CN1146259A - 精确正交信号的发生电路和方法 - Google Patents

Abstract

一个输入信号被输入比较器，后者将该输入信号和参考电压V_R进行比较。然后比较器的输出被连接至分频电路，它产生正交信号，每个信号频率为输入其中的信号的一半。然后两个信号输入到相位检测器，如果两个信号相位差不是正好90°，那么检测器输出一个与相位差有关的脉冲序列。然后脉冲序列流经低通滤波器，以及积分器来获得调节后的参考电压V_R。V_R调节比较器的过零点来将两个信号导入正交关系。

Description

精确正交信号的发生电路和方法

本发明涉及宽带正交信号发生电路，具体地涉及通过对正交信号发生中所使用的控制信号的调整，对两个近似正交信号间的相位误差进行纠正以使这两个信号的相位差正好为90°。

在过去几年中，为有效利用个人通信系统而采用的数字调制的优势变得很明显。各种形式的正交移相键控(QPSK)调制要求到本地振荡器在宽带上正交，即输出两个相位彼此相差90°的信号。这类信号在低频的发生是由一个简单的除2触发器完成的。

在相关的现有技术中，首先一个输入信号被馈给比较器，比较器的负输入端与参考电压V_R相连。然后比较器的输出被送给分频器电路，后者产生两个信号，每一个信号频率为输入信号的一半。如果系统的输入信号是对称方波，该方法和装置在低频将有非常好的性能。但是，在高频(大于100MHz的频率)，要产生完全对称的波形(甚至没有谐波含量)是非常困难的。进而，不等的传播延迟会导致更多的相位误差。例如，就一个800MHz输入信号而言，它应当将产生两个400MHz正交信号，在同相信号和正交信号之间存在7皮秒失配和传播延迟，这将使得以上两个信号相位差为89°，而不是90°。此外，如果800MHz的输入信号有任何的二阶谐波含量，这使得过零点之间的距离不一致，也将会导致额外的相位误差。同样，对高频输入信号必须考虑谐频影响。因此，输出信号必须进行滤波以消除谐频影响，否则当对未滤波的输入信号解调之时，输入信号的谐波含量可能会干扰解调后的信号并产生色散信号。

在高频及在小于一倍频程的带宽上，RC和CR网络的相位差或两个全通相移网络之间的相位差可用于产生两个正交的信号。此外，最近发展的另一种方法使用两个等幅但不同相信号的和与差来产生两个正交的信号。尽管后一技术可以应用在宽带上，但它不能用于方波信号。因此，其使用受到限制。所需要的是这样一个系统，它基于高频输入信号产生正交信号，并保持信号间的相位差。

本发明的一个目的在于基于一个输入信号产生两个彼此相位差正好为90°的信号。

本发明是宽带正交信号发生的一种装置和方法。在本发明的该方法和装置中，对近似正交即相位差90°的两个信号的相位误差进行测量并将之反馈来纠正这两个近似正交信号间的相位差，并通过由除2电路来调整第一信号的占空比使得两个信号的相位差正好为90°。

在本发明的第一实施例中，输入信号被输入到比较器的正端，而该比较器的输入被耦合至一个除2触发器并且后者产生两个输出信号，一个为同相信号(I)且另一个为正交信号(Q)。信号I和Q被输入至相位检测器，该检测器输出窄脉冲，其宽度表示信号I和Q间的误差。如果信号I和Q相位差正好90°，信号I和Q之间正交输出没有相位误差，并且相位检测器的输出为零。相位检测器的输出被馈至低通滤波器，接着该低通滤波器的输出被馈至积分器，继而积分器的输出馈至比较器的负端。它调节比较器用于触发触发器切换操作的参考电平。因此，信号I和Q间的误差被反馈回比较器并被用于使信号I和Q相位差正好为90°。

本发明的另一个优势在于可能对两个信号之间的相位差进行确定和调节，甚至当输入信号被调制时也是如此。

本发明的进一步优势在于降低或消除待解调信号的谐波含量以降低对滤波的要求。

这些和其后将显而易见的其它目的以及优势存在于下文说明和权利要求的构造和操作细节中，并参考了构成为本文一部分的附图，附图中自始至终以同样的标号指代同样的部件。

下面借助于附图对本发明更多的细节进行解释，附图中：

图1是根据本发明的电平锁定环路的原理图；

图2A-2C是在低频的由一个理想正弦产生两个相位差90°的信号I和Q的时序图；

图3A-3C是表示输入信号中的二阶谐波含量使I和Q相位差产生误差情况的时序图；

图4是根据本发明的典型输入信号的示意图；以及

图5A-5E是表示本发明操作的系统定时的时序图。

本发明通过对为用来产生正交输出信号的一个输入信号而设置的过零点电平进行调节来实现相位跟踪。由于对过零点参考电平作了调节，占空比并且因此正交信号之间的相位差改变了。相位差的改变被检测并且用于调节参考电平以使正交输出信号之间相位差维持为恒值90°。

在本发明图1中，一个输入信号V_I根据本发明被输入至电平锁定环路4，该输入信号V_I可以是一个高频正弦信号，例如具有频率800兆赫(MHz)的正弦信号。电平锁定环路4被分成正交信号发生电路6和相位检测与参考电平调节电路8。在本实施例电平锁定环路4中，输入信号被耦合至常规比较器10的正端。比较器10对输入信号和提供在负输入端的参考电平信号Vr进行比较。当输入信号越过参考信号的电平时，比较器10改变其输出信号CD的二进制值。比较器10的输出被耦合至一个常规的除2电路12。该除2电路12将信号CD的频率一分为二并输出两个信号，除2输出1(DBTO1)和除2输出2(DBTO2)。这两个信号DBTO1和DBTO2是相位差正好维持在90°并且分别为同相(I)信号或正交(Q)信号的输出正交信号。输出信号DBTO1和DBTO2每一个的频率都为输入频率信号CD的一半且彼此相位差近似为90°。

在一个优选实施例中，图1所示的除2电路可以不同形式的逻辑实现，或者是一个行波分频器。除2电路12优选地由两个触发器形成。由于这些触发器由信号CD的上升沿和下降沿触发，它们的输出将有相位差90°。

然后DBTO1和DBTO2输入至检测这两个信号相位差的一个常规相位检测器14。相位检测器14输出相位跟踪误差信号(PTE)。信号PTE是一个脉冲序列，表示DBTO1和DBTO2间相位差与90°的“误差”。如果DBTO1和DBTO2彼此相位差正好为90°，那么它们之间没有相位误差，并且PTE是恒压输出，作为没有脉冲的PTE。如果DBTO1比DBTO2超前90°以上，那么相位检测器14输出一些具有第一极性的脉冲，并且如果DBTO1比DBTO2超前相位小于90°，则相位检测器14产生一些具有与第一极性相反的第二极性的脉冲。信号PTE脉冲的持续时间或宽度对应于DBTO1和DBTO2之间关于相位差正好90°的误差大小。PTE的脉冲越窄，DBTO1和DBTO2越接近于相位差正好90°。

图1的相位检测器14被耦合至一个常规的低通滤波器16并且信号PTE输入至该低通滤波器16。低通滤波器16输出D.C.电平信号(DCL)，它是输入信号PTE的DC电平。在本发明中，DBTO1和DBTO2相位差越接近于正好90°，PTE的脉冲便越窄，DCL的DC电平越小。低通滤波器16被耦合至一个常规的积分器18，如图1所示。DCL输入至积分器18，后者输出参考电压Vr。在本发明中，Vr是代表正弦SD过零电压电平的参考电压。Vr与脉冲序列PTE的占空比有关，并且是相位跟踪误差信号PTE的DC电压。在本发明中Vr输入至比较器10的负端。参考电平信号Vr的电平因相位差的改变而改变，这在该反馈装置中导致相位差被调节趋于正好90°。因此，如图1所示本发明是一个检测并“锁定”在产生90°相位差所必需的电压电平上的电路。Vr是这样一种参考电压电平，其中输入正弦信号在越过Vr时其占空比为50％。一旦Vr被检测并“锁定”之后，本发明的电平锁定环路输出两个相位差为90°的信号I和Q，相位差误差小于1度。

图2A-2C是表示理想2f输入正弦产生相位差正好为90°的I和Q信号的时序图。“过零点”是指一个任意的电压电平，一个信号，例如信号2f，循着正弦路径“跨越”该处。在图2A，信号2f占空比为50％并且在每隔均匀间隔距离处越过“过零点”。在图2A-2C，当信号从过零点下方越过进入过零点上方时，I从逻辑状态0变为逻辑状态1而Q则维持为逻辑状态0。然后，当信号2f从过零点上方越过进入过零点下方时，I保持为逻辑状态I而Q从逻辑状态0变为逻辑状态1。当信号2f从过零点下方进入过零点上方即完成一个周期时，信号I从逻辑状态1变为逻辑状态0，而信号Q维持为逻辑状态1。因此，信号I和Q彼此相位差90°。

图3A-3C是表示具有二阶谐波含量的输入信号2f的时序图，如果比较器门限设置在V₀，那么该谐波含量导致I信号与Q信号间相位差出现误差。如图3A-3C所示，根据输入信号2f越过过零线V₀从正状态进入负状态，信号Q从逻辑状态0变为逻辑状态1，它比信号I从逻辑状态0变为逻辑状态1延迟大于90°。

同样如图3A-3C所示，根据本发明，如果比较器门限设置为Vr，那么通过越过过零门限Vr，输入信号2f从负状态过渡到正状态，在此之后90°时又从正状态过渡到负状态。在图3A波形情况下，本发明将过零点调节为图中所示的Vr。因此在本发明中，当过零线从V₀电平移至Vr电平时，I和Q相位差90°。所以，图1的电平锁定环路判断并且“锁定”在电压电平Vr，在该电平处信号2f的占空比为50％。进而，Vr是使信号2f零电压交点被均匀隔开的电压电平。

图4是输入信号Vi的图形。输入信号V_I是频率为ω₂的信号Li与输入信号Vi的组合，输入信号V_v频率为ω₁并叠加在信号Li上。因此，输入信号V_I不具有恒定的电压输入。

图1的电平锁定环路同样设计用于如图4中所示的输入信号Vi的情况。在这种情况中，输入信号V_I的电压电平不是恒定的，并且被叠加在信号Li上，如图4所示。如同前面对不同信号所作的说明那样，在图1中，(图4的)V_I输入至比较器10，后者输出信号CD。比较器10如图1所示被耦合至除2电路12。该除2电路12输出两个信号DBTO1和DBTO2。然后DBTO1和DBTO2输入至相位检测器14，它产生信号PTE。PTE被输入至低通滤波器16，然后该滤波器16输出信号DCL，同样如前所述。信号DCL等同于这里下文说明的V_out。然后信号DCL输入至积分器18，后者的转移函数为B/(I＋BCRS)，这里B是常数，R和C分别是电阻抗和电容值；并且S为复频率jω。ω等于2πf。积分器18输出信号Lf，它类似于Vr并且被输入至比较器10的负端。

图1的电平锁定环路对图4示意的输入信号V_I作用，正如前文所讲述的图1电平锁定环路作用于800MHz正弦输出信号一样。图1电平锁定环路的方程如下所述。如果

V_I＝A₁sinω₁t＋A₂sinω₂t    (1)

这里0＜A₂＜A₁，那么

Li＝A₂sinω₂t               (2)

那么对一小段输入信号Li，图5A-5E给出了Li、Lf、CD、I、Q和V_out之间的关系。

在图5A，Lf电压电平高于Li。输入信号A₁sinω₁t被输入至图1的电平锁定环路。然后由A₁sinω₁t越过Lf驱动，产生一个脉冲序列CD。CD脉冲的宽度为Φ₁，如图5B所示。如图5C中所示，当A₁sinω₁t越过Lf从负值变为正值时，I从逻辑状态0变为逻辑状态1。然后，如图5D所示，当A₁sinω₁t从正值越过Lf变为负值时，Q从逻辑状态0变为逻辑状态1，其相位相对I移动信号CD的一个脉冲宽度Φ₁。因此，如图5E中所示，信号PTE被产生，如前所述。V_out保持为恒定电平。V_outmax是脉冲序列PTE的高度。

然后，让V_I等于Lf，

Lf－Li＝A₁sinω₁t         (3)

解ω₁t₁，那么

L_F－L_i＝A₁(Lf－Li)/A₁     (4)

这里-π/2＜ω₁t₁＜π/2。

因此，

$\mathrm{\φ}=\mathrm{\π}-2{\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{LF}-\mathrm{Li}}{A_1}\right)--\left(5\right)$

那么

$V_{\mathrm{out}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}{V}_{\max }{\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Lf}-\mathrm{Li}}{A_1}\right)--\left(6\right)$

因此，在频域内

$\mathrm{Lf}\left(S\right)=\frac{B}{1+\mathrm{BRCS}}{V}_{\mathrm{om}}\left(S\right)--\left(7\right)$

这里B是积分器18的低频增益，R是积分器18的电阻，并且C为积分器18的电容。

对于(Lf－Li)/A₁≤1，

$V_{\mathrm{om}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}{V}_{o\max }\left(\frac{\mathrm{Lf}-\mathrm{Li}}{A_1}\right)--\left(8\right)$

在频域，那么

$V_{\mathrm{om}}\left(S\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}{V}_{o\max }\frac{1}{A_1}(\mathrm{Lf}\left(S\right)-\mathrm{Li}\left(S\right))--\left(9\right)$

那么，通过代入Lf(S)值并解V_out(S)，图1中所示电平锁定环路的转移函数为： $\frac{V_{\mathrm{om}}\left(S\right)}{\mathrm{Li}\left(S\right)}=\frac{2\mathrm{Vo}\max (1+\mathrm{BRCS})}{2\mathrm{Vo}\max B-{\mathrm{\πA}}_1(1+\mathrm{BRCS})}--\left(10\right)$

在本发明中，对于等于sin(ωt)＋Acos(ωt)的输入信号，这里A表示一个小的二次谐波分量，令sin(ωt)＋Acos(2ω)＝0来决定过零交点，这些过零交点是指输入信号占空比50％所对应的电压电平。因此，-2Asin²(ωt)＋sin(ωt)＋A＝0。那么，sin(ωt)＝(1－(1＋8A²)^0.5)/4A，并可近似为sin(ωt)＝-A。

假设A≤1，那么ωt＝-A.对ωt＝1°，那么A＝0.0174或-35.2dB。因此，为使得正交信号I和Q的相位误差小于1度，在最恶劣条件情况下800MHz正弦输入的二二次谐波含量应小于35dB。

如这里上面所述，本发明的电平锁定环路是一个高度非线性电路，其性能依赖于输入信号的形状。如果输入信号是频率为ω₁的正弦信号，而且叠加在低频正弦信号ω₂上，如图4和1所示，等间距过零交点的电平定义为Li。图1的电平锁定环路所提供的反馈信号为Lf，并且图1电平锁定环路的最后输出是在进行相位检测之后的Vout，它由低通滤波器输出。

如上所述，考虑到参考电平被用作为正交信号发生的过零点，本发明对维持正交信号之间正交相位关系所必需的参考电平进行跟踪。

本发明的许多特征和优点从详细说明中可显而易见，因此打算由附加权利要求来涵盖在本发明其实宗旨和范围内的所有这样的本发明特征和优点。此外，由于对于本领域技术人员来说很易于作出一些修改和变更，不希望将本发明局限于所示意和说明的严格的构造和操作，因此，所有藉助于本发明的修改和等效，都属于本发明的范围。

Claims (9)

1.正交信号发生电路，包含一个振荡器用于振荡器信号的发生，其特征在于该电路包含一个占空比调制器，用于从振荡器信号得出其占空比由一个控制信号决定的第一信号，一个除2电路，用于产生相互相位差90°的第二信号和第三信号，一个相位检测器用于产生表示所说第二和第三信号之间正交误差的一个正交误差信号，以及控制装置用于从正交误差信号得出所说控制信号。

2.权利要求1中的电路，其特征在于所说占空比调制器包含一个比较器用于依据所说输入信号和所说控制信号间的差得出所说第一信号。

3.根据上述权利要求之一的电路，其特征在于所说振荡器信号是正弦波。

4.根据权利要求3的电路，其特征在于所说正弦波频率大于或等于800Mhz。

5.根据权利要求1或2的电路，其特征在于所说振荡器信号是不同频率的两个信号之和。

6.用于从一个输入信号产生正交信号的电路，其特征在于所说电路包含一个占空比调制器用于从所说输入信号得出一个其占空比为一个控制信号确定的第一信号，一个除2电路用于产生相互相位差90°的第二信号和第三信号，一个相位检测器用于产生表示所说第二和第三信号之间正交误差的一个正交误差信号，以及控制装置用于从所说正交误差信号得出所说控制信号。

7.权利要求1的电路，其特征在于所说占空比调制器包含一个比较器用于依据所说输入信号和所说控制信号之间的差产生所说第一信号。

8.由输入信号产生正交信号的方法，其特征在于所说方法包括由所说输入信号产生其占空比为一个控制信号确定的第一信号，由所说第一信号产生相互相位差90°的第二信号和第三信号，产生一个表示所说第二和第三信号之间正交误差的正交误差信号，以及控制装置用于由所说正交误差信号产生所说控制信号。

9.权利要求8的方法，其特征在于所说方法包括从所说输入信号和所说控制信号之间的差得出所说第一信号。

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