adecuado (por ejemplo, con el último paquete de información). Los canales de sonido individuales, sin embargo, han de estar separados lo suficiente, de manera que bajo las condiciones de transmisión correspondientes puedan ser bien diferenciados por parte del receptor. De modo recíproco, el aumento de la distancia puede hacer necesario un desplazamiento de todo el espectro a frecuencias inferiores o el abandono de los canales superiores o bien también (en particular en el caso de influencias interferentes crecientes) un aumento de las distancias entre los canales por medio de una separación o un salto de etapas intermedias.

La elección prevista en la variante básica del procedimiento de las bandas de frecuencias de tal manera que los tonos y las frecuencias estén en consonancia, o sean un múltiplo entero (armónico superior) del tono con la frecuencia más pequeña tiene como objetivo la consecución de una constelación más adecuada desde el punto de vista energé-
tico.

Al utilizar series de frecuencias armónicas se produce además la posibilidad de usar efectos no lineales en la propagación del sonido, y de esta manera alcanzar una transmisión de señal a mayores distancias. Las ondas sonoras son ondas longitudinales, en las que se alternan las secciones con mayor y menor densidad. Puesto que la velocidad del sonido, sin embargo, depende, entre otras cosas, de la densidad del medio, las partes comprimidas se propagan más rápidamente. Los flancos de una oscilación sinusoidal original se van haciendo poco a poco asimétricos, es decir, la oscilación sinusoidal se deforma más y más hacia una onda en diente de sierra, aproximadamente. Esto significa, físicamente, una transferencia de energía a los armónicos superiores. En el agua se puede detectar este efecto por primera vez después de algunos kilómetros de longitud de onda. En caso de que se envíen simultáneamente con el tono fundamental, por ejemplo, uno o más armónicos superiores, entonces estos reciben como consecuencia de la relación armónica, por medio de los efectos no lineales mencionados, energía adicional de los tonos inferiores, respectivamente. Como consecuencia de ello, no se atenúan tan rápidamente, permanecen más tiempo sobre el nivel del ruido de fondo, y consiguen con ello un mayor alcance útil. Puesto que el alcance del sistema en su conjunto está determinado fundamentalmente por el alcance de la banda de frecuencias superior, se obtiene un mayor radio de emisión en su conjunto. Para ello es adecuado enviar permanentemente el tono fundamental, y mandar con una elevada energía tanto éste como también, siempre que sea posible, todos los demás tonos.

Como consecuencia de la elevada variabilidad del sistema, también pueden ser usadas posiblemente otras características del recorrido de transmisión. Habitualmente, por ejemplo, como consecuencia de las no homogeneidades por capas del agua, se conforman determinados canales de transmisión que poseen un comportamiento de oscilación propio. Dependiendo de los valores propios correspondientes, se pueden excitar aquí de un modo sencillo diferentes modos que, si bien por norma general tienen frecuencias relativamente más reducidas, tienen en compensación un alcance muy elevado. En principio, existe la posibilidad de adaptar las bandas de frecuencia del sistema de transmisión a estos modos. Adicionalmente, el emisor y el receptor, sin embargo, se han de comunicar de una manera adecuada.

En caso de que la velocidad relativa entre el emisor y el receptor sea tan reducida que los efectos Doppler sean despreciables, entonces alternativamente a los FGM proporcionales mencionados anteriormente, también se pueden llevar a cabo modificaciones de frecuencia adecuadas, únicas para todo el sistema. En este caso, de modo conocido, se prefija o se determina de modo operativo después del análisis de las condiciones de transmisión correspondientes una "curva de offset", o hablando de modo gráfico, una "melodía", y se añade de modo aditivo a todos los canales de frecuencia (compárese con la Fig. 4). Este procedimiento se designa como FGM paralelo. La particularidad de este procedimiento reside en el hecho de que como consecuencia del desplazamiento paralelo, se produce para todos los canales de frecuencia en todo momento el mismo gradiente, es decir, la misma velocidad de deriva, pudiéndose alcanzar en el caso ideal a lo largo de todo el espectro una separación óptima de las señales reales de las componentes interferentes. El procedimiento modificado de esta manera tiene además la ventaja de que el espectro de frecuencias no se extiende al elevarse la frecuencia de referencia. Como consecuencia de la fuerte concentración, los tonos superiores no quedan expuestos tan fácilmente al peligro de ir a parar a intervalos de frecuencia con un radio de propagación demasiado reducido, y ser cortados como consecuencia de ello. De este modo, se pueden aprovechar mejor los intervalos de frecuencia superiores más rápidos en el sentido de la transmisión de información. El FGM paralelo, tal vez, también se puede realizar de una manera más sencilla desde el punto de vista práctico, ya que habitualmente los transductores sólo pueden trabajar en una banda de frecuencias limitada, y del mismo modo, no siempre es posible el uso de cascadas de convertidores correspondientes.

Naturalmente, en el FGM paralelo también se ha de comunicar al receptor en una forma adecuada de qué modo ha de sintonizar los canales de frecuencia individuales referidos al GT. En principio, sin embargo, la conmutación entre el FGM proporcional y el FGM paralelo no tendría que ser ningún problema, ya que esto, por lo que se refiere a la determinación de las frecuencias de los canales de frecuencias de información referidas al GT, únicamente comprende un cambio entre la multiplicación y la adición.

En caso de que los saltos de fase generen problemas en las transiciones de ciclos, entonces se puede usar la modulación de amplitud referida al ciclo descrita al comienzo. Otro procedimiento para la minimización de las influencias interferentes viene dado por el hecho de usar un procedimiento de codificación que descarte la presencia en los canales de información de un tono en dos ciclos consecutivos. También se puede alcanzar el mismo efecto por medio de la multiplexación, por ejemplo, por medio del funcionamiento alternativo de los canales de información pares e impares. Se da por sobreentendido que además de otros parámetros diversos, también se puede determinar la característica de velocidad del canal de transmisión correspondiente por medio de sondeos especiales o en el proceso de la comunicación recíproca, y se puede, y también se debe, tener en cuenta en la generación de señales.

Adicionalmente, se puede pensar que el canal de frecuencias de referencia, en caso de que sea necesario, y en tanto que lo permitan las condiciones de transmisión especiales, se use como canal de información adicional.

Claims (38)

1. Procedimiento para la transmisión de información, en el que se genera al menos una señal de información (IS) formada por un componente de referencia (BK) y al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN), en el que

-

el componente de referencia presenta durante la transmisión una variación de frecuencia, y

-

el componente de referencia (BK) y el componente de información (I1; I2; ...; IN) conforman respectivamente estados discretos para la preparación de un patrón de bits, caracterizado porque

-

la variación de frecuencia es continua en el tiempo.

2. Procedimiento según la reivindicación 1, en el que tanto el al menos un componente de referencia como el al menos un componente de información presentan durante la transmisión una variación de frecuencia continua en el tiempo, y entre los componentes de referencia y los componentes de información está fijada una distancia entre frecuencias definida.

3. Procedimiento según la reivindicación 2, en el que la distancia entre frecuencias es constante en el tiempo o bien puede variar proporcionalmente al tiempo.

4. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 3, en el que la frecuencia de al menos un componente aumenta de modo continuado en un intervalo de transmisión.

5. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 4, en el que la frecuencia de al menos un componente disminuye de modo continuado en un intervalo de transmisión.

6. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 5, en el que se superponen los intervalos en los que son variadas las frecuencias, es decir, las bandas de frecuencia de dos o más componentes.

7. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 6, en el que al menos uno de los componentes, como el componente de referencia (BK) o el componente de información (I1; I2; ..; IN) se encuentra en una banda de frecuencias separada.

8. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 7, en el que el patrón de bits se fija por medio de la variación de la frecuencia, de la amplitud del ángulo de fase, o de la característica dinámica de fase en un ciclo temporal dado.

9. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 8, en el que el patrón de bits varía dentro de un ciclo temporal.

10. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 9, en el que el número de los componentes de información (I1; I2; ...; IN) varía dependiendo del recorrido de transmisión.

11. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 10, en el que el componente de referencia (BK) se utiliza como componente de información (IN+1) adicional.

12. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 11, en el que el componente de referencia (BK) y la al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN) están conformados como onda sonora o como onda electromagnética.

13. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 12, en el que para el procesado de la señal de información después de la recepción se separa el componente de referencia (BK) de el al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN).

14. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 13, en el que se realiza un procesado por parejas del componente de referencia (BK) y de un componente de información (I1; I2; ...; IN).

15. Procedimiento según una de las reivindicaciones 13 ó 14, en el que los componentes de información y el componente de referencia o los componentes de referencia y los componentes de información procesados por parejas se transforman a frecuencias intermedias (Z'1; Z'2; ...; Z'N+X) estacionarias.

16. Procedimiento según la reivindicación 15, en el que los componentes de información y el componente de referencia o los componentes de referencia y los componentes de información procesados por parejas se transforman por medio de la multiplicación con frecuencias auxiliares (H1; H2; ...; H+X).

17. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 16, en el que, conjuntamente con una variación proporcional de los canales de frecuencia, se generan frecuencias intermedias estacionarias por medio del procesado por parejas de la señal recibida en el ciclo temporal actual con la señal de recepción de un ciclo precedente.

18. Procedimiento según la reivindicación 17, en el que el procesado por parejas comprende una multiplicación.

19. Procedimiento según una de las reivindicaciones 17 ó 18, en el que a partir de las frecuencias intermedias (Z'1; Z'2; ...; Z'N+X) estacionarias se puede seleccionar un componente de información como componente de la señal, y para una codificación de la información se pueden determinar parámetros relevantes de la información a partir del componente de la señal.

20. Procedimiento según una de las reivindicaciones 13 a 18, en el que intervalos determinados se añade una sintonización del canal.

21. Procedimiento según una de las reivindicaciones 14 a 19, en el que de modo continuo se realiza una identificación de los componentes de recepción más adecuados, correspondientemente, o una actualización de los ajustes de filtrado a partir de un análisis adecuado de los espectros de las frecuencias intermedias estacionarias.

22. Procedimiento según la reivindicación 16, en el que se determinan los desplazamientos de frecuencia Doppler condicionados por la transmisión, y se tienen en cuenta en la generación de frecuencias auxiliares.

23. Procedimiento según una de las reivindicaciones 13 a 22, en el que el procesado por parejas se realiza a partir de componentes generados internamente con la característica de frecuencia adecuada, respectivamente.

24. Procedimiento según la reivindicación 13 a 23, en el que

a)

el componente de referencia BK se transforma en un componente de frecuencia BK', y el al menos una componente de información I1; I2; ..; IN se transforma en un componente de información I1'; I2'; ...; IN' transformado; y

b)

los parámetros de la señal relevantes para la codificación de la información se determinan a partir de la proyección de I1'; I2'; ...; IN' sobre los componentes seno y coseno de la BK' correspondiente.

25. Procedimiento según la reivindicación 24, en el que el componente de referencia, por medio de una transformación adecuada, se convierte en un componente de referencia (RF) idéntico desde el punto de vista del efecto Doppler respecto al componente de información que se ha de procesar, de tal manera que la multiplicación de los dos componentes produce una señal estable en frecuencia.

26. Procedimiento según una de las reivindicaciones 24 ó 25, en el que

a)

el componente de información (I1'; I2'; ...; IN') transformado se multiplica con el componente de referencia (RF) para la generación de un primer valor (CQ);

b)

el componente de información (I1'; I2'; ...; IN') transformado se multiplica con el componente de referencia (RF) derivado temporalmente para la generación de un segundo valor (SQ); y

c)

se conforma una relación entre el primer y el segundo valor para conseguir un valor final invariable en el tiempo que dependa únicamente de parámetros de información invariables en el tiempo.

27. Sistema para la transmisión de información que está preparado para la realización de un procedimiento con los pasos según una de las reivindicaciones 1 a 26, y comprende una unidad emisora y una unidad receptora, entre las que se transmite una señal de información (IS), en el que

-

la unidad emisora presenta un medio para la generación de un componente de referencia (BK) y al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN), para preparar patrones de bits, y

-

la unidad receptora contiene un medio para el registro de la señal de información (S) compuesta por al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN) y un componente de referencia (BK),

en el que la componente de referencia presenta una variación de la frecuencia, caracterizado porque

-

la unidad emisora está preparada para generar variaciones de frecuencia continuas en el tiempo del componente de referencia.

28. Sistema según la reivindicación 27, en el que la unidad emisora:

-

presenta al menos un generador para la preparación del componente de referencia (BK), y al menos un componente de información;

-

presenta un primer módulo de control que está unido con el generador y fija la curva de respuesta en frecuencia;

-

presenta un codificador o un modulador unido con el módulo de control para la transformación técnica de la señal de la información, y

-

una unidad de mezclado que está conectada después del generador y del codificador o del modulador.

29. Sistema según una de las reivindicaciones 30 ó 31, en el que la unidad de recepción presenta al menos una entrada, una unidad de procesado y al menos una salida, y la unidad de procesado, en una conexión en serie, presenta un medio para la separación y transformación de los componentes de la señal y su paso a frecuencias intermedias estacionarias, un medio para la separación o la eliminación de las partes interferentes y un medio para el análisis de parámetros.

30. Sistema según la reivindicación 29, en el que el medio para la separación y transformación presenta al menos un multiplicador, por medio del cual se realiza una multiplicación por parejas de cada una de los al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN) con el componente de referencia (BK), en el que los productos conforman espectros de frecuencias intermedias estacionarias, a partir de los cuales, el medio conectado a continuación para la eliminación de partes interferentes, que presenta al menos una unidad de filtrado, filtra las partes deseadas de la señal, que son transmitidas a continuación al medio conectado a continuación para el análisis de los parámetros.

31. Sistema según una de las reivindicaciones 29 a 30, en el que el medio para la separación de los componentes de la señal presenta además una unidad de filtrado con un módulo de control, que contiene al menos dos elementos de filtrado en una conexión en paralelo.

32. Sistema según la reivindicación 29 ó 31, en el que el medio para la separación y transformación presenta al menos un multiplicador y al menos un medio para la preparación de frecuencias auxiliares, por medio del cual los componentes de referencia y de información se transforman en frecuencias intermedias de modo separado entre sí, a continuación del cual está conectada entonces al menos una unidad de filtrado, por medio de la cual, a partir de los espectros correspondientes de las frecuencias intermedias estacionarias, se filtran las partes de señal deseadas, y se transmiten a continuación al medio conectado a continuación para el análisis de los parámetros.

33. Sistema según una de las reivindicaciones 27 a 32, en el que el medio para la transformación de frecuencia presenta adicionalmente un convertidor para la compensación del efecto Doppler.

34. Sistema según una de las reivindicaciones 27 a 33, en el que el medio para la eliminación de las partes interferentes presenta filtros controlables adicionales.

35. Sistema según una de las reivindicaciones 27 a 34, en el que el medio para el análisis de los parámetros presenta al menos un multiplicador para el procesado por parejas de un componente de la señal que lleva la información, respectivamente, con al menos una señal de referencia, que se prepara o bien internamente en el sistema o por medio del componente de referencia, y presenta un módulo de análisis.

36. Sistema según una de las reivindicaciones 27 a 35, que presenta adicionalmente un medio para la sintonización, que está conectado a continuación del medio para la transformación de frecuencias, y está conectado preferentemente antes del medio para el análisis de los parámetros, presenta un módulo para el análisis de espectros de frecuencias y una unidad de evaluación, y está unido con el medio para la eliminación de partes interferentes.

37. Sistema según una de las reivindicaciones 27 a 36, que presenta adicionalmente un módulo para el análisis del efecto Doppler, que está unido con al menos uno de los generadores de frecuencias auxiliares y/o con otro módulo de evaluación para la determinación de la velocidad y de la variación de la distancia entre la unidad emisora y la unidad receptora.

38. Unidad emisora para el envío de informaciones, que está preparada para la realización de un procedimiento con los pasos según una de las reivindicaciones 1 a 26, en la que la unidad emisora presenta un medio para la generación de un componente de referencia (BK) y al menos un componente de información (I1; I2; ...; IN), para generar variaciones de frecuencia y preparar un patrón de bits, caracterizada porque

la unidad emisora está preparada para la generación de variaciones de frecuencia continuas en el tiempo.