JP2002515190A - 正確な直角信号を発生する回路及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 入力信号は、入力信号を基準電圧Ｖ_Rと比較する比較器に供給される。比較器の出力は、次に、そこに入力された信号の２分の１の周波数の各直角信号を生成する分周器に接続される。両方の信号は、次に、２個の信号の位相が正確に９０°ずれていないならば、位相差と相関させられたパルス列を出力する位相検波器に入力される。パルス列は、次に、調節された基準電圧Ｖ_Rを得るためローパスフィルタと、積分器の中を通される。Ｖ_Rは、２個の信号に直角関係を生じさせるため比較器のゼロ交差を調節する。

Description

【発明の詳細な説明】 正確な直角信号を発生する回路及び方法 本発明は、広帯域直角信号発生用の電子回路に係り、特に、直角信号発生に使 用される制御信号を調節することにより、２個の信号の間の位相差を正確に９０ °にするため略直角である２個の信号の間の位相誤差を補正する電子回路に関す る。 過去数年の間に、個人的な通信システムの効率的な利用のためのディジタル変 調の利点が明らかにされている。直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調の 種々の形式は、広い帯域幅に亘って、直角、即ち、互いに位相が９０°ずれた２ 個の信号を出力する局部発振器を必要とする。低周波の上記信号の発生は、簡単 な２分周のフリップフロップによって実現される。 関連する技術によれば、入力信号は、最初に、負側の入力が電圧基準Ｖ_Rに接 続された比較器に供給される。比較器の出力は、次に、入力信号の２分の１の周 波数の２個の信号を生成する分周回路に供給される。システムへの入力信号が対 照的な方形波であるならば、この方法及び装置は、低周波で非常に優れた性能を 発揮する。しかし、高周波（１００ＭＨｚを上回る周波数）の場合、完全に対称 的な波形を発生することは、（たとえ、高調波成分を含まなくても）非常に難し い。その上、不均等な伝搬遅延は別の位相誤差を発生させる。例えば、２個の４ ００ＭＨｚの直角信号を生成すべき８００ＭＨｚの入力信号の場合には、同相信 号と直角信号の間に７ピコ秒の不整合と伝搬遅延が発生し、信号の位相は、９０ °ずれるのではなく、８９°ずれる。その上、８００ＭＨｚの到来信号が、ゼロ 交差の間隔を不均等化する秒のオーダーの高調波成分を有するならば、付加的な 位相誤差が更に生じる。高周波入力信号の場合には、高調波の影響も考慮する必 要がある。従って、高調波の影響を除去する ため入力信号を除波する必要があり、除波されていない入力信号が復調されたと きに、入力信号の高調波成分が復調された信号と干渉し、分散された信号を生成 する可能性がある。 高周波において、１オクターブよりも小さい帯域幅に亘って、ＲＣ及びＣＲ回 路網の位相差、又は、２個の全通過位相シフト回路網の間の位相差が、直角の２ 個の信号を出力するため使用される。その上、最近になって開発された別の方法 は、直角の２個の信号を発生するため、不均等な位相を有する２個の同じ振幅の 信号の和と差を使用する。後者の技術は広域の帯域幅に亘って使用され得るが、 後者の技術は方形波信号に対し動作しない。従って、その用途は制限される。必 要とされるのは、高周波入力信号に基づいて直角信号を発生し、信号間の位相差 を維持するシステムである。 本発明の目的は、入力信号に基づいて、互いの位相が正確に９０°ずれた２個 の信号を生成することである。 本発明は広帯域直角信号発生用の装置及び方法である。本発明の方法及び装置 において、略直角、即ち、位相が９０°ずれている２個の信号の間の位相誤差が 測定され、略直角である２個の信号の間の位相差を補正するため帰還され、２分 周回路によって供給された第１の信号のデューティサイクルを調節することによ り、２個の信号の間の位相差を正確に９０°にする。 本発明の第１の実施例において、入力信号は、２分周のフリップフロップ回路 に出力が接続され、同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）の２個の出力信号を生成す る比較器の正側の端子に入力される。Ｉ及びＱ信号は位相検波器に入力され、位 相検波器は、Ｉ信号とＱ信号の間の誤差を表わす間隔のある狭いパルスを出力す る。Ｉ及びＱ信号が正確に９０°だけ位相がずれているならば、Ｉ及びＱ信号の 間の直角出力には位相誤差がなく、位相検波器の出力は零である。位相検波器の 出力はローパスフィルタに供給され、ローパスフィルタの出力が積分器に供給さ れ、次いで、積分器の出力が比較器の負 側の端子に供給される。これにより、フリップフロップのスイッチングをトリガ ーするため比較器が使用する基準レベルが調節される。従って、Ｉ信号とＱ信号 の間の誤差が、比較器に帰還され、Ｉ信号とＱ信号の間に正確に９０°の位相の ずれを形成するため使用される。 本発明の付加的な利点は、たとえ入力信号が変調されても、２個の信号の間の 位相を決定、調節し得ることである。 本発明の他の利点は、フィルタリングの必要性を減少させるため、復調されて いる信号の高調波成分を縮小又は除去することである。 以下、明らかにされる他の目的及び利点と共に、上記目的及び利点は、以下の 説明と請求の範囲とによって、この一部を形成し、全体的に同じ番号が同じ部品 を示す添付図面を参照して完全に記載されているように構成と動作の細部にある 。 以下、添付図面を用いて本発明の更なる詳細を説明する。添付図面において； 図１は本発明によるレベルロックドループのブロック図であり； 図２Ａ−２Ｃは、低周波数で、９０°の位相差のあるＩ及びＱ信号を生成する 完全な正弦波を例示するタイミングチャートであり； 図３Ａ−３Ｃは、ＩとＱの位相差に誤差を生じる入力信号の２次高調波成分を 表わすタイミングチャートであり； 図４は、本発明に対する典型的な入力信号を表わす図であり； 図５Ａ−５Ｅは、本発明の動作のシステムタイミングを表わすタイミングチャ ートである。 本発明は、直角出力信号を発生するため使用される入力信号に対し設定された ゼロ交差レベルを調節することにより位相トラッキングを行う。ゼロ交差レベル が調節されると共に、デューティサイクル、即ち、直角信号の間の位相差が変化 する。位相差の変化が検出 され、直角出力信号の間で９０°の位相差を保つべく基準レベルを調節するため 使用される。 図１に示されているように、本発明によれば、高周波正弦波信号、例えば、８ ００メガヘルツ（ＭＨｚ）の周波数を有する正弦波信号でもよい入力信号Ｖ₁が レベルロックドループ４に入力される。レベルロックドループ４は、直角信号発 生回路６と、位相検波及び基準レベル調節回路８とに分割されている。レベルロ ックドループ４の上記実施例において、入力信号が従来の比較器１０の正側の端 子に接続される。比較器１０は、入力信号を、負側の入力に供給された基準レベ ル信号Ｖ_rと比較する。入力信号が基準信号のレベルを横切るとき、比較器１０ は、その出力信号ＣＤの２進数の値を変える。比較器１０の出力は、従来の２分 周回路１２に接続される。２分周回路１２は、信号ＣＤの周波数を半分に分周し 、２分周出力１（ＤＢＴＯ１）と２分周出力２（ＤＢＴＯ２）の２個の信号を出 力する。上記２個の信号ＤＢＴＯ１とＤＢＴＯ２は、正確に９０°位相がずらさ れた出力直角信号であり、夫々、同相（Ｉ）信号又は直角（Ｑ）信号である。各 出力信号ＤＢＴＯ１及びＤＢＴＯ２は、入力周波数信号ＣＤの２分の１の周波数 を有し、互いに約９０°位相がずれている。 好ましい一実施例において、図１に示された２分周回路１２は、種々の論理回 路の形式で実現可能であり、或いは、進行波分周器である。２分周回路１２は、 好ましくは、フリップフロップから形成される。フリップフロップは信号ＣＤの 前縁及び後縁によってトリガーされるので、フリップフロップの出力は９０°位 相がずれる。 ＤＢＴＯ１及びＤＢＴＯ２は、次に、２個の信号の間の位相差を検出する従来 の位相検波器１４に入力される。位相検波器１４は、位相トラッキング誤差信号 （ＰＴＥ）を出力する。信号ＰＴＥは、ＤＢＴＯ１とＤＢＴＯ２の位相差と、９ ０°との間の“誤差”を表わすパルス列である。ＤＢＴＯ１及びＤＢＴＯ２が互 いに正確に９ ０°位相がずれているならば、ＤＢＴＯ１とＤＢＴＯ２の間には位相誤差がなく 、ＰＴＥは、パルスのないＰＴＥとして出力された一定電圧である。ＤＢＴＯ１ がＤＢＴＯ２よりも９０°を上回る位相が進んでいるならば、位相検波器１４は 第１の極性のパルスを出力し、ＤＢＴＯ１がＤＢＴＯ２よりも９０°未満の位相 が進んでいるならば、位相検波器は、第１の極性とは逆の第２の極性のパルスを 生成する。信号ＰＴＥの間隔、又は、幅は、正確に９０°位相がずれたＤＢＴＯ １とＤＢＴＯ２の間の誤差の量に対応する。ＰＴＥのパルスが狭くなるにつれて 、ＤＢＴＯ１とＤＢＴＯ２は、位相のずれが正確に９０°に近くなる。 図１の位相検波器１４は従来のローパスフィルタ１６に接続され、信号ＰＴＥ はローパスフィルタ１６に入力される。ローパスフィルタ１６は、入力信号ＰＴ Ｅの直流レベルである直流レベル信号（ＤＣＬ）を出力する。本発明において、 ＤＢＴ０１とＤＢＴ０２が正確に９０°の位相のずれに近づくにつれて、ＰＴＥ のパルスがより狭くなり、ＤＣＬの直流レベルがより小さくなる。図１に示され ているようにローパスフィルタ１６は、従来の積分器１８に接続されている。Ｄ ＣＬは、基準電圧Ｖ_rを出力する積分器１８に入力される。本発明において、Ｖ_r は正弦波ＳＤのゼロ交差レベルである電圧レベルを表わす基準電圧である。Ｖ_r は、パルス列ＰＴＥのデューティサイクルに関係し、位相トラッキング誤差信号 ＰＴＥの直流電圧である。本発明において、Ｖ_rは、比較器１０の負側の端子に 入力される。基準レベル信号Ｖ_rのレベルは、位相差が変化すると共に変化し、 これにより、上記帰還配置において、位相差が正確に９０°に向けて調節される 。従って、図１に示されているように、本発明の回路は、９０°の位相差を生成 するため必要な電圧レベルＶ_rを検出し、“ロック”する。Ｖ_rは、入力正弦波信 号がＶ_rを横切る際に５０％のデューティサイクルを有する基準電圧レベルであ る。本発明のレベルロックドループは、Ｖ_rが検出され、“ロッ ク”されたならば、１度未満の誤差を伴う９０°位相がずれた２個の信号Ｉ及び Ｑを出力する。 図２Ａ−２Ｃは、正確に９０°位相がずれたＩ及びＱ信号を生成する完全な２ ｆ入力正弦波を表わすタイミングチャートである。“ゼロ交差”とは、正弦波状 のパスに従う信号２ｆのような信号が“交差”する任意の電圧レベルである。図 ２Ａにおいて、信号２ｆは、５０％のデューティサイクルを有し、均等に空けら れた間隔で“ゼロ交差”を横切る。図２Ａ−２Ｃにおいて、信号２ｆがゼロ交差 の下側からゼロ交差の上側に横切るとき、Ｉは論理状態０から論理状態１に変わ り、Ｑは論理状態０のままである。次に、図２Ａ−２Ｃにおいて、信号２ｆがゼ ロ交差の上側からゼロ交差の下側に横切るとき、Ｉは論理状態１のままであり、 Ｑは論理状態０から論理状態１に変わる。信号２ｆがゼロ交差の下側からゼロ交 差の上側に進むとき、即ち、１サイクルを終了したとき、信号Ｉは論理状態１か ら論理状態０に変わり、信号Ｑは論理状態１を保つ。従って、信号Ｉ及びＱは、 互いに９０°位相がずれる。 図３Ａ−３Ｃは、比較器１０の閾値がＶ₀に設定されたならば、Ｉ信号とＱ信 号の間の位相差に誤差を生じさせる２次の高調波成分を有する入力信号２ｆを表 わすタイミングチャートである。図３Ａ−３Ｃに示されているように、信号Ｉが 論理状態０から論理状態１に変化した後に９０°を過ぎて、Ｖ₀のゼロ交差線を 横切ることにより正の状態から負の状態に遷移する入力信号２ｆに基づいて、信 号Ｑが論理状態０から論理状態１に変化する。 更に、図３Ａ−３Ｃに示されているように、本発明によれば、比較器の閾値が Ｖ_rに設定されたならば、ゼロ閾値交差としてＶ_rを横切ることにより入力信号２ ｆが負の状態から正の状態に遷移した後の９０°で、入力信号２ｆが正の状態か ら負の状態に遷移する。図３Ａに示されたような波形の状況において、本発明は 、図示されているように、ゼロ交差をＶ_rに調節する。従って、本発明によれ ば、ゼロ交差線がＶ₀のレベルからＶ_rのレベルに移されたとき、ＩとＱは９０° 位相がずれる。従って、図１のレベルロックドループは、信号２ｆが５０％のデ ューティサイクルを有する電圧レベルである電圧レベルＶ_rを決定し、かつ、“ ロック”する。更に、Ｖ_rは、信号２ｆのゼロ電圧交差が均等に間隔を空けられ た電圧レベルである。 図４は入力信号Ｖ_iの図である。入力信号Ｖ_Iは、周波数ω₂を有する信号Ｌ_iと 、周波数ω₁を有する入力信号Ｖ_iとの組み合わせであり、信号Ｌ_iに重畳される 。従って、入力信号Ｖ₁には一定の電圧入力がない。 図４に示されているように、図１のレベルロックドループは、入力信号Ｖ₁と 共に使用されるべく設計される。この場合、入力信号Ｖ₁の電圧レベルは、図４ に示されているように、一定ではなく、かつ、信号Ｌ_iに重畳されている。図１ における別の信号に対する上記説明のように、（図４の）Ｖ₁は、信号ＣＤを出 力する比較器１０に入力される。図１に示されたように、比較器１０は、２分周 回路１２に接続されている。２分周回路１２は、ＤＢＴＯ１及びＤＢＴＯ２の２ 個の信号を出力する。ＤＢＴＯ１及びＤＢＴＯ２は、次いで、信号ＰＴＥを出力 する位相検波器１４に入力される。ＰＴＥは、上記の如く、信号ＤＣＬを出力す るローパスフィルタ１６に入力される。信号ＤＣＬは、以下に説明するＶ_outと 等価である。信号ＤＣＬは、次いで、積分器１８に入力され、積分器は、Ｒ及びＣは、夫々、抵抗及び容量の値であり、Ｓは複素周波数ｊωである。ωは ２πｆと一致する。積分器１８は、Ｖ_rと類似し、比較器１０の負側の端子に入 力される信号Ｌ_fを出力する。 上記の如く、図１に示されたレベルロックドループが８００ＭＨｚの正弦波入 力信号に関し動作するのに伴って、図１のレベルロッ クドループは、図４に示された入力信号Ｖ₁に関し動作する。以下、図１のレベ ルロックドループに対する式を説明する。もし、 ０＜Ａ₂＜Ａ₁のとき、 Ｖ₁＝Ａ₁Ｓｉｎω₁ｔ＋Ａ₂Ｓｉｎω₂ｔ （1） であるならば、 Ｌ_i＝Ａ₂Ｓｉｎω₂ｔ （2） であり、従って、入力信号Ｌ_iの小さい範囲に対し、図５Ａ−５Ｅは、Ｌ_i、Ｌ_f 、ＣＤ、Ｑ及びＶ_outの間の関係を表わす。 図５Ａにおいて、Ｌ_fはＬ_iよりも高い電圧レベルである。入力信号Ａ₁Ｓｉｎ ω₁ｔは、図１のレベルロックドループに入力される。次いで、ＣＤが、Ｌ_fを横 切るＡ₁Ｓｉｎω₁ｔによってドライブされたパルス列として出力される。ＣＤに 対するパルス列の幅は、図５Ｂに示されているように、φ₁である。図５Ｃに示 されているように、Ａ₁Ｓｉｎω₁ｔが負の値から正の値に変化し、Ｌ_fを横切る とき、Ｉは論理状態０から論理状態１に変化する。次に、図５Ｄに示されている ように、Ａ₁Ｓｉｎω₁ｔが正から負の値に変化し、Ｌ_fを横切るとき、Ｑは論理 状態０から論理状態１に変化し、信号ＣＤの１パルスの幅、即ち、φ₁でＩから 位相偏移させられる。従って、図５Ｅに示されているように、上記の如く、信号 ＰＴＥが出力される。Ｖ_outは一定のレベルを維持する。Ｖ_outの最大値は、パル ス列ＰＴＥの高さである。 Ｖ₁がＬ_fと一致すると仮定すると、 Ｌ_f−Ｌ_i＝Ａ₁Ｓｉｎω₁ｔ （3） である。 ω₁ｔ₁に対して解くことにより、 が得られる。従って、 が得られる。 次に、 が得られる。従って、周波数域において、 が得られ、式中、Ｂは積分器１８の低周波利得であり、Ｒは積分器１８の抵抗で あり、Ｃは積分器１８の容量である。 が得られる。従って、周波数域では、 が得られる。従って、Ｌ_f（Ｓ）の値を挿入し、Ｖ_out（Ｓ）を解くことにより、 図１に示されたレベルロックドループの伝達関数は： で表わされる。 本発明によれば、Ａが小さい２次高調波成分を表わす場合に、 Ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａｃｏｓ（ωｔ） と一致する到来信号に対し、入力信号が５０％のデューティサイクルを有する電 圧レベルである０交差点を決定するため、 Ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａｃｏｓ（２ω）＝０ が得られる。従って、 −２ＡＳｉｎ²（ωｔ）＋Ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ＝０ である。ここで、 Ｓｉｎ（ωｔ）＝（１−（１＋８Ａ²）^0.5）４Ａ が得られ、この式は、 Ｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ のように近似してもよい。 Ａ＜＜１の場合を想定すると、ωｔ＝−Ａである。ωｔ＝１°の場合に、Ａ＝ ０．０１７４又は−３５．２ｄＢである。従って、直角信号Ｉ及びＱの１度未満 の位相誤差を得るため、８００ＭＨｚの正弦波入力の２次高調波成分は、最悪の 条件下で３５ｄＢｃ未満である。 上記の如く、本発明のレベルロックドループは、入力信号の形状に依存した挙 動を有する非常に非線形の回路である。入力信号が、図４及び１に示されたよう に、低周波正弦波ω₂に依存する周波数ω₁の正弦波である場合には、均等に間隔 が空けられたゼロ交差のレベルがＬ_iとして定義される。図１のレベルロックド ループにより供給される帰還信号はＬ_fであり、位相検波後に、図１のレベルロ ックドループの最終的な出力はローパスフィルタの出力のＶ_outである。 上記の如く、本発明は、基準レベルが直角信号発生用のゼロ交差として使用さ れたとき、直角信号の間の直角位相関係を維持するため必要とされる基準レベル に追従する。 本発明の多数の特徴及び利点が詳細な説明から明らかになるので、添付された 請求の範囲の記載は、本発明の本来の精神と範囲から逸脱することなく、かかる 本発明の全ての特徴及び利点に及ぶことが意図されている。更に、当業者によっ て多数の改良及び変更が容易に行われるので、本発明は、例示され、かつ、説明 がなされた通り の構成及び動作に限定されるべきではなく、従って、本発明の範囲を逸脱するこ となく、あらゆる適当な変形、等価な構成及び動作が再現される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ベーバハニ，ファーボッド ベーバハニ アメリカ合衆国，カリフォルニア州 90302，イングルウッド，ウエスト・フェ アヴュー・ブルバード 141番 (72)発明者 ハジミリ，アリー アメリカ合衆国，カリフォルニア州 94309，スタンフォード，ピー・オー・ボ ックス 8478（番地なし)

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 発振器信号を発生する発振器からなる直角信号を発生する回路であって、 上記発振器信号から、制御信号によって定められたデューティサイクルを有す る第１の信号を得るデューティサイクル変調器と、 ９０°の相互の位相差を有する第２の信号及び第３の信号を発生する２分周回 路と、 上記第２及び第３の信号の間の直角誤差を表わす直角誤差信号を発生する位相 検波器と、 上記直角誤差信号から上記制御信号を得る制御手段とを更に有することを特徴 とする回路。 ２． 上記デューティサイクル変調器が、上記入力された信号と上記制御信号の 差に依存して上記第１の信号を得る比較器からなることを特徴とする請求項１記 載の回路。 ３． 上記発振器信号が正弦波であることを特徴とする請求項１又は２記載の回 路。 ４． 上記正弦波が８００ＭＨｚ以上の周波数を有することを特徴とする請求項 ３記載の回路。 ５． 上記発振器信号が、異なる周波数の２個の信号の合計であることを特徴と する請求項１又は２記載の回路。 ６． 入力信号から直角信号を発生する回路であって、 上記入力信号から制御信号によって定められたデューティサイクルを有する第 １の信号を得るデューティサイクル変調器と、 ９０°の相互の位相差を有する第２の信号及び第３の信号を発生する２分周回 路と、 上記第２及び第３の信号の間の直角誤差を表わす直角誤差信号を発生する位相 検波器と、 上記位相誤差信号から上記制御信号を得る制御手段とからなることを特徴とす る回路。 ７． 上記デューティサイクル変調器が、上記入力信号と上記制御信号の差に依 存して上記第１の信号を得る比較器からなることを特徴とする請求項１記載の回 路。 ８． 入力信号から直角信号を発生する方法であって、 上記入力信号から制御信号によって定められたデューティサイクルを有する第 １の信号を得る段階と、 上記第１の信号から９０°の相互の位相差を有する第２の信号及び第３の信号 を発生する段階と、 上記第２及び第３の信号の間の直角誤差を表わす直角誤差信号を発生する段階 と、 上記位相誤差信号から上記制御信号を得る制御手段とからなることを特徴とす る回路。