FR2699032A1 - Circuit pour la génération de signaux en quadrature de phase et procédé associé. - Google Patents
Circuit pour la génération de signaux en quadrature de phase et procédé associé. Download PDFInfo
- Publication number
- FR2699032A1 FR2699032A1 FR9314104A FR9314104A FR2699032A1 FR 2699032 A1 FR2699032 A1 FR 2699032A1 FR 9314104 A FR9314104 A FR 9314104A FR 9314104 A FR9314104 A FR 9314104A FR 2699032 A1 FR2699032 A1 FR 2699032A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- speed factor
- flip
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0064—Pulse width, duty cycle or on/off ratio
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/408—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency the transmitter oscillator frequency being identical to the receiver local oscillator frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
- Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Vehicle Body Suspensions (AREA)
Abstract
Générateur en quadrature d'une paire de trains d'impulsions en parfaite quadrature de phase l'un par rapport à l'autre. Le générateur en quadrature comprend une boucle de commande à rétroaction (480) pour modifier le facteur de régime d'un signal oscillant appliqué à une paire de bascules maître/esclave (450) configurées pour générer une paire de trains d'impulsions maintenus selon une différence relative de phase. La boucle de commande à rétroaction (480) commande le facteur de régime du signal oscillant appliqué à la paire de bascules maître/esclave (450) qui, à son tour, détermine la différence de phase entre la paire de trains d'impulsions générée par la paire de bascules maître/esclave (450). Lorsque les trains d'impulsions générés par la paire de bascules sont au-delà de la quadrature de phase, un signal de commande généré par la boucle de commande à rétroaction modifie le facteur de régime du signal oscillant appliqué par la paire de bascules pour modifier la différence de phase entre les trains d'impulsions de la paire de trains d'impulsions.
Description
CIRCUIT POUR LA GÉNÉRATION DE SIGNAUX EN QUADRATURE DE
PHASE ET PROCÉDÉ ASSOCIÉ
La présente invention concerne, de façon générale, des générateurs en quadrature et, plus particulièrement, un générateur en quadrature générant un ensemble de signaux en parfaite quadrature de phase l'un par rapport à l'autre. Un système de communication comprend au minimum un émetteur et un récepteur raccordé par un canal de transmission Un signal de communication est transmis par l'émetteur sur le canal de transmission pour être reçu par le récepteur Un système de communication radio est un système de communication dans lequel le canal de transmission comprend un canal à fréquences radio définies par une gamme de fréquences du spectre électromagnétique.15 Un émetteur agissant dans un système de communication radio doit convertir le signal de communication en une forme
adaptée pour la transmission sur le canal à fréquences radio.
La conversion du signal de communication en une forme adaptée à la transmission sur le canal de fréquences radio est effectuée par un processus dit modulation Dans un tel processus, le signal de communication est appliqué sur une onde électromagnétique L'onde électromagnétique est usuellement référencée comme "signal de porteuse" Le25 signal résultant, une fois modulé par le signal de communication, est usuellement référencé comme signal de
porteuse modulé L'émetteur comprend un circuit prévu pour effectuer un tel processus de modulation.
Comme le signal de porteuse modulé peut être transmis dans l'espace sur de grandes distances, les systèmes de communication radio sont largement utilisés pour effectuer
une communication entre un émetteur et un récepteur à distance.
Le récepteur du système de communication radio recevant le signal de porteuse modulé contient un circuit
analogue au circuit de l'émetteur mais fonctionnant d'une façon inverse et est prévu pour effectuer un processus dit5 de démodulation.
De nombreux signaux de porteuse modulés peuvent être transmis de façon simultanée tant que les signaux sont transmis sur différents canaux de fréquences radio du spectre électromagnétique Les corps de régulation1 o possèdent des parties divisées du spectre électromagnétique en bandes de fréquences et possèdent une transmission
régulée des signaux de porteuse modulés sur diverses bandes de fréquences (les bandes de fréquences sont divisées, de plus, en canaux et de tels canaux forment les canaux de15 fréquences radio d'un système de communication radio).
Un système de communication radio à deux voies est un système de communication radio similaire au système de communication radio décrit ci-dessus mais permettant, à la fois, une transmission d'un signal de porteuse modulé d'un20 endroit et une réception sur un tel endroit d'un signal de porteuse modulé Chaque endroit d'un tel système de communication radio à deux voies contient, à la fois, un émetteur et un récepteur L'émetteur et le récepteur placés sur une position unique comprennent usuellement une unité dite émetteur/récepteur radio ou plus simplement, émetteur/récepteur. Un système de communication radio à deux voies permettant une transmission et une réception alternées de signaux de porteuse modulés est référencé comme système30 simplex Un système de communication radio à deux voies permettant une transmission et une réception simultanées
des signaux de communication est référencé comme système duplex.
Un système de communication cellulaire est un type de système de communication radio à deux voies dans lequel une communication peut être effectuée avec un émetteur/récepteur radio placé sur une position quelconque dans une zone géographique couverte par le système de communication cellulaire. Un système de communication cellulaire est créé en plaçant une pluralité d'émetteurs/récepteurs radio sur des sites fixés, référencés comme stations de base, en deslo endroits espacés sur une zone géographique Les stations de base sont raccordées par un réseau téléphonique câblé usuel Une partie de la zone géographique couverte par le système de communication cellulaire est associée à chaque station de base de la pluralité de stations de base De15 telles parties sont référencées comme des cellules Chacune parmi la pluralité de cellules est définie par une des
stations de base de la pluralité de stations de base et la pluralité de cellules définie dans son ensemble la zone de couverture du système de communication cellulaire.
Un émetteur/récepteur radio, référencé dans un système de communication cellulaire comme radio-téléphone cellulaire ou plus simplement, un téléphone cellulaire, placé dans un endroit quelconque de la zone de couverture du système de communication cellulaire, peut communiquer25 avec l'utilisateur d'un réseau téléphonique câblé usuel à l'aide d'une station de base Les signaux de porteuse modulés, générés par le radio-téléphone, sont transmis à une station de base et les signaux de porteuse modulés, générés par la station de base, sont transmis au radio-30 téléphone, effectuant ainsi une communication à deux voies (un signal reçu par une station de base est alors transmis à un endroit désiré d'un réseau câblé usuel à l'aide de techniques téléphoniques usuelles Et des signaux générés à un endroit du réseau câblé sont transmis à une station de base à l'aide de techniques téléphoniques usuelles, pour
être ensuite transmis au radio-téléphone par la station de base).
Une utilisation accrue de systèmes de communication cellulaires a entraînée, dans certains cas, une complète utilisation de tout le canal de transmission disponible de la bande de fréquences allouée pour la communication du
radio-téléphone cellulaire Par conséquent, diverses idées ont été proposées pour utiliser de façon plus efficace la bande de fréquences allouée pour les communications du10 radio-téléphone En utilisant, de façon plus efficace, la bande de fréquences allouée pour la communication du radio-
téléphone, la capacité de transmission d'un système de communication cellulaire existant peut être augmentée.
La capacité de transmission du système de communication cellulaire peut être augmentée en minimisant le spectre de modulation du signal modulé transmis par un émetteur afin de permettre ainsi une transmission simultanée d'un plus grand nombre de signaux modulés De
plus, en minimisant le temps requis pour transmettre un20 signal modulé, un plus grand nombre de signaux modulés peuvent être transmis de façon séquentielle.
En convertissant un signal de communication en une forme discrète avant sa transmission, le signal modulé résultant présente usuellement un plus petit spectre de25 modulation qu'un signal modulé correspondant constitué d'un signal de communication qui n'a pas été converti en une
forme discrète De plus, lorsque le signal de communication est converti en une forme discrète avant sa modulation, le signal modulé résultant peut être transmis en courtes30 impulsions et plus d'un signal modulé peut être transmis, de façon séquentielle, sur un seul canal de transmission.
La conversion du signal de communication en une forme discrète est usuellement effectuée par une technique de codage et un dispositif effectuant une telle conversion est usuellement référencé comme codeur Un signal codé, généré par suite d'une technique de codage, peut par exemple être sous la forme d'un train de données binaires discrètes Les 5 éléments (c-à-d des bits) du train de données binaires discrètes représentent diverses caractéristiques du signal d'information. La modulation d'amplitude en quadrature (QAM) est une technique de modulation pouvant être utilisée de façon avantageuse pour transmettre efficacement un signal de communication codé en une forme discrète Plus particulièrement, une technique particulière de modulation QAM est une technique de modulation DQPSK de 7 C/4 (pour transmission différentielle à décalage de phase en15 quadrature) Une telle technique de modulation a été choisie comme standard de modulation pour plusieurs système de communication cellulaire Dans une technique de modulation DQPSK de z/4, le train de données binaires dans lequel le signal de communication est codé, est séparé en20 paires de bits De telles paires de bits sont utilisées pour provoquer des décalages de phase d'une onde de
porteuse en incréments de plus ou moins Z/4 radians ou de plus ou moins 3 X/4 radians selon les valeurs des paires de bits individuelles du signal codé.
De tels décalages de phase sont effectués en appliquant le train de données binaires constitué de paires de bits à une paire de circuits mélangeurs Une composante en sinus d'un signal de porteuse est appliquée à une entrée d'un premier des circuits mélangeurs et une composante en30 cosinus d'un signal de porteuse est appliquée à une entrée d'un seconde circuit de la paire de circuits mélangeurs
(les composantes en sinus et cosinus du signal de porteuse présentent un décalage de phase de 900).
Un générateur en quadrature est utilisé pour appliquer les composantes en sinus et cosinus du signal de
porteuse au premier et au second circuit mélangeur respectif de la paire de circuits mélangeurs.
Un générateur en quadrature peut être formé par une paire résistance/condensateur dans lequel la valeur d'au moins soit la résistance, soit le condensateur est variable en fonction de la tension Les fréquences d'oscillation des signaux générés par un générateur en quadrature dépendent10 des valeurs de la paire résistance/condensateur et comme les valeurs de la résistance et du condensateur de cette
paire sont fonctions de la tension, la gamme de fréquences des signaux générés par le générateur en quadrature dépend des niveaux de tension des tensions de commande de la15 fréquence appliquées au générateur en quadrature.
Comme le circuit du dispositif, tel qu'un radio- téléphone utilisé dans un système de communication cellulaire dont les générateurs en quadrature forment une partie, est prévu pour fonctionner à de plus bas niveaux de20 tension, la gamme de valeurs pouvant être prises par la résistance ou le condensateur de la paire
résistance/condensateur est, de plus, limitée La gamme de fréquences des signaux générés par un générateur en quadrature ainsi structuré est, de plus, limitée.
Un générateur en quadrature peut être constitué en option d'une paire de bascules placées de telle façon que les sorties de chaque bascule de la paire de bascules soient appliquées aux entrées de l'autre bascule de la paire de bascule Un signal d'horloge est appliqué, de30 même, à chacune des bascules de la paire de bascules dans laquelle le signal d'horloge est inversé avant son application à l'une des bascules Les sorties des bascules respectives de la paire de bascules présentent un décalage de phase de 900 (et ainsi, sont en quadrature de phase) lorsque le facteur de régime du signal d'horloge appliqué
aux bascules est un facteur de régime de 50/50 Ainsi, le signal d'horloge doit présenter un haut niveau logique pendant exactement une demi-période du signal d'horloge et5 un bas niveau logique pendant exactement une demi-période du signal d'horloge.
Toute variation du facteur de régime du signal d'horloge entraîne une sortie de quadrature de phase de la sortie du signal des bascules respectives de la paire de10 bascules (c-à-d avec une phase relative différente de 900). Lorsque le facteur de régime du signal d'horloge est
nettement différent d'un facteur 50/50, les signaux générés par la paire de bascules sont nettement en dehors de la quadrature de phase.
Des oscillateurs de synchronisation générant des signaux d'horloge ne produiront pas, en général, des
signaux d'horloge avec un facteur de régime exact de 50/50. De plus, le facteur de régime du signal d'horloge généré par un oscillateur de synchronisation peut varier avec le20 vieillissement de l'oscillateur d'horloge ou par suite d'un placement sur circuit de l'oscillateur d'horloge.
Par conséquent, on recherche un circuit pouvant générer, de façon fiable, une paire de signaux en parfaite
quadrature de phase l'un par rapport à l'autre.
La présente invention concerne ainsi, de façon avantageuse, un circuit pour la génération d'une paire de
signaux en parfaite quadrature de phase l'un par rapport à l'autre.
La présente invention concerne, de plus, de façon avantageuse, un circuit de récepteur et d'émetteur comprenant un générateur en quadrature pour générer des
signaux en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre.
La présente invention présente, de plus, des avantages et des caractéristiques dont les détails seront
mieux compris à la lecture de la description détaillée suivante des modes de réalisation préférés.
Selon la présente invention, on décrit, par conséquent, un circuit pour la génération d'un ensemble de signaux en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre. Un signal d'horloge défini par un facteur de régime de signal d'horloge est généré Selon les valeurs du signal10 d'horloge, un signal oscillant d'un facteur de régime de signal oscillant est généré Une paire de trains
d'impulsions constituée d'un premier train d'impulsions et d'un second train d'impulsions dans laquelle le premier train d'impulsions et le second train d'impulsions ont des15 fréquences similaires mais décalées en phase l'une par rapport à l'autre, est générée selon le signal oscillant.
Les différences relatives de phase entre les phases des premier et second trains d'impulsions sont déterminées et un signal de commande représentant les différences20 relatives de phase est généré Le signal de commande est utilisé dans un agencement de boucle de commande à
rétroaction pour modifier le facteur de régime du signal oscillant lorsque les premier et second trains d'impulsions sont au-delà de la quadrature de phase l'un par rapport à25 l'autre pour les maintenir en quadrature de phase.
La présente invention sera mieux comprise à la lumière des dessins annexés sur lesquels: la Figure 1 est un synoptique d'un circuit comprenant une paire de bascules formant une partie du circuit d'un mode de réalisation préféré de la présente invention; la Figure 2 est une représentation graphique illustrant la relation entre les signaux générés par les bascules individuelles de la paire de bascules de la Figure 1; la Figure 3 est un schéma de circuit, partiellement en synoptique, d'un oscillateur de synchronisation générant un signal d'horloge pour une application à la paire de bascules de la Figure 1; la Figure 4 est une représentation graphique illustrant les formes d'onde d'un signal oscillant et du signal oscillant une fois redressé, généré par10 l'oscillateur de synchronisation des Figures 1 et 3; la Figure 5 est une représentation graphique similaire au signal redressé partiellement illustré en pointillés sur la Figure 4 mais représentant de plus la relation entre les signaux générés par divers éléments des15 modes de réalisation préférés de la présente invention; les Figures 6 et 7 sont des représentations de circuits de comparateur pouvant être utilisés pour former un des signaux représenté sur la Figure 5; la Figure 8 est une représentation graphique des signaux générés lors du fonctionnement des circuits illustrés sur les Figures 6 et 7; la Figure 9 est un synoptique du circuit d'un premier mode de réalisation préféré de la présente invention; la Figure 10 est un synoptique du circuit d'un mode de réalisation en option de la présente invention; la Figure 11 est une représentation d'une partie du circuit d'un quelconque des modes de réalisation préférés du circuit selon la présente invention illustré sur les Figures 9 et 10; la Figure 12 est une représentation de circuit analogue à celle de la Figure 11 pouvant former en option une partie du circuit d'un quelconque des modes de réalisation préférés du circuit selon la présente invention5 illustré sur les Figures 9 et 10; la Figure 13 est un synoptique du circuit d'une partie d'encore un autre mode de réalisation préféré de la présente invention; la Figure 14 est un schéma de circuit à synoptique partiel d'un émetteur/récepteur radio d'un mode de réalisation préféré de la présente invention dans lequel le circuit d'un quelconque des modes de réalisation préférés illustré sur les Figures précédentes forme une partie; et la Figure 15 est un synoptique présentant les étapes
de procédé d'un mode de réalisation préféré de la présente invention.
En référence tout d'abord au synoptique de la Figure 1, la paire de bascules 50, constituée d'éléments illustrés dans le pavé en pointillés, formant une partie du générateur en quadrature des modes de réalisation préférés de la présente invention est illustrée La paire de bascules 50 est constituée d'une première et d'une seconde bascule, dans ce cas la bascule maître 54 et la bascule esclave 58 Une sortie de la bascule maître 54 est25 appliquée sur la ligne 62 à une entrée de la bascule esclave 58 Une sortie inversée de la bascule esclave 58
est appliquée sur la ligne 66 à une entrée de la bascule maître 54 Les sorties générées par la bascule maître 54 et par la bascule esclave 58 sont aussi respectivement30 générées sur les lignes 70 et 74.
L'oscillateur de synchronisation 78 génère un signal d'horloge sur la ligne 82 qui est appliqué à une entrée de la bascule maître 54 et est inversé au moyen d'une entrée il d'inversion 86 de la bascule esclave 58 puis est appliqué à
la bascule esclave 58.
La bascule maître 54 et la bascule esclave 58 peuvent, par exemple et comme illustrées, comprendre des bascules du type D dans lesquelles le signal d'horloge généré par l'oscillateur de synchronisation 78 sont appliqués à une entrée d'horloge et d'inversion d'horloge de la bascule maître 54 et de la bascule esclave 58 respectives Les paires de bascules constituées d'autres10 types de bascules peuvent bien entendu être configurées en option De plus, des comparateurs à bascule peuvent être substitués aux bascules, en particulier lorsqu'un circuit fonctionne à hautes fréquences Comme les comparateurs à bascule peuvent être configurés pour former les équivalents15 logiques des bascules, la paire de bascules 50 peut représenter, de même, des comparateurs à bascule configurés
pour effectuer les fonctions de la bascule maître 54 et de la bascule esclave 58.
Tandis que le signal d'horloge généré par l'oscillateur de synchronisation 78 est fourni à chacune des bascule maître 54 et bascule esclave 58, comme le signal d'horloge appliqué à la bascule esclave 58 est inversé, la bascule maître 54 et la bascule esclave 58 sont prévues pour lire et basculer l'entrée fournie sur les25 lignes respectives 66 et 62, selon différentes périodes de temps (non simultanées) Ainsi, la bascule maître 54 "lit" le signal inversé généré par la bascule esclave 58 sur la ligne 66 sur une première polarité du signal d'horloge (généré sur la ligne 82) tandis que la bascule esclave 58 " 1 s'inverse" sur la première polarité du signal d'horloge A l'inverse, sur la seconde polarité du signal d'horloge, la
bascule maître 54 "s'inverse" et la bascule esclave 58 "lit" le signal appliqué sur la ligne 62.
Les signaux générés sur les lignes 70 et 74 aux sorties de la bascule maître 54 et de la bascule esclave 58 sont identiques mais sont décalés en phase de quantités correspondant au facteur du régime du signal d'horloge5 appliqué aux bascules respectives Lorsque le signal d'horloge généré par l'oscillateur de synchronisation 78 et
appliqué à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58 a un facteur de régime exactement de 50/50, les signaux générés sur les lignes 70 et 74 ont un décalage de phase deo O 90 , c-à-d sont en quadrature de phase, l'un par rapport à l'autre.
La Figure 2 est une représentation graphique de la relation entre les signaux générés sur les lignes respectives 70 et 74 lorsque le signal d'horloge généré par15 l'oscillateur de synchronisation 78 a un facteur de régime exact de 50/50 La forme d'onde 90 représente un signal généré sur la ligne 70 et la forme d'onde 94 représente un signal généré sur la ligne 74 Les formes d'onde 90 et 94 sont en quadrature de phase parfaite l'une par rapport à20 l'autre tant que le signal d'horloge appliqué à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58 a un facteur de régime
de 50/50.
Ainsi, la paire de bascules 50 peut être utilisée comme générateur en quadrature lorsqu'un oscillateur de synchronisation générant un signal d'horloge d'un facteur de régime exact de 50/50, est disponible Cependant, comme mentionné ci-dessus, les oscillateurs de synchronisation ne génèrent pas nécessairement des signaux d'horloge avec des facteurs de régime d'exactement 50/50 Lorsque le signal30 d'horloge appliqué à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58 de la paire de bascules 50 a un facteur de régime différent de 50/50, des signaux générés sur les lignes 70 et 74 ne sont pas en quadrature de phase Ainsi, dans de tels cas, un générateur en quadrature formé d'une telle paire de bascules ne génère pas correctement des
signaux en parfaite quadrature de phase.
La Figure 3 est un schéma de circuit à synoptique partiel d'un oscillateur de synchronisation 78 illustré sur la Figure 1 générant le signal d'horloge sur la ligne 82 pour une application à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58 Dans le mode de réalisation préféré, l'oscillateur de synchronisation 78 comprend un oscillateur 104 générant un signal oscillant sur la ligne 108 qui est lo appliquée à un circuit de redresseur 112 Le circuit de redresseur 112 génère un signal redressé formant le signal d'horloge généré sur la ligne 82 Le signal redressé formant le signal d'horloge possède une fréquence d'oscillation qui est le double de celle du signal généré15 sur la ligne 108 par un oscillateur 104 Tandis que les signaux générés sur les lignes 70 et 74 par la bascule maître 54 et la bascule esclave 58 ont des fréquences de la moitié de celle du signal d'horloge appliqué à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58, une sélection d'un20 oscillateur 104 d'une fréquence d'oscillation correspondant à la fréquence désirée des signaux générés sur la ligne 70 et 74 peut être effectuée lorsque l'oscillateur de synchronisation 78 comprend un circuit de redresseur 112. En option, le signal oscillant généré par l'oscillateur 10425 peut être bien entendu directement appliqué à la bascule maître 54 et à la bascule esclave 58 lorsque l'oscillateur
104 est choisi avec une fréquence du double de la fréquence désirée des signaux générés sur les lignes 70 et 74.
La forme d'onde 118, illustrée sur la représentation graphique de la Figure 4, représente le signal oscillant généré par un oscillateur à cristal, comme l'oscillateur 104 de la Figure 3 La forme d'onde 122 définie comme comprenant des moitiés positives de la forme d'onde 118 et des parties redressées des moitiés négatives de la forme35 d'onde 118, illustrée en pointillés sur la Figure, est illustrée, de plus, sur la Figure A la fois la forme d'onde 118 et la forme d'onde 122 sont périodiques; la forme d'onde 118 a une période d'une longueur correspondant au segment de ligne 128 et la forme d'onde 122 a une 5 période d'une longueur correspondant à la longueur du segment de ligne 132 L'opération du circuit de redresseur
112 pour doubler la fréquence du signal généré par l'oscillateur 104 est alors illustrée de façon graphique.
Une partie de la forme d'onde 122 est agrandie sur la Figure 5 Un segment de ligne 136 s'étendant à l'horizontale est placé sur un niveau correspondant à une valeur moyenne de la forme d'onde 122 Ensuite, des parties de la forme d'onde 122 placées au dessus du segment 136 seront référencées comme parties positives de la forme15 d'onde et des parties de la forme d'onde 122 placées en dessous du segment 136 seront référencées comme parties négatives de la forme d'onde Le facteur de régime d'une forme d'onde périodique est défini comme le rapport d'une impulsion (c-à-d la partie positive de la forme d'onde) sur20 une période d'impulsion de la forme d'onde périodique La valeur moyenne définit ainsi, de même, le facteur de régime
de la forme d'onde.
La forme d'onde 140, illustrée en pointillés, est un train d'impulsions possédant un facteur de régime correspondant à celui de la forme d'onde 122 et possède un haut niveau logique lorsque la forme d'onde 122 a une
valeur supérieure à la valeur moyenne, indiquée par le segment de ligne 136 et possède un bas niveau logique lorsque la forme d'onde 122 a une valeur inférieure à la30 valeur moyenne.
Les flèches 144 et 148 sont illustrées, de plus, sur la Figure et représentent des directions dans lesquelles la ligne 136 peut être déplacée, en fait vers le haut ou vers le bas, lorsqu'une modification de la configuration de la forme d'onde 122 provoque une variation de la valeur moyenne de la forme d'onde Ainsi, une modification de la position relative de la ligne 136 utilisée pour définir le facteur de régime de la forme d'onde 122 et du train5 d'impulsions 140 modifie le facteur de régime de la forme d'onde et du train d'impulsions En augmentant le niveau de la ligne 136, le facteur de régime du train d'impulsions 140 est diminué et en abaissant la ligne 136, le facteur de régime du train d'impulsions 140 et de la forme d'onde 122
est augmenté.
Les Figures 6 et 7 sont des schémas des circuits de comparateur utilisés pour générer le train d'impulsions 140
(illustré sur la Figure 5) suite à l'application de la forme d'onde 122 (illustrée sur les Figures 4 et 5).
Le circuit de comparateur de la Figure 6, désigné de façon globale par la référence numérique 170, comprend un amplificateur opérationnel 174, une résistance 178 et un condensateur 182 La forme d'onde 122 de la Figure 5 est directement appliquée à une entrée positive de20 l'amplificateur opérationnel 174 sur la ligne 186 et à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 174 via la résistance 178 Le condensateur de dérivation 182 est placé entre l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 174 et la masse Un train d'impulsions25 correspondant au train d'impulsions 140 de la Figure 5 est généré sur la ligne 190 et un train d'impulsions, inversées
par rapport à celles du train d'impulsions 140, est généré sur la ligne 194.
En modifiant le niveau D C de l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 174 (indépendante de la valeur moyenne réelle du signal appliqué à l'entrée positive de l'amplificateur opérationnel 174), le facteur de régime du train d'impulsions généré par l'amplificateur opérationnel 174 peut être modifié Une telle modification du niveau D. C peut bien entendu être effectuée en appliquant un petit courant D C, généré par exemple par une source de courant D C (non représentée sur la Figure) au noeud comprenant l'entrée négative de l'amplificateur5 opérationnel 174 Ainsi, bien que le facteur de régime de la forme d'onde 122 appliquée à l'amplificateur opérationnel 174 sur la ligne 186, peut être un facteur de régime différent de 50/50 par une modification correcte du niveau D C du signal appliqué à l'entrée négative de1 o l'amplificateuropérationnel 174, le facteur de régime du signal de sortie généré sur la ligne 190 (et de même sur la
ligne 194) peut être modifié pour être de 50/50.
Le circuit de comparateur de la Figure 7, désigné de façon globale par la référence numérique 210, fonctionne d'une façon similaire à celui du comparateur 170 de la Figure 6 pour convertir une forme d'onde, telle que la
forme d'onde 122 en un train d'impulsions, tel que le train d'impulsions 140 de la Figure 5 Le comparateur 210 comprend, à nouveau, un amplificateur opérationnel, ici20 l'amplificateur 214, une résistance, ici la résistance 218 et un condensateur, ici le condensateur 222.
Une forme d'onde, telle que la forme d'onde 122 sur la Figure 5, est appliquée sur la ligne 226 à une entrée positive de l'amplificateur 214 via le condensateur 222 et25 à une entrée négative de l'amplificateur 214 via le condensateur 222 et, de même, la résistance 218 La
résistance 218 est couplée sur un côté au condensateur 222 et sur sa seconde borne à l'entrée négative de l'amplificateur 214 et, de même, à une tension de référence30 Vr.
A nouveau, l'amplificateur 214 génère un train d'impulsions sur la ligne 230, analogue au train
d'impulsions 140 de la Figure 5, d'un facteur de régime correspondant à celui du signal fourni à la ligne 226.
Cependant, par une modification adaptée de la tension D C.
sur l'entrée positive de l'amplificateur 214, le facteur de régime du train d'impulsions généré par l'amplificateur 214 peut être un facteur de régime différent de celui du signal5 appliqué à la ligne 226.
En modifiant le niveau D C de l'entrée positive de l'amplificateur 214 (indépendant de la valeur réelle du signal appliqué sur la ligne 226 et de la valeur de Vr), le facteur de régime du train d'impulsions généré par10 l'amplificateur 214 peut être modifié Une telle modification du niveau D C peut, bien entendu, être effectuée en appliquant un petit courant D C, généré par exemple par une source de courant D C (non représentée sur la Figure) au noeud comprenant l'entrée positive de15 l'amplificateur 214 Ainsi, bien que le facteur de régime de la forme d'onde 122 appliquée au comparateur 210 sur la ligne 226 puisse être un facteur de régime différent de 50/50, à l'aide d'une modification adaptée du niveau D C. du signal appliquée à l'entrée positive de l'amplificateur 214, le facteur de régime du signal de sortie généré sur la ligne 230 (et, de même, sur la ligne 234) peut être modifié
pour être de 50/50.
Alors, des circuits de comparateur fonctionnant de façon analogue au circuit de comparateur 170 ou 210 des Figures 6 et 7, peuvent être utilisés pour former une partie d'un générateur en quadrature pour corriger les
signaux d'horloge générés par un oscillateur de synchronisation présentant des facteurs de régime différents de 50/50.
On remarquera, de plus, qu'à de hautes fréquences définies comme celles auxquelles les gains du comparateur sont petits et par rapport aux comparateurs 170 et 210 des Figures 6 et 7, on peut modifier les composantes D C des signaux de sortie doubles générés par les amplificateurs respectifs plutôt qu'en modifiant les niveaux de tension
des signaux appliqués aux noeuds d'entrée des amplificateurs respectifs 174 et 214.
La Figure 8 est une représentation graphique des sorties positive et négative soit de l'amplificateur amplificateur opérationnel 174, soit de l'amplificateur 214 à de hautes fréquences auxquelles les gains du comparateur sont petits La forme d'onde 250 représente une sortie négative de l'amplificateur (de la ligne 194 ou 234) et la10 forme d'onde 260 représente une sortie positive des amplificateurs (de la ligne 190 ou 230) La ligne
horizontale 270, illustrée en pointillés, est tracée à l'intersection des courbes 250 et 260.
Le facteur de régime de la sortie différentielle est défini sur la ligne horizontale 270 En modifiant les composantes D C des signaux de sortie doubles de
l'amplificateur, les sorties positive et négative respectivement représentées par la forme d'onde 260 et la forme d'onde 250, le facteur de régime défini par la ligne20 horizontale 270 peut être modifié.
Bien que non illustré, en plaçant, de plus, un comparateur pour recevoir les signaux générés par les
amplificateurs 174 et 214, la symétrie des passages du signal en positif et en négatif de la Figure 8 peut être25 conservée mais la variation d'amplitude des passages positifs et négatifs des formes d'onde sera réduite.
En référence à nouveau au synoptique de la Figure 9, un circuit, désigné de façon globale par la référence numérique 375, d'un mode de réalisation préféré de la30 présente invention est illustré Le circuit 375 forme un générateur en quadrature pour générer une paire de signaux
périodiques de fréquences similaires mais en quadrature de phase.
L'oscillateur de synchronisation 378, analogue à l'oscillateur de synchronisation 78 des Figures précédentes, génère un signal d'horloge périodique sur la ligne 382 Le signal d'horloge qui a été décrit5 précédemment par rapport aux oscillateurs de synchronisation, a un facteur de régime différent d'un facteur exact de 50/50 La ligne 382 est couplée à une première entrée d'un circuit de réglage du facteur de régime 410 Le circuit de réglage du facteur de régime 4101 o comprend un circuit de comparateur analogue aux comparateurs 170 et 210 des Figures 6 et 7 Le circuit de
réglage du facteur de régime 410 est prévu pour générer un signal oscillant d'un facteur de régime de signal oscillant.
Le signal oscillant généré sur la ligne 420 par le circuit de réglage du facteur de régime 410 est appliqué à une paire de bascules 450 configurée dans un agencement correspondant à la paire de bascules 50 de la Figure 1 La paire de bascules 450 forme un générateur de signal à20 décalage de phase générant une paire de trains d'impulsions (un premier train d'impulsions est généré sur la ligne 470 et un second train d'impulsions est généré sur la ligne
474) qui sont en quadrature de phase.
Le circuit 375 comprend, de plus, une boucle de commande à rétroaction constituée des éléments contenus dans le bloc détecteur de facteur de régime 480, illustré ici comme comprenant un comparateur 484 et un intégrateur 488 Une sortie de l'intégrateur 488 est couplée à une seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime 410 via une ligne 492 La boucle de commande par rétroaction est prévue pour provoquer une modification du
facteur de régime du signal oscillant généré par le circuit de réglage du facteur de régime 410 pour créer un facteur de régime de 50/50 du signal oscillant.
En fonctionnement, le comparateur 484, couplé ici pour recevoir le signal oscillant généré par le circuit de
réglage du facteur de régime 410 sur la ligne 420, est prévu pour générer un signal ayant le même point zéro et, 5 par là, le même facteur de régime, que le signal oscillant appliqué.
Le comparateur 484 génère un signal sur la ligne 494 qui est appliqué à l'intégrateur 488.
Le circuit d'intégrateur 488 qui, dans le mode de réalisation préféré, possède une fréquence de gain unitaire inférieure à la fréquence du signal généré sur la ligne 494, intègre le signal appliqué pour former la valeur moyenne du signal généré par le comparateur et pour amplifier ainsi, de même, la valeur moyenne du signal5 (l'intégrateur 488 sert aussi à augmenter la stabilité de la boucle) Le signal généré par l'intégrateur 488 sur la ligne 492 forme un signal de commande qui, lorsqu'il est appliqué au circuit de réglage du facteur de régime 410, peut amener le niveau de déclenchement du comparateur20 formant le circuit de réglage du facteur de régime 410 à placer le signal oscillant généré sur la ligne 420 sur un
facteur de régime de 50/50 Une fois que le signal oscillant généré sur la ligne 420 a un facteur de régime de 50/50, la boucle de commande à rétroaction peut25 maintenir le facteur de régime du signal oscillant à ce niveau.
En amenant le signal oscillant généré sur la ligne 420 et appliqué à la paire de bascules 450 à avoir un facteur de régime d'exactement 50/50, les trains
d'impulsions générés sur les lignes 470 et 474 sont placés en parfaite quadrature de phase.
La Figure 10 est un synoptique d'un circuit, désigné de façon globale par la référence numérique 575, formant un générateur en quadrature d'un mode de réalisation préféré
en option de la présente invention Le circuit 575 comprend, de même, un oscillateur de synchronisation, ici l'oscillateur de synchronisation 578 qui est similaire, à 5 nouveau, aux oscillateurs de synchronisation illustrés sur les Figures précédentes.
L'oscillateur de synchronisation 578 génère un signal d'horloge sur la ligne 582 qui est appliqué à une première entrée d'un circuit de réglage du facteur de régime 610 Le10 circuit de réglage du facteur de régime 610 fonctionne de façon similaire au circuit de réglage du facteur de régime
410 de la Figure 9 et comprend, de même, un circuit de comparateur.
Le circuit de réglage du facteur de régime 610 génère un signal oscillant sur la ligne 620 qui est appliqué à la paire de bascules 650 La paire de bascules 650 est similaire à la paire de bascules 450 de la Figure 9 et à la paire de bascules 50 de la Figure 1 La paire de bascules 650 est prévue pour générer une paire de trains d'impulsions (un premier train d'impulsions est généré sur la ligne 670 et un second train d'impulsions est généré sur
la ligne 674) qui sont en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre.
Le circuit 575 comprend, à nouveau, une boucle de commande à rétroaction constituée des éléments placés dans le bloc détecteur de différence de phase 680 Comme illustré dans le mode de réalisation préféré, la boucle de commande à rétroaction est constituée d'une porte logique OU-EXCLUSIF 684 et d'un intégrateur 688 Une sortie de30 l'intégrateur 688 est couplée à une seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime 610 via la ligne 692 La porte logique OU- EXCLUSIF 684 est couplée pour recevoir directement la paire de trains d'impulsions générée par la paire de bascules 650 sur les lignes 670 et
674 aux entrées de la porte logique OU-EXCLUSIF 684.
La porte logique OU-EXCLUSIF 684 génère un signal sur la ligne 694 qui est le OU-EXCLUSIF logique des signaux appliqués Le signal généré sur la ligne 694 est appliqué à l'intégrateur 688 Comme les trains d'impulsions de la paire de trains d'impulsions sont déphasés l'un par rapport à l'autre mais ont les mêmes fréquences, la porte logique OU-EXCLUSIF 684 génère, de même, un signal périodique; cependant, la fréquence du signal périodique généré par la porte logique OU-EXCLUSIF 684 est d'une fréquence double de celle des trains d'impulsions générés sur les lignes 670 et 674 La composante D C du signal périodique généré par la porte logique OU-EXCLUSIF 684 aura15 une autre valeur que zéro lorsque la paire de trains d'impulsions n'est pas en quadrature de phase, le zéro
étant défini par la référence de polarisation nulle de l'intégrateur 688.
L'intégrateur 688, analogue à l'intégrateur 488 de la Figure 9, intègre le signal généré par la porte logique OU- EXCLUSIF 684 pour former la valeur moyenne du signal et pour amplifier, de même, la valeur moyenne du signal Un tel signal est alors appliqué à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime 610 pour modifier25 le facteur de régime du signal oscillant généré La boucle de commande à rétroaction peut alors placer les trains
d'impulsions de la paire de trains d'impulsions générés sur les lignes 670 et 674 en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et les maintenir en quadrature de phase.
Le circuit 375 formant le générateur en quadrature de la Figure 9 diffère du circuit 575 de la Figure 10 par les signaux qui sont utilisés par les boucles respectives de commande à rétroaction Les phases des trains d'impulsions générés sur les lignes 670 et 674 sont directement utilisées dans la boucle de rétroaction du générateur en
quadrature formé par le circuit 575 et à l'inverse, les différences relatives de phase entre les trains d'impulsions générés par la paire de bascules 450 du5 circuit 375 sont mesurées par déduction.
La Figure 1 est un schéma de circuit à synoptique partiel du 710 comprenant le circuit de réglage du facteur de régime 410 et le circuit de réglage du facteur de régime 610 des circuits 375 et 575 des Figures respectives 9 et 10 dans les modes de réalisation préférés de la présente invention Un signal d'horloge est fourni sur la ligne 782 à une entrée positive de l'amplificateur 784 et à une entrée de l'extracteur de valeur moyenne 788 L'extracteur de valeur moyenne 788 calcule la valeur moyenne du signal15 appliqué et génère un signal sur la ligne 789 qui est appliquée à un élément de sommation 790 L'élément de sommation 790 reçoit, de même, un signal sur la ligne 792 représentant le signal de commande à rétroaction Un signal sommé généré par l'élément de sommation 790 est appliqué à20 une entrée négative de l'amplificateur 784 L'amplificateur 784 peut présenter en option une double sortie au lieu de la sortie unique 720 d'une façon analogue aux
amplificateurs 174 et 214 des Figures respectives 6 et 7.
La Figure 12 illustre le circuit de réglage du facteur de régime 810 qui peut comprendre, en option, le circuit de réglage du facteur de régime 410 et le circuit de réglage du facteur de régime 610 des circuits 375 et 575 des Figures 9 et 10 Le circuit de réglage du facteur de régime 810 est une mise en oeuvre à double sortie d'un30 réglage du facteur de régime ayant l'avantage de ne pas nécessiter l'utilisation d'un extracteur de valeur moyenne telle que l'extracteur de valeur moyenne 788 de la Figure 11 Un signal d'horloge est appliqué sur la ligne 832 à une entrée de l'élément de sommation 836 et à l'élément de sommation 842 via un inverseur 848 Un signal de commande à rétroaction généré par la boucle de commande à rétroaction des circuits 375 ou 575 des Figures 9 ou 10 est appliqué sur la ligne 850 à une entrée de l'élément de sommation 842 et à l'élément de sommation 836 via un inverseur 852.5 L'élément de sommation 836 somme les deux signaux appliqués et génère un signal sommé sur la ligne 854 qui est appliqué à une entrée positive de l'amplificateur 860 L'élément de sommation 842 génère un signal sommé sur la ligne 866 qui est appliqué à une entrée négative de l'amplificateur 860.lo Si des signaux appliqués sur les lignes 832 et 850 sont disponibles comme signaux à double sortie, alors les inverseurs 848 et 852 ne sont pas nécessaires pour le fonctionnement du circuit L'amplificateur 860 peut, en option, présenter une double sortie à la place de la15 sortie unique formée de la ligne 870 d'une façon analogue aux amplificateurs 174 et 214 des Figures respectives 6 et 7. En référence à présent au synoptique de la Figure 13, le pavé 880 représente une boucle de commande à rétroaction en option possédant des éléments pouvant être substitués aux éléments compris dans les pavés 480 et 680 des circuits respectifs 375 et 575 Alors, la boucle de commande à rétroaction comprend un comparateur 884 qui fonctionne d'une façon analogue au comparateur 484 du circuit 375 et25 un filtre 888 qui est substitué au circuit d'intégrateur 488 du circuit 375 Le filtre 888 est prévu pour générer un signal filtré qui est appliqué à un amplificateur 890, de préférence un amplificateur D C L'amplificateur 890 génère un signal amplifié sur la ligne 892 qui est utilisé comme30 signal de commande et de modification du facteur de régime d'un signal oscillant généré par un réglage de facteur de
régime, tel que le circuit de réglage du facteur de régime 410 du circuit 375.
La Figure 4 est un synoptique d'un émetteur/récepteur radio, désigné de façon globale par la référence numérique 950, d'un mode de réalisation préféré de la présente invention L'émetteur/récepteur 950 comprend un circuit analogue aux circuits 375 ou 575 illustrés sur les Figures précédentes comme parties La partie de5 l'émetteur/récepteur 950 illustrée sur la partie supérieure de la Figure forme la partie récepteur de
l'émetteur/récepteur et la partie de l'émetteur/récepteur illustrée sur la partie inférieure de la Figure forme la partie d'émetteur de l'émetteur/récepteur.
Un signal électromagnétique, transmis à l'émetteur/récepteur 950 est détecté par une antenne 954,
est converti en un signal électrique qui est appliqué via la ligne 958 au filtre 960 Le filtre 960 génère un signal filtré sur la ligne 962 qui est couplée au circuit de15 conversion vers le bas 964.
Le circuit de conversion vers le bas 964 génère un signal converti vers le bas sur la ligne 966 qui est
appliqué à des premières entrées de circuit mélangeurs 968 et 969.
Les lignes 970 et 974 s'étendant du circuit 975 sont couplées à des secondes entrées des circuits mélangeurs 968 et 969 Les lignes 970 et 974 correspondent aux lignes 470 et 474 ou aux lignes 670 et 674 des circuits 375 ou 575 des Figures 9 ou 10 Un oscillateur de synchronisation contenu25 dans le circuit 975 est couplé à un oscillateur de référence 980 via la ligne 984 pour être maintenu en
synchronisation de fréquence (c-à-d l'oscillateur de synchronisation contenu dans le circuit 975 est un oscillateur à blocage de phase).
Les signaux générés par le circuit 975 sur les lignes 970 et 974 sont en parfaite quadrature de phase Ainsi, des signaux mélangés générés par les circuits mélangeurs 968 et 969 sur les lignes 988 et 992 sont aussi en quadrature de phase Les signaux générés sur les lignes 988 et 992 sont
parfois référencés comme les signaux de réception "I-" et SIQ-1 t.
Les lignes 988 et 992 sont couplées à un démodulateur 996 o les signaux générés sur les lignes 988 et 992 sont démodulés Le démodulateur 996 génère un signal démodulé
sur la ligne 998 qui est fourni à un décodeur 1002 Le décodeur 1002 génère un signal décodé sur la ligne 1006 qui est fourni à un transducteur, ici un haut-parleur 1010.
La partie d'émetteur de l'émetteur/récepteur 950 est prévue pour transmettre un signal généré et comprend un
transducteur, ici le microphone 1020, pour convertir un signal vocal en un signal électrique.
Le signal électrique généré par le microphone 1020 est fourni via la ligne 1024 à un codeur 1028 Le codeur
1028 code le signal fourni et génère un signal codé sur la ligne 1032.
La ligne 1032 est couplée à un modulateur 1036 modulant le signal codé et générant des signaux modulés sur les lignes 1042 et 1046 Le circuit du modulateur 1036 est maintenu en synchronisation de fréquence avec l'oscillateur
de référence 980 par raccordement via la ligne 1052 Les signaux modulés sur les lignes 1042 et 1046 sont maintenus en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et sont25 parfois référencés comme les signaux de transmission "I-" et "Q-".
Les lignes 1042 et 1046 sont couplées à de premières entrées des circuits mélangeurs 1056 et 1060.
Les lignes 1070 et 1074 s'étendant du circuit 1075 sont couplées à de secondes entrées des circuits mélangeurs 1056 et 1060 Les lignes 1070 et 1074 correspondent aux lignes 470 et 474 ou aux lignes 670 et 674 des circuits 375 ou 575 des Figures 9 ou 10 Le circuit 1075 correspond aux
circuits 375 ou 575 des Figures 9 ou 10 Un oscillateur de synchronisation contenu dans le circuit 1075 est couplé à l'oscillateur de référence 980 via la ligne 1080, pour être 5 maintenu en synchronisation de fréquence.
Les signaux générés par le circuit 1075 sur les lignes 1070 et 1074 sont en parfaite quadrature de phase.
Ainsi, le signal mélangé généré par le circuit mélangeur 1056 sur la ligne 1084 possède une paire de bandes secondaires, chacune étant soit à 00, soit à 1800 de phase par rapport à chaque bande secondaire générée par le
circuit mélangeur 1060 sur la ligne 1088.
Les lignes 1084 et 1088 sont couplées à l'élément de sommation 1090 servant à sommer les signaux appliqués sur
les lignes 1084 et 1088.
Le signal sommé généré sur la ligne 1092 par l'élément de sommation 1090 est couplé à l'amplificateur 1096. L'amplificateur 1096 génère un signal amplifié sur la ligne 1100 qui est appliqué au filtre 1104 qui, à son tour, génère un signal filtré sur la ligne 1108 La ligne 1108
est couplée à l'antenne 954 o le signal généré par la partie d'émetteur de l'émetteur/récepteur 950 est transmis.
La Figure 15 est un synoptique illustrant les étapes
du procédé, désigné de façon globale par la référence 1200, d'un mode de réalisation préféré de la présente invention.
Tout d'abord, comme indiqué par le pavé 1206, un signal d'horloge est appliqué à une première entrée d'un réglage de facteur de régime Ensuite, comme indiqué par le pavé30 1212, un signal oscillant défini par un facteur de régime de signal oscillant est généré à une sortie du réglage de
facteur de régime.
Alors, comme indiqué par le pavé 1218, le signal oscillant est appliqué à un générateur de signal à décalage de phase Ensuite, comme indiqué par le pavé 1224, une paire de trains d'impulsions comprenant un premier train5 d'impulsions et un second train d'impulsions est générée aux sorties du générateur de signal à décalage de phase o
le premier train d'impulsions et le second train d'impulsions ont les mêmes fréquences mais sont en décalage de phase.
Ensuite, comme indiqué par le pavé 1230, les différences relatives de phase entre les phases du premier train d'impulsions et du second train d'impulsions sont déterminées Alors, comme indiqué par le pavé 1236, un signal de commande représentant les différences relatives15 de phase entre les phases du premier train d'impulsions et du second train d'impulsions est généré Comme indiqué par
le pavé 1242, le signal de commande est appliqué à une seconde entrée du réglage de facteur de régime.
Finalement, comme indiqué par le pavé 1248, le facteur de régime du signal oscillant généré par le réglage de facteur de régime est modifié lorsque le premier train
d'impulsions et le second train d'impulsions sont au-delà de la quadrature de phase.
Tandis que la présente invention a été décrite en référence aux modes de réalisation illustrés sur les diverses Figures, on comprendra que d'autres modes de réalisation similaires peuvent être utilisés et que des variantes et des additions peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits pour assumer la même fonction que la30 présente invention sans sortir du cadre de celle-ci Par conséquent, la présente invention ne doit pas être limitée à un mode de réalisation unique mais est plutôt comprise dans l'étendue de protection et l'esprit selon les
revendications annexées.
Claims (7)
1 Circuit pour la génération d'un ensemble de signaux maintenus en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, ledit circuit étant caractérisé par: un oscillateur de synchronisation ( 378) pour la génération d'un signal d'horloge défini par un facteur de régime de signal d'horloge; un circuit de réglage du facteur de régime ( 410) possédant une première entrée et une seconde entrée dans lo lequel la première entrée est couplée pour recevoir le signal d'horloge, le circuit de réglage du facteur de régime générant un signal oscillant défini par un facteur de régime de signal oscillant; un générateur de signal à décalage de phase ( 450) couplé pour recevoir le signal oscillant généré par le circuit de réglage du facteur de régime ( 410), le générateur de signal à décalage de phase ( 450) générant une paire de trains d'impulsions caractérisée par un premier train d'impulsions et un second train d'impulsions dans20 laquelle le premier train d'impulsion et le second train d'impulsions ont les mêmes fréquences mais sont décalés en phase; et un détecteur à boucle de rétroaction ( 480) couplé pour recevoir les signaux représentant les phases des premier et second trains d'impulsions respectifs, le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) déterminant les différences relatives de phase entre les phases des premier et second trains d'impulsions et générant un signal de commande représentant les différences relatives de phase30 pour une application à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime ( 410) o le circuit de réglage du facteur de régime ( 410) modifie le facteur de régime du signal oscillant lorsque les premier et second trains d'impulsions sont au-delà de la quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) formant ainsi une boucle de commande à rétroaction pour placer et maintenir les premier et second trains d'impulsions en quadrature de phase. 2 Circuit selon la revendication 1, dans lequel le circuit de réglage du facteur de régime ( 410) est caractérisé par un circuit de comparateur définissant unlo niveau de seuil modifiable selon les valeurs du signal de commande généré par le détecteur à boucle de rétroaction, le circuit de comparateur générant un signal de sortie d'un premier niveau lorsque le signal d'horloge a une valeur supérieure au niveau de seuil et d'un second niveau lorsque15 le signal d'horloge a une valeur inférieure au niveau de seuil, le signal de sortie, ainsi formé, constituant le
signal oscillant défini par le facteur de forme de signal oscillant, les valeurs du niveau de seuil défini par le circuit de comparateur déterminant ainsi le facteur de20 forme du signal oscillant.
3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé, de plus, par un détecteur de valeur moyenne ( 788) couplé pour recevoir le signal d'horloge généré par l'oscillateur de synchronisation ( 378), le détecteur de valeur moyenne ( 788) déterminant la valeur moyenne du signal d'horloge et générant un signal indiquant la valeur moyenne ainsi déterminée et par un moyen de modification du signal indiquant la valeur moyenne du signal d'horloge selon les valeurs du signal de commande généré par le30 détecteur à boucle de rétroaction, formant ainsi un signal modifié de valeur moyenne pour une application à la seconde
entrée du circuit de réglage du facteur de régime ( 410).
4 Circuit selon la revendication 2, caractérisé, de plus, par un moyen de modification du signal d'horloge selon les valeurs du signal de commande
généré par le détecteur à boucle de rétroaction, formant ainsi un signal d'horloge modifié pour une application à la première entrée du circuit de réglage du facteur de régime 5 ( 410)-
Circuit selon la revendication 4, caractérisé, de plus, par un inverseur ( 852) couplé pour recevoir le signal d'horloge généré par l'oscillateur de synchronisation ( 378), l'inverseur ( 852) inversant le10 signal d'horloge pour former un signal d'horloge inversé et par un moyen de modification du signal d'horloge inversé
selon les valeurs du signal de commande formant ainsi un signal d'horloge inversé modifié pour une application à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime.
6 Circuit selon la revendication 1, dans lequel le générateur de signal à décalage de phase ( 450) est caractérisé par une paire de bascules dans laquelle une ligne de sortie d'une première bascule de la paire de bascules est couplée à une entrée d'une seconde bascule de20 la paire de bascules et une ligne de sortie de la seconde bascule de la paire de bascules est couplée à une entrée de la première bascule et dans lequel le signal oscillant généré par ledit circuit de réglage du facteur de régime ( 410) est fourni à une entrée d'horloge de la première bascule et à une entrée d'horloge inversée de la seconde bascule, les signaux générés sur les lignes de sortie des
première et seconde bascules respectives étant ainsi en décalage de phase l'un par rapport à l'autre selon des différences de phase correspondant aux valeurs du facteur30 de régime du signal oscillant.
7 Circuit selon la revendication 1, dans lequel ledit détecteur à boucle de rétroaction ( 480) est couplé pour recevoir le signal oscillant généré par le circuit de réglage du facteur de régime ( 410), le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) étant caractérisé par un circuit de comparateur ( 484) couplé pour recevoir le signal oscillant généré par le circuit de réglage du facteur de régime ( 410) et prévu pour générer un signal de sortie d'un 5 premier niveau lorsque le signal oscillant est au dessus d'un niveau de seuil du circuit de comparateur et d'un
second niveau lorsque le signal oscillant est en dessous du niveau de seuil du circuit de comparateur.
8 Circuit selon la revendication 7, dans lequel le détecteur à boucle de rétroaction est caractérisé, de plus, par un circuit intégrateur ( 488) couplé pour recevoir le signal de sortie généré par le circuit de comparateur ( 484), le circuit intégrateur ( 488) déterminant une valeur moyenne du signal de sortie fourni15 et générant un signal caractérisé par le signal de commande représentant la valeur moyenne déterminée pour une
application à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime ( 410).
9 Circuit selon la revendication 7, dans lequel le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) est caractérisé, de plus, par un circuit de filtrage ( 888) couplé pour recevoir le signal de sortie généré par le circuit de comparateur ( 484), le filtre ( 888) générant un signal filtré, et par un amplificateur ( 890) couplé pour25 recevoir le signal filtré généré par le filtre ( 888), l'amplificateur ( 890) amplifiant le signal filtré pour former un signal amplifié, le signal amplifié étant caractérisé par le signal de commande pour une application à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de
régime ( 410).
Emetteur/récepteur, prévu pour transmettre un signal de commutation et possédant un circuit de modulation ( 1036) pour la modulation du signal de communication afin de former des premier et second signaux modulés, comprenant une combinaison du circuit de modulation avec un mélangeur en quadrature pour la conversion des premier et second signaux modulés en premier et second signaux respectifs convertis vers le haut, ledit5 mélangeur à quadrature étant caractérisé par: un oscillateur de synchronisation ( 378) pour la génération d'un signal d'horloge défini par un facteur de régime de signal d'horloge; un circuit de réglage du facteur de régime ( 410) possédant une première entrée et une seconde entrée dans lequel la première entrée est couplée pour recevoir le signal d'horloge, le circuit de réglage du facteur de régime générant un signal oscillant défini par un facteur de régime de signal oscillant; un générateur de signal à décalage de phase ( 450) couplé pour recevoir le signal oscillant généré par le circuit de réglage du facteur de régime ( 410), le générateur de signal à décalage de phase ( 450) générant une paire de trains d'impulsions caractérisée par un premier20 train d'impulsions et un second train d'impulsions dans laquelle le premier train d'impulsion et le second train d'impulsions ont les mêmes fréquences mais sont décalés en phase; un détecteur à boucle de rétroaction ( 480) couplé pour recevoir un signal représentant les phases des premier et second trains d'impulsions respectifs, le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) déterminant les différences relatives de phase entre les phases des premier et second trains d'impulsions et générant un signal de commande30 représentant les différences relatives de phase pour une application à la seconde entrée du circuit de réglage du facteur de régime ( 410) o le circuit de réglage du facteur de régime ( 410) modifie le facteur de régime du signal oscillant lorsque les premier et second trains d'impulsions sont au-delà de la quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, le détecteur à boucle de rétroaction ( 480) formant ainsi une boucle de commande à rétroaction pour placer et5 maintenir les premier et second trains d'impulsions en quadrature de phase; un premier mélangeur ( 1060) couplé pour recevoir le premier signal modulé et le premier train d'impulsions, le premier mélangeur ( 1060) générant un premier signal mélangélo caractérisé par le premier signal converti vers le haut formé du premier signal modulé et du premier train d'impulsions; et un second mélangeur ( 1056) couplé pour recevoir le second signal modulé et le second train d'impulsions, le second mélangeur ( 1056) générant un second signal mélangé caractérisé par le second signal converti vers le haut
formé du signal modulé et du second train d'impulsions.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/986,206 US5375258A (en) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | Circuit for generating signals in phase quadrature and associated method therefor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2699032A1 true FR2699032A1 (fr) | 1994-06-10 |
| FR2699032B1 FR2699032B1 (fr) | 1996-01-05 |
Family
ID=25532184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9314104A Expired - Fee Related FR2699032B1 (fr) | 1992-12-07 | 1993-11-25 | Circuit pour la generation de signaux en quadrature de phase et procede associe. |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5375258A (fr) |
| CA (1) | CA2127271C (fr) |
| FR (1) | FR2699032B1 (fr) |
| GB (1) | GB2279521B (fr) |
| IT (1) | IT1262461B (fr) |
| MX (1) | MX9307694A (fr) |
| WO (1) | WO1994014247A1 (fr) |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002515190A (ja) * | 1994-12-30 | 2002-05-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 正確な直角信号を発生する回路及び方法 |
| US5805871A (en) * | 1995-07-21 | 1998-09-08 | Ricoh Company Ltd. | System and method for phase-synchronous, flexible-frequency clocking and messaging |
| FI951918A (fi) * | 1995-04-21 | 1996-10-22 | Nokia Mobile Phones Ltd | Lähetin-vastaanotinlaite ja menetelmä kompleksien I/Q-signaalin synnyttämiseksi ja käsittelemiseksi |
| GB2346023A (en) * | 1995-09-08 | 2000-07-26 | Motorola Israel Ltd | Frequency modulation radio |
| US5926052A (en) * | 1996-07-01 | 1999-07-20 | Motorola, Inc. | Variable phase shifter and method |
| US5787362A (en) * | 1996-07-08 | 1998-07-28 | Nokia Mobile Phones Limited | AM removal from FM signal generated by IQ modulator |
| US5768691A (en) * | 1996-08-07 | 1998-06-16 | Nokia Mobile Phones Limited | Antenna switching circuits for radio telephones |
| US5894592A (en) * | 1997-04-17 | 1999-04-13 | Motorala, Inc. | Wideband frequency synthesizer for direct conversion transceiver |
| US20080207197A1 (en) | 1997-07-30 | 2008-08-28 | Steven Tischer | Apparatus, method, and computer-readable medium for interfacing devices with communications networks |
| US7194083B1 (en) | 2002-07-15 | 2007-03-20 | Bellsouth Intellectual Property Corporation | System and method for interfacing plain old telephone system (POTS) devices with cellular networks |
| US7149514B1 (en) | 1997-07-30 | 2006-12-12 | Bellsouth Intellectual Property Corp. | Cellular docking station |
| US5930689A (en) * | 1997-10-24 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for producing a plurality of output signals with fixed phase relationships therebetween |
| US6016422A (en) * | 1997-10-31 | 2000-01-18 | Motorola, Inc. | Method of and apparatus for generating radio frequency quadrature LO signals for direct conversion transceivers |
| EP0954093A1 (fr) * | 1998-04-29 | 1999-11-03 | Mitel, Inc. | Suppression des harmoniques d' ordre pair d' un oscillateur local |
| US6411802B1 (en) | 1999-03-15 | 2002-06-25 | Bellsouth Intellectual Property Management Corporation | Wireless backup telephone device |
| DE19958908A1 (de) | 1999-12-07 | 2001-06-21 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zur Direktmodulation |
| JP2002344308A (ja) * | 2001-05-18 | 2002-11-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 奇数分周器とそれを用いた９０度移相器 |
| US20030092419A1 (en) * | 2001-11-09 | 2003-05-15 | Dan Nobbe | Method and apparatus for a near-unity divider in a direct conversion communication device |
| US7120454B1 (en) | 2001-12-26 | 2006-10-10 | Bellsouth Intellectual Property Corp. | Auto sensing home base station for mobile telephone with remote answering capabilites |
| US8000682B2 (en) | 2002-07-15 | 2011-08-16 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for restricting access to data |
| US8526466B2 (en) | 2002-07-15 | 2013-09-03 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for prioritizing communications between devices |
| US8543098B2 (en) | 2002-07-15 | 2013-09-24 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for securely providing communications between devices and networks |
| US8554187B2 (en) | 2002-07-15 | 2013-10-08 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for routing communications between networks and devices |
| US8275371B2 (en) | 2002-07-15 | 2012-09-25 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for providing communications and connection-oriented services to devices |
| US7200424B2 (en) | 2002-07-15 | 2007-04-03 | Bellsouth Intelectual Property Corporation | Systems and methods for restricting the use and movement of telephony devices |
| US8416804B2 (en) | 2002-07-15 | 2013-04-09 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and method for providing a user interface for facilitating communications between devices |
| US20040036541A1 (en) * | 2002-08-26 | 2004-02-26 | Fang Sher Jiun | Differential CMOS latch and digital quadrature LO generator using same |
| US7242910B2 (en) * | 2003-02-03 | 2007-07-10 | M/A-Com, Inc. | Self-calibrating radio |
| KR101165485B1 (ko) * | 2004-07-06 | 2012-07-13 | 에이씨피 어드밴스드 써킷 퍼슛 에이지 | 균형 혼합기를 사용하는 장비 일체 |
| TWI266485B (en) * | 2005-02-18 | 2006-11-11 | Realtek Semiconductor Corp | Multi-phase clock generator and generating method for network controller |
| KR100672030B1 (ko) * | 2005-10-07 | 2007-01-19 | 삼성전자주식회사 | 신호발생장치, 주파수변환장치, 및 수신기 |
| US8121215B2 (en) * | 2007-06-29 | 2012-02-21 | Motorola Solutions, Inc. | Broadband self adjusting quadrature signal generator and method thereof |
| US7821315B2 (en) | 2007-11-08 | 2010-10-26 | Qualcomm Incorporated | Adjustable duty cycle circuit |
| US8615205B2 (en) | 2007-12-18 | 2013-12-24 | Qualcomm Incorporated | I-Q mismatch calibration and method |
| US8970272B2 (en) | 2008-05-15 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | High-speed low-power latches |
| US8712357B2 (en) | 2008-11-13 | 2014-04-29 | Qualcomm Incorporated | LO generation with deskewed input oscillator signal |
| US8718574B2 (en) | 2008-11-25 | 2014-05-06 | Qualcomm Incorporated | Duty cycle adjustment for a local oscillator signal |
| US8847638B2 (en) | 2009-07-02 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | High speed divide-by-two circuit |
| US8791740B2 (en) | 2009-07-16 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for reducing average current consumption in a local oscillator path |
| US8854098B2 (en) | 2011-01-21 | 2014-10-07 | Qualcomm Incorporated | System for I-Q phase mismatch detection and correction |
| US9154077B2 (en) | 2012-04-12 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Compact high frequency divider |
| US9479208B2 (en) | 2014-09-30 | 2016-10-25 | Stmicroelectronics S.R.L. | System for the correction of the phase error of two in-phase and quadrature signals, corresponding device and method |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0401771A2 (fr) * | 1989-06-09 | 1990-12-12 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Montage de circuit pour conversion en fréquence |
| EP0448835A1 (fr) * | 1990-03-27 | 1991-10-02 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Diviseur de phase |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0305604B1 (fr) * | 1987-09-03 | 1992-06-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Récepteur comprenant des voies de signal parables |
| DE3815055A1 (de) * | 1988-05-04 | 1989-11-16 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Quadratur-empfaenger |
| US4959557A (en) * | 1989-05-18 | 1990-09-25 | Compaq Computer Corporation | Negative feedback circuit to control the duty cycle of a logic system clock |
| US5097230A (en) * | 1990-05-24 | 1992-03-17 | Emhiser Research Limited | Phase locked loop that includes D. C. modulation |
-
1992
- 1992-12-07 US US07/986,206 patent/US5375258A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-10-29 GB GB9413971A patent/GB2279521B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-10-29 WO PCT/US1993/010408 patent/WO1994014247A1/fr active Application Filing
- 1993-10-29 CA CA002127271A patent/CA2127271C/fr not_active Expired - Fee Related
- 1993-11-25 FR FR9314104A patent/FR2699032B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1993-11-26 IT ITRM930791A patent/IT1262461B/it active IP Right Grant
- 1993-12-06 MX MX9307694A patent/MX9307694A/es unknown
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0401771A2 (fr) * | 1989-06-09 | 1990-12-12 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Montage de circuit pour conversion en fréquence |
| EP0448835A1 (fr) * | 1990-03-27 | 1991-10-02 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Diviseur de phase |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1994014247A1 (fr) | 1994-06-23 |
| FR2699032B1 (fr) | 1996-01-05 |
| ITRM930791A1 (it) | 1995-05-26 |
| CA2127271C (fr) | 1998-07-14 |
| MX9307694A (es) | 1994-08-31 |
| CA2127271A1 (fr) | 1994-06-23 |
| IT1262461B (it) | 1996-06-19 |
| US5375258A (en) | 1994-12-20 |
| GB9413971D0 (en) | 1994-08-31 |
| ITRM930791A0 (it) | 1993-11-26 |
| GB2279521A (en) | 1995-01-04 |
| GB2279521B (en) | 1997-01-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2699032A1 (fr) | Circuit pour la génération de signaux en quadrature de phase et procédé associé. | |
| CA2096942C (fr) | Procede de transmission numerique et recepteur a conversion directe | |
| EP0716526B1 (fr) | Procédé de production de formes d'onde modulantes à enveloppe constante | |
| EP0142427B1 (fr) | Système de transmission d'informations numériques par modulation d'une onde lumineuse cohérente | |
| CA2562518C (fr) | Procede pour inverser temporellement une onde | |
| FR2669794A1 (fr) | Systeme de detection d'erreur. | |
| KR20080031343A (ko) | 펄스진폭변조 파형들의 중첩으로부터 ｍ-진 상위상변조파형을 생성하기 위한 방법 및 장치 | |
| JPH06503460A (ja) | 差分符号化位相変調信号の絶対位相を決定するためのシステムおよび方法 | |
| CN107534633A (zh) | 载波相位调制方法及装置以及检测多级相位编码数字信号的应用 | |
| EP0679001A1 (fr) | Dispositif de décision à seuils adaptatifs pour modulation non-linéaire | |
| EP0120786B1 (fr) | Chaîne de réception hyperfréquence comportant un dispositif de démodulation directe en hyperfréquence | |
| EP0709959A1 (fr) | Correction d'un décalage de fréquence | |
| EP0692896A1 (fr) | Recupération de porteuse pour signaux MAQ | |
| US9106485B1 (en) | System and method for FSK demodulation | |
| FR2541533A1 (fr) | Oscillateur variable en phase et en frequence | |
| JPH11509708A (ja) | 受信機、復調器および復調方法 | |
| EP0021943B1 (fr) | Système de transmission hyperfréquence de données numériques | |
| FR3002345A1 (fr) | Procede et dispositif d'emission d'un signal radiofrequence | |
| FR3093257A1 (fr) | Méthode et dispositif de modulation par séquences de zadoff-chu | |
| FR2666709A1 (fr) | Ensemble de reglage de gain pour radiotelephone. | |
| FR3002392A1 (fr) | Dispositif de generation d'un signal | |
| JPH06311507A (ja) | 差動符号化４分位相遷移変調方法及びその装置 | |
| FR2800531A1 (fr) | Amplificateur de frequences radioelectriques ayant un modulateur de phase a double rampe | |
| KR100339126B1 (ko) | 베이스밴드 신호 처리 회로 | |
| EP0272956B1 (fr) | Système de transmission numérique à démodulation cohérente aménagé pour la transmission simultanée de deux messages binaires |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20090731 |