JP3373385B2 - 周波数変調方法及びモデム装置 - Google Patents
周波数変調方法及びモデム装置Info
- Publication number
- JP3373385B2 JP3373385B2 JP05208797A JP5208797A JP3373385B2 JP 3373385 B2 JP3373385 B2 JP 3373385B2 JP 05208797 A JP05208797 A JP 05208797A JP 5208797 A JP5208797 A JP 5208797A JP 3373385 B2 JP3373385 B2 JP 3373385B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- filter
- data
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/069—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection by detecting edges or zero crossings
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数変調方法及び
モデム装置に係り、特に多数のキャリア周波数のモード
に対して共通のフィルタを用いた周波数変調を行う周波
数変調方法及びこのような周波数変調方法を採用するモ
デム装置に関する。又、本発明は、このようなモデム装
置を構成するプロセッサにも関する。
モデム装置に係り、特に多数のキャリア周波数のモード
に対して共通のフィルタを用いた周波数変調を行う周波
数変調方法及びこのような周波数変調方法を採用するモ
デム装置に関する。又、本発明は、このようなモデム装
置を構成するプロセッサにも関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、周波数変調方式を採用する各
種モデム装置が提案されている。複数のキャリア周波数
を用いる場合、送信側のモデム装置では、フィルタを各
キャリア周波数毎に設ける必要があった。他方、受信側
のモデム装置では、受信データを判定するために、元の
２進データ値に対応した周波数を通過帯域とするバンド
パスフィルタを設ける必要があった。元の２進データ値
は、夫々のバンドパスフィルタの出力の有無により判定
していた。
種モデム装置が提案されている。複数のキャリア周波数
を用いる場合、送信側のモデム装置では、フィルタを各
キャリア周波数毎に設ける必要があった。他方、受信側
のモデム装置では、受信データを判定するために、元の
２進データ値に対応した周波数を通過帯域とするバンド
パスフィルタを設ける必要があった。元の２進データ値
は、夫々のバンドパスフィルタの出力の有無により判定
していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、複数のキャリ
ア周波数に対応する数のフィルタを設けると、設計上の
負荷が大きくなり、モデム装置の構成が複雑になると共
に、モデム装置が安価に製造できないという問題があっ
た。他方、受信データにアナログ・デジタル変換を施
し、デジタル信号処理によりデータの判定を行うために
は、狭帯域のバンドパスフィルタを使用する必要があっ
た。ところが、狭帯域のバンドパスフィルタを実現する
ためには、十分な遮断特性を満足するために、バンドパ
スフィルタのタップ数を必然的に多く設定する必要があ
り、バンドパスフィルタでの演算処理量及び遅延が増大
し、モデム装置の性能を向上することが困難であるとい
う問題もあった。
ア周波数に対応する数のフィルタを設けると、設計上の
負荷が大きくなり、モデム装置の構成が複雑になると共
に、モデム装置が安価に製造できないという問題があっ
た。他方、受信データにアナログ・デジタル変換を施
し、デジタル信号処理によりデータの判定を行うために
は、狭帯域のバンドパスフィルタを使用する必要があっ
た。ところが、狭帯域のバンドパスフィルタを実現する
ためには、十分な遮断特性を満足するために、バンドパ
スフィルタのタップ数を必然的に多く設定する必要があ
り、バンドパスフィルタでの演算処理量及び遅延が増大
し、モデム装置の性能を向上することが困難であるとい
う問題もあった。
【０００４】そこで、本発明は、簡単で安価な構成で、
且つ、信号処理量を比較的少なくすることにより遅延の
増大を抑制可能な周波数変調方法及びこのような周波数
変調方法を採用するモデム装置を提供することを目的と
する。
且つ、信号処理量を比較的少なくすることにより遅延の
増大を抑制可能な周波数変調方法及びこのような周波数
変調方法を採用するモデム装置を提供することを目的と
する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、請求項１
記載の、入力データに対し、２進データ値に対応する周
波数の差の周波数偏移量で周波数変移を施しベクトル信
号を生成する周波数偏移ステップと、該周波数偏移ステ
ップで得られるベクトル信号に共通の帯域制限を施しデ
ータ伝送速度に対応した不要帯域を制限するフィルタス
テップと、該フィルタステップで得られる出力を補間す
る補間ステップと、該補間ステップで得られる出力を複
数のキャリア周波数に対応すべく２進データ値の中間の
キャリア周波数で周波数移動することで変調する変調ス
テップと、前記周波数偏移ステップの前に、前記入力デ
ータを、前記変調ステップで得られる被周波数変調デー
タを伝送する伝送媒体の周波数帯域内に制限するステッ
プとを含む周波数変調方法によって達成される。
記載の、入力データに対し、２進データ値に対応する周
波数の差の周波数偏移量で周波数変移を施しベクトル信
号を生成する周波数偏移ステップと、該周波数偏移ステ
ップで得られるベクトル信号に共通の帯域制限を施しデ
ータ伝送速度に対応した不要帯域を制限するフィルタス
テップと、該フィルタステップで得られる出力を補間す
る補間ステップと、該補間ステップで得られる出力を複
数のキャリア周波数に対応すべく２進データ値の中間の
キャリア周波数で周波数移動することで変調する変調ス
テップと、前記周波数偏移ステップの前に、前記入力デ
ータを、前記変調ステップで得られる被周波数変調デー
タを伝送する伝送媒体の周波数帯域内に制限するステッ
プとを含む周波数変調方法によって達成される。
【０００６】
【０００７】請求項２記載の発明では、請求項１におい
て、少なくとも前記周波数偏移ステップ及び前記フィル
タステップで使用するパラメータを、データ伝送速度に
応じて自動的に設定するステップを更に含む。
て、少なくとも前記周波数偏移ステップ及び前記フィル
タステップで使用するパラメータを、データ伝送速度に
応じて自動的に設定するステップを更に含む。
【０００８】上記の課題は、請求項６記載の、入力デー
タに対し、２進データ値に対応する周波数の差の周波数
偏移量で周波数偏移を施しベクトル信号を生成する周波
数偏移手段と、該周波数偏移手段の出力ベクトル信号に
共通の帯域制限を施しデータ伝送速度に対応した不要帯
域を制限するフィルタ手段と、該フィルタ手段の出力を
補間する補間手段と、該補間手段の出力を複数のキャリ
ア周波数に対応すべく２進データ値の中間のキャリア周
波数で周波数移動することで変調する変調手段と、前記
周波数偏移手段の前段で、前記入力データを、前記変調
手段で得られる被周波数変調データを伝送する伝送媒体
の周波数帯域内に制限するフィルタとを備えたプロセッ
サによっても達成できる。
タに対し、２進データ値に対応する周波数の差の周波数
偏移量で周波数偏移を施しベクトル信号を生成する周波
数偏移手段と、該周波数偏移手段の出力ベクトル信号に
共通の帯域制限を施しデータ伝送速度に対応した不要帯
域を制限するフィルタ手段と、該フィルタ手段の出力を
補間する補間手段と、該補間手段の出力を複数のキャリ
ア周波数に対応すべく２進データ値の中間のキャリア周
波数で周波数移動することで変調する変調手段と、前記
周波数偏移手段の前段で、前記入力データを、前記変調
手段で得られる被周波数変調データを伝送する伝送媒体
の周波数帯域内に制限するフィルタとを備えたプロセッ
サによっても達成できる。
【０００９】
【００１０】請求項４記載の発明では、請求項３におい
て、少なくとも前記周波数偏移手段及び前記フィルタ手
段で使用するパラメータを、データ伝送速度に応じて自
動的に設定する手段を更に備える。
て、少なくとも前記周波数偏移手段及び前記フィルタ手
段で使用するパラメータを、データ伝送速度に応じて自
動的に設定する手段を更に備える。
【００１１】
【００１２】
【００１３】請求項１及び３記載の発明によれば、キャ
リア周波数が多数あっても、共通のフィルタ手段により
共通の帯域制限を行うため、モデム装置を構成するプロ
セッサの送信系の構成が簡単であり、モデム装置を安価
に製造することができる。又、入力データに周波数偏移
を施す回路が比較的簡単であり、演算処理量も比較的少
なくて済む。
リア周波数が多数あっても、共通のフィルタ手段により
共通の帯域制限を行うため、モデム装置を構成するプロ
セッサの送信系の構成が簡単であり、モデム装置を安価
に製造することができる。又、入力データに周波数偏移
を施す回路が比較的簡単であり、演算処理量も比較的少
なくて済む。
【００１４】更に、データ伝送速度に合わせて各キャリ
アに対して共通のフィルタ手段を使用することができ、
データ伝送に使用する伝送媒体に最適な信号処理を行う
こともできる。請求項２及び４記載の発明によれば、デ
ータ伝送速度に合わせた周波数変調を同じ回路構成を使
用して行うことができる。
アに対して共通のフィルタ手段を使用することができ、
データ伝送に使用する伝送媒体に最適な信号処理を行う
こともできる。請求項２及び４記載の発明によれば、デ
ータ伝送速度に合わせた周波数変調を同じ回路構成を使
用して行うことができる。
【００１５】
【００１６】
【００１７】従って、本発明によれば、キャリア周波数
が多数あっても、共通のバンドパスフィルタ２により共
通の帯域制限を行うため、モデム装置の送信系の構成が
簡単であり、モデム装置を安価に製造することができ
る。
が多数あっても、共通のバンドパスフィルタ２により共
通の帯域制限を行うため、モデム装置の送信系の構成が
簡単であり、モデム装置を安価に製造することができ
る。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理説明図であ
る。同図中、（ａ）はモデム装置の送信系を示し、
（ｂ）はモデム装置の受信系を示す。図１（ａ）に示す
送信系において、２進入力データＡ（０），Ｚ（１）は
１（Ａ），−１（Ｚ）の信号点に変換され、必要に応じ
て帯域制限等の信号処理を施されて周波数偏移回路１に
入力される。周波数偏移回路１は、入力されるデータに
対し、２進データ値に対応した周波数偏移を施す。バン
ドパスフィルタ２は、周波数偏移回路１の出力に共通の
帯域制限を施す。変調回路３は、バンドパスフィルタ２
の出力を２進データ値の中間のキャリア周波数で周波数
変調する。変調回路３の出力する被周波数変調データ
は、必要に応じて信号処理を施されて伝送媒体へ送信さ
れる。
る。同図中、（ａ）はモデム装置の送信系を示し、
（ｂ）はモデム装置の受信系を示す。図１（ａ）に示す
送信系において、２進入力データＡ（０），Ｚ（１）は
１（Ａ），−１（Ｚ）の信号点に変換され、必要に応じ
て帯域制限等の信号処理を施されて周波数偏移回路１に
入力される。周波数偏移回路１は、入力されるデータに
対し、２進データ値に対応した周波数偏移を施す。バン
ドパスフィルタ２は、周波数偏移回路１の出力に共通の
帯域制限を施す。変調回路３は、バンドパスフィルタ２
の出力を２進データ値の中間のキャリア周波数で周波数
変調する。変調回路３の出力する被周波数変調データ
は、必要に応じて信号処理を施されて伝送媒体へ送信さ
れる。
【００１９】他方、図１（ｂ）に示す受信系において、
伝送媒体を介して受信された被周波数変調データは、必
要に応じて信号処理を施されて復調回路１１に入力され
る。復調回路７は、被周波数変調データを２進データ値
の中間のキャリア周波数で復調する。差分回路８は、復
調回路７から得られるベースバンドのベクトル信号の周
波数変化を、位相差分に基づいた位相偏移量から求め
る。判定回路９は、差分回路８から得られる周波数変化
に基づいて、２進入力データの２進データ値を判定す
る。
伝送媒体を介して受信された被周波数変調データは、必
要に応じて信号処理を施されて復調回路１１に入力され
る。復調回路７は、被周波数変調データを２進データ値
の中間のキャリア周波数で復調する。差分回路８は、復
調回路７から得られるベースバンドのベクトル信号の周
波数変化を、位相差分に基づいた位相偏移量から求め
る。判定回路９は、差分回路８から得られる周波数変化
に基づいて、２進入力データの２進データ値を判定す
る。
【００２０】本発明によれば、キャリア周波数が多数あ
っても、共通のバンドパスフィルタ２により共通の帯域
制限を行うため、モデム装置の送信系の構成が簡単であ
り、モデム装置を安価に製造することができる。又、復
調回路７から得られるベースバンドのベクトル信号の周
波数変化を、位相差分に基づいた位相偏移量から求める
構成のため、受信系の信号処理量が比較的少なく、遅延
量も増大しないため、被周波数変調データを正確に復調
することができる。
っても、共通のバンドパスフィルタ２により共通の帯域
制限を行うため、モデム装置の送信系の構成が簡単であ
り、モデム装置を安価に製造することができる。又、復
調回路７から得られるベースバンドのベクトル信号の周
波数変化を、位相差分に基づいた位相偏移量から求める
構成のため、受信系の信号処理量が比較的少なく、遅延
量も増大しないため、被周波数変調データを正確に復調
することができる。
【００２１】
【実施例】図２は、本発明になるモデム装置の一実施例
を示すブロック図である。モデム装置の実施例は、本発
明になる周波数変調方法の一実施例を採用する。図２に
おいて、モデム装置は大略マイクロプロセッサユニット
（ＭＰＵ）１１とデジタルシングナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ）１２とからなる。ＭＰＵ１１は、信号点生成回路２
１と、設定取り込み部２３とからなる。他方、ＤＳＰ１
２は、第１のバンドパスフィルタ３１、周波数偏移回路
３２、第２のバンドパスフィルタ３３、補間器（インタ
ーポレータ）３４、変調回路３５及びキャリア入力回路
３６を含む送信系と、間引き器（デシメータ）４１、復
調回路４２、キャリア入力回路４３、ロールオフフィル
タ４４と、差分回路４５、キャリア検出回路４６、イン
ターポレータ４７及び判定回路４８を含む受信系とを備
える。尚、図２及び後述する等価回路図及びブロック図
において、一重の実線で示す信号線はスカラー信号線を
示し、二重の実線で示す信号線はベクトル信号線を示
す。
を示すブロック図である。モデム装置の実施例は、本発
明になる周波数変調方法の一実施例を採用する。図２に
おいて、モデム装置は大略マイクロプロセッサユニット
（ＭＰＵ）１１とデジタルシングナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ）１２とからなる。ＭＰＵ１１は、信号点生成回路２
１と、設定取り込み部２３とからなる。他方、ＤＳＰ１
２は、第１のバンドパスフィルタ３１、周波数偏移回路
３２、第２のバンドパスフィルタ３３、補間器（インタ
ーポレータ）３４、変調回路３５及びキャリア入力回路
３６を含む送信系と、間引き器（デシメータ）４１、復
調回路４２、キャリア入力回路４３、ロールオフフィル
タ４４と、差分回路４５、キャリア検出回路４６、イン
ターポレータ４７及び判定回路４８を含む受信系とを備
える。尚、図２及び後述する等価回路図及びブロック図
において、一重の実線で示す信号線はスカラー信号線を
示し、二重の実線で示す信号線はベクトル信号線を示
す。
【００２２】先ず、モデム装置の送信系について説明す
る。ＭＰＵ１１内の信号点生成回路２１及び設定取り込
み部２３には、夫々例えば上位装置（図示せず）からモ
デム装置に入力された入力２進データＡ（０），Ｚ
（１）と、モード設定信号とが入力される。入力２進デ
ータＡ（０），Ｚ（１）は、ＭＰＵ１１内の信号点生成
回路２１により１（Ａ），−１（Ｚ）の信号点に変換さ
れ、ＤＳＰ１２内の第１のバンドパスフィルタ３１に入
力される。この第１のバンドパスフィルタ３１は、信号
周波数帯域を、被周波数変調データを送信する送信媒体
の周波数帯域内に制限するために設けられている。使用
する伝送速度が最高の場合に最も帯域が必要となるた
め、第１のバンドパスフィルタ３１の特性は、最高伝送
速度に合わせて設定される。
る。ＭＰＵ１１内の信号点生成回路２１及び設定取り込
み部２３には、夫々例えば上位装置（図示せず）からモ
デム装置に入力された入力２進データＡ（０），Ｚ
（１）と、モード設定信号とが入力される。入力２進デ
ータＡ（０），Ｚ（１）は、ＭＰＵ１１内の信号点生成
回路２１により１（Ａ），−１（Ｚ）の信号点に変換さ
れ、ＤＳＰ１２内の第１のバンドパスフィルタ３１に入
力される。この第１のバンドパスフィルタ３１は、信号
周波数帯域を、被周波数変調データを送信する送信媒体
の周波数帯域内に制限するために設けられている。使用
する伝送速度が最高の場合に最も帯域が必要となるた
め、第１のバンドパスフィルタ３１の特性は、最高伝送
速度に合わせて設定される。
【００２３】モード設定信号は、モデム装置のモード、
即ち、最高伝送速度を設定する。本実施例では、説明の
便宜上、モデム装置が例えば４つのモードを有するもの
とする。これら４つのモードは、即ち、第１、第２、第
３及び第４のモードは、夫々２００ｂｐｓ、３００ｂｐ
ｓ、６００ｂｐｓ及び１２００ｂｐｓに対応する。設定
取り込み部２３は、モード設定信号に基づいて、ＤＳＰ
１２内の各部を設定されたモードに応じて制御する制御
信号等を生成出力する。尚、図２においては、図を見や
すくするために、設定取り込み部２３からＤＳＰ１２内
の各部への制御信号線は、一部のみ示されている。
即ち、最高伝送速度を設定する。本実施例では、説明の
便宜上、モデム装置が例えば４つのモードを有するもの
とする。これら４つのモードは、即ち、第１、第２、第
３及び第４のモードは、夫々２００ｂｐｓ、３００ｂｐ
ｓ、６００ｂｐｓ及び１２００ｂｐｓに対応する。設定
取り込み部２３は、モード設定信号に基づいて、ＤＳＰ
１２内の各部を設定されたモードに応じて制御する制御
信号等を生成出力する。尚、図２においては、図を見や
すくするために、設定取り込み部２３からＤＳＰ１２内
の各部への制御信号線は、一部のみ示されている。
【００２４】図３は、第１のバンドパスフィルタ３１の
等価回路図である。同図中、「τ／ｎ］はサンプル時間
に対応する遅延、「×」は乗算、「Σ」，「＋」は加
算、ＲＮを入力される加算「＋」は係数ＲＮによる丸め
を示す。又、ＳＤは入力２進データ、ＳＤ１〜ＳＤＮは
遅延された２進データ、Ｃ１〜ＣＮは乗算係数、ＴＦ１
は第１のバンドパスフィルタ３１の出力を示す。例え
ば、タップ数Ｎは２１である。乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、
モード設定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１内の設定
取り込み部２３から入力される制御信号に基づいて、Ｒ
ＯＭ３１ａから読み出される。尚、乗算係数Ｃ１〜ＣＮ
は、モード設定信号に応じて設定取り込み部２３から直
接入力される構成であっても良い。
等価回路図である。同図中、「τ／ｎ］はサンプル時間
に対応する遅延、「×」は乗算、「Σ」，「＋」は加
算、ＲＮを入力される加算「＋」は係数ＲＮによる丸め
を示す。又、ＳＤは入力２進データ、ＳＤ１〜ＳＤＮは
遅延された２進データ、Ｃ１〜ＣＮは乗算係数、ＴＦ１
は第１のバンドパスフィルタ３１の出力を示す。例え
ば、タップ数Ｎは２１である。乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、
モード設定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１内の設定
取り込み部２３から入力される制御信号に基づいて、Ｒ
ＯＭ３１ａから読み出される。尚、乗算係数Ｃ１〜ＣＮ
は、モード設定信号に応じて設定取り込み部２３から直
接入力される構成であっても良い。
【００２５】図４は、第１のバンドパスフィルタ３１の
特性を示す図である。同図中、縦軸は振幅スペクトルＰ
を任意単位で示し、横軸は周波数ｆをｋＨｚで示す。説
明の便宜上、入力２進データのサンプリング周波数は２
８．８ｋＨｚであり、最高伝送速度は１２００ｂｐｓ
（第４のモード）であるものとする。第１のバンドパス
フィルタ３１は、符号歪の影響を受けにくい帯域を確保
すると共に演算量を削減するために、１／４デシメーシ
ョンによりサンプリング周波数を２８．８ｋＨｚから
７．２ｋＨｚに変換し、４回毎にフィルタ計算を行う。
この変換の際に、使用帯域への折り返し成分の影響がな
いように、第１のバンドパスフィルタ３１の特性は、図
４に示すように、１．８ｋＨｚまでは減衰がないように
設定されている。
特性を示す図である。同図中、縦軸は振幅スペクトルＰ
を任意単位で示し、横軸は周波数ｆをｋＨｚで示す。説
明の便宜上、入力２進データのサンプリング周波数は２
８．８ｋＨｚであり、最高伝送速度は１２００ｂｐｓ
（第４のモード）であるものとする。第１のバンドパス
フィルタ３１は、符号歪の影響を受けにくい帯域を確保
すると共に演算量を削減するために、１／４デシメーシ
ョンによりサンプリング周波数を２８．８ｋＨｚから
７．２ｋＨｚに変換し、４回毎にフィルタ計算を行う。
この変換の際に、使用帯域への折り返し成分の影響がな
いように、第１のバンドパスフィルタ３１の特性は、図
４に示すように、１．８ｋＨｚまでは減衰がないように
設定されている。
【００２６】第１のバンドパスフィルタ３１の出力は、
周波数偏移回路３２により、入力２進データＡ（０），
Ｚ（１）のデータ値Ａ，Ｚに応じた周波数偏移±Δｆを
施される。例えば、ＩＴＵ勧告Ｖ．２３に準拠し、最高
伝送速度が１２００ｂｐｓ（第４のモード）の場合、Ａ
＝２１００Ｈｚ、Ｚ＝１３００Ｈｚ、周波数偏移量は中
心（キャリア）周波数１７００Ｈｚから±４００Ｈｚ、
サンプリング周波数７．２ｋＨｚでの位相偏移量は４０
０Ｈｚ×３６０°／７．２ｋＨｚ＝２０°＝０．３４９
０６５８５ラジアンである。このため、周波数偏移回路
３２における位相偏移量θは、サンプリング周波数７．
２ｋＨｚでの位相偏移量が第１のバンドパスフィルタ３
１の出力値−１〜＋１と乗算されるので、−０．３４９
０６５８５〜＋０．３４９０６５８５ラジアンとなる。
この位相偏移量θは、ｃｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換
され、各サンプル毎に位相和分されて−４００Ｈｚ〜＋
４００Ｈｚの周波数偏移±Δｆを持つ信号が周波数偏移
回路３２から出力される。
周波数偏移回路３２により、入力２進データＡ（０），
Ｚ（１）のデータ値Ａ，Ｚに応じた周波数偏移±Δｆを
施される。例えば、ＩＴＵ勧告Ｖ．２３に準拠し、最高
伝送速度が１２００ｂｐｓ（第４のモード）の場合、Ａ
＝２１００Ｈｚ、Ｚ＝１３００Ｈｚ、周波数偏移量は中
心（キャリア）周波数１７００Ｈｚから±４００Ｈｚ、
サンプリング周波数７．２ｋＨｚでの位相偏移量は４０
０Ｈｚ×３６０°／７．２ｋＨｚ＝２０°＝０．３４９
０６５８５ラジアンである。このため、周波数偏移回路
３２における位相偏移量θは、サンプリング周波数７．
２ｋＨｚでの位相偏移量が第１のバンドパスフィルタ３
１の出力値−１〜＋１と乗算されるので、−０．３４９
０６５８５〜＋０．３４９０６５８５ラジアンとなる。
この位相偏移量θは、ｃｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換
され、各サンプル毎に位相和分されて−４００Ｈｚ〜＋
４００Ｈｚの周波数偏移±Δｆを持つ信号が周波数偏移
回路３２から出力される。
【００２７】図５は、周波数偏移回路３２の等価回路図
である。周波数偏移回路３２は、大略位相偏移量θをｃ
ｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換する変換部３２ａと、逆
数演算部３２ｂと、ベクトル演算のために実数及び虚数
部分について別々に演算を行う演算部３２ｃとからな
る。同図中、「τ／ｎ］は遅延、「｜｜2 」は絶対値の
二乗、「×」は乗算、「＋」は加算、ＲＮを入力とする
「×」，「＋」は係数ＲＮによる丸めを示す。又、ＤＬ
ＴＦは偏移角／サンプル（位相偏移量）をラジアンで示
す信号であり、モード設定信号に応じて図２に示すＭＰ
Ｕ１１内の設定取り込み部２３から入力されても、後述
するように、設定取り込み部２３からの制御信号に基づ
いて周波数偏移回路３２内で生成しても良い。信号ＤＬ
ＴＦは、本実施例では周波数偏移量／サンプリング周波
数×２π＝±Δｆ／７．２ｋＨｚ×２πである。ＤＦＲ
Ｒは実数部、ＤＦＩＩは虚数部を示し、夫々後述する第
２のバンドパスフィルタ３３に入力される。
である。周波数偏移回路３２は、大略位相偏移量θをｃ
ｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換する変換部３２ａと、逆
数演算部３２ｂと、ベクトル演算のために実数及び虚数
部分について別々に演算を行う演算部３２ｃとからな
る。同図中、「τ／ｎ］は遅延、「｜｜2 」は絶対値の
二乗、「×」は乗算、「＋」は加算、ＲＮを入力とする
「×」，「＋」は係数ＲＮによる丸めを示す。又、ＤＬ
ＴＦは偏移角／サンプル（位相偏移量）をラジアンで示
す信号であり、モード設定信号に応じて図２に示すＭＰ
Ｕ１１内の設定取り込み部２３から入力されても、後述
するように、設定取り込み部２３からの制御信号に基づ
いて周波数偏移回路３２内で生成しても良い。信号ＤＬ
ＴＦは、本実施例では周波数偏移量／サンプリング周波
数×２π＝±Δｆ／７．２ｋＨｚ×２πである。ＤＦＲ
Ｒは実数部、ＤＦＩＩは虚数部を示し、夫々後述する第
２のバンドパスフィルタ３３に入力される。
【００２８】図６は、図５の等価回路図を簡略化して周
波数偏移回路３２の基本機能を示すブロック図である。
図６に示すように、周波数偏移回路３２は、大略乗算回
路３２−１と、変換回路３２−２と、位相和分回路３２
−３と、ＤＬＴＦ生成回路３２−４とからなる。乗算回
路３２−１は、第１のバンドパスフィルタ３１の出力Ｔ
Ｆ１と、モード設定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１
内の設定取り込み部２３から入力される制御信号に基づ
いてＤＬＴＦ生成回路３２−４で生成された信号ＤＬＴ
Ｆとを乗算し、乗算結果を変換回路３２−２に入力す
る。ここで、上記の如く、最高伝送速度が１２００ｂｐ
ｓ、サンプリング周波数が７．２ｋＨｚ、周波数偏移±
Δｆが±４００Ｈｚであると、信号ＤＬＴＦは０．３４
９０６５８５ラジアンである。
波数偏移回路３２の基本機能を示すブロック図である。
図６に示すように、周波数偏移回路３２は、大略乗算回
路３２−１と、変換回路３２−２と、位相和分回路３２
−３と、ＤＬＴＦ生成回路３２−４とからなる。乗算回
路３２−１は、第１のバンドパスフィルタ３１の出力Ｔ
Ｆ１と、モード設定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１
内の設定取り込み部２３から入力される制御信号に基づ
いてＤＬＴＦ生成回路３２−４で生成された信号ＤＬＴ
Ｆとを乗算し、乗算結果を変換回路３２−２に入力す
る。ここで、上記の如く、最高伝送速度が１２００ｂｐ
ｓ、サンプリング周波数が７．２ｋＨｚ、周波数偏移±
Δｆが±４００Ｈｚであると、信号ＤＬＴＦは０．３４
９０６５８５ラジアンである。
【００２９】本実施例では、２００ｂｐｓ、３００ｂｐ
ｓ、６００ｂｐｓ、１２００ｂｐｓの最高伝送速度に対
応する第１、第２、第３及び第４のモードでは、サンプ
リング周波数はいずれも７．２ｋＨｚであり、周波数偏
移±Δｆは夫々±１００Ｈｚ、±１００Ｈｚ、±２００
Ｈｚ及び±４００Ｈｚであるものとする。変換回路３２
−２は、乗算回路３２−１からの乗算結果に基づいて、
位相偏移量θをｃｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換する。
この場合の変換は、次の級数展開式に基づいた演算によ
り行うことができる。
ｓ、６００ｂｐｓ、１２００ｂｐｓの最高伝送速度に対
応する第１、第２、第３及び第４のモードでは、サンプ
リング周波数はいずれも７．２ｋＨｚであり、周波数偏
移±Δｆは夫々±１００Ｈｚ、±１００Ｈｚ、±２００
Ｈｚ及び±４００Ｈｚであるものとする。変換回路３２
−２は、乗算回路３２−１からの乗算結果に基づいて、
位相偏移量θをｃｏｓ，ｓｉｎのベクトルに変換する。
この場合の変換は、次の級数展開式に基づいた演算によ
り行うことができる。
【００３０】ｃｏｓθ＝１−θ2 ／２！＋θ4 ／４！
ｓｉｎθ＝θ−θ3 ／３！＋θ5 ／５！
変換回路３２−２の出力ベクトルは、位相和分回路３２
−３に入力される。位相和分回路３２−３は、変換回路
３２−２の出力ベクトルに基づいて、次の三角関数公式
を計算することで位相和分ＤＦＲＲ，ＤＦＩＩを求め
る。
−３に入力される。位相和分回路３２−３は、変換回路
３２−２の出力ベクトルに基づいて、次の三角関数公式
を計算することで位相和分ＤＦＲＲ，ＤＦＩＩを求め
る。
【００３１】ＤＦＲＲ＝ｃｏｓ（θn ＋θn-1 ）＝ｃｏ
ｓθn ｃｏｓθn-1−ｓｉｎθn ｓｉｎθn-1 ＤＦＩＩ＝ｓｉｎ（θn ＋θn-1 ）＝ｓｉｎθn ｓｉｎ
θn-1＋ｃｏｓθn ｃｏｓθn-1 位相和分回路３２−３の出力位相和分ＤＦＲＲ，ＤＦＩ
Ｉは、夫々第２のバンドパスフィルタ３３に入力され
る。
ｓθn ｃｏｓθn-1−ｓｉｎθn ｓｉｎθn-1 ＤＦＩＩ＝ｓｉｎ（θn ＋θn-1 ）＝ｓｉｎθn ｓｉｎ
θn-1＋ｃｏｓθn ｃｏｓθn-1 位相和分回路３２−３の出力位相和分ＤＦＲＲ，ＤＦＩ
Ｉは、夫々第２のバンドパスフィルタ３３に入力され
る。
【００３２】第２のバンドパスフィルタ３３は、各モー
ド、即ち、各最高伝送速度に対応した不要帯域の制限を
行うために設けられている。周波数分割多重伝送を行う
ために、同一帯域幅で、キャリア周波数が異なる場合が
ある。例えば、２００ｂｐｓの最高伝送速度で周波数分
割多重伝送を行うために、周波数偏移±Δｆが±１００
Ｈｚでキャリア周波数が８００Ｈｚ／１２００Ｈｚ／１
６００Ｈｚ／２０００Ｈｚ／２４００Ｈｚ／２８００Ｈ
ｚであるとすると、隣接した帯域への漏れがないように
第２のバンドパスフィルタ３３の特性を設定する必要が
ある。更に、符号歪が１５％以内の性能を満足する帯域
幅とするため、第２のバンドパスフィルタ３３の特性
は、送信データスペクトラム上、２０ｌｏｇ10０．１５
＝−１７ｄＢまでの帯域がフラットとなるように設定す
る必要がある。このように、第２のバンドパスフィルタ
３３は、キャリア周波数で変調する前のベースバンドで
処理を行うため、各キャリア周波数に対して共通に使用
できる。
ド、即ち、各最高伝送速度に対応した不要帯域の制限を
行うために設けられている。周波数分割多重伝送を行う
ために、同一帯域幅で、キャリア周波数が異なる場合が
ある。例えば、２００ｂｐｓの最高伝送速度で周波数分
割多重伝送を行うために、周波数偏移±Δｆが±１００
Ｈｚでキャリア周波数が８００Ｈｚ／１２００Ｈｚ／１
６００Ｈｚ／２０００Ｈｚ／２４００Ｈｚ／２８００Ｈ
ｚであるとすると、隣接した帯域への漏れがないように
第２のバンドパスフィルタ３３の特性を設定する必要が
ある。更に、符号歪が１５％以内の性能を満足する帯域
幅とするため、第２のバンドパスフィルタ３３の特性
は、送信データスペクトラム上、２０ｌｏｇ10０．１５
＝−１７ｄＢまでの帯域がフラットとなるように設定す
る必要がある。このように、第２のバンドパスフィルタ
３３は、キャリア周波数で変調する前のベースバンドで
処理を行うため、各キャリア周波数に対して共通に使用
できる。
【００３３】図７は、第２のバンドパスフィルタ３３等
価回路図である。同図中、「τ／ｎ］はサンプル時間に
対応する遅延、「×」は乗算、「Σ」，「＋」は加算、
ＲＮを入力される加算「＋」は係数ＲＮによる丸めを示
す。又、ＤＦＲＲ１〜ＤＦＲＲＮ，ＤＦＩＩ１〜ＤＦＩ
ＩＮは夫々遅延位相和分の実数及び虚数成分、Ｃ１〜Ｃ
Ｎは乗算係数（ただし、図３の乗算係数とは異なる）、
ＴＦ２Ｒ，ＴＦ２Ｉは第２のバンドパスフィルタ３３の
出力の実数及び虚数成分を示す。例えば、最高伝送速度
が上記の如く２００ｂｐｓの第１のモードの場合、タッ
プ数Ｎは９１である。乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、モード設
定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１内の設定取り込み
部２３から入力される制御信号に基づいて、ＲＯＭ３３
ａから読み出される。尚、乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、モー
ド設定信号に応じて設定取り込み部２３から直接入力さ
れる構成であっても良い。
価回路図である。同図中、「τ／ｎ］はサンプル時間に
対応する遅延、「×」は乗算、「Σ」，「＋」は加算、
ＲＮを入力される加算「＋」は係数ＲＮによる丸めを示
す。又、ＤＦＲＲ１〜ＤＦＲＲＮ，ＤＦＩＩ１〜ＤＦＩ
ＩＮは夫々遅延位相和分の実数及び虚数成分、Ｃ１〜Ｃ
Ｎは乗算係数（ただし、図３の乗算係数とは異なる）、
ＴＦ２Ｒ，ＴＦ２Ｉは第２のバンドパスフィルタ３３の
出力の実数及び虚数成分を示す。例えば、最高伝送速度
が上記の如く２００ｂｐｓの第１のモードの場合、タッ
プ数Ｎは９１である。乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、モード設
定信号に応じて図２に示すＭＰＵ１１内の設定取り込み
部２３から入力される制御信号に基づいて、ＲＯＭ３３
ａから読み出される。尚、乗算係数Ｃ１〜ＣＮは、モー
ド設定信号に応じて設定取り込み部２３から直接入力さ
れる構成であっても良い。
【００３４】図７からもわかるように、第２のバンドパ
スフィルタ３３は、基本的には次の伝達関数で表される
有限長インパルスレスポンス（ＦＩＲ）フィルタであ
る。
スフィルタ３３は、基本的には次の伝達関数で表される
有限長インパルスレスポンス（ＦＩＲ）フィルタであ
る。
【００３５】
【数１】
【００３６】図８〜図１１は、夫々第２のバンドパスフ
ィルタ３３の特性を、２００ｂｐｓ、３００ｂｐｓ、６
００ｂｐｓ、１２００ｂｐｓの最高伝送速度に対応する
第１〜第４のモードについて示す図である。例えば第１
のモードの場合、第２のバンドパスフィルタ３３の乗算
係数Ｃ１〜ＣＮは、次のような条件を満足するように決
定してＲＯＭ３３ａに格納しておけば良い。 （１）データＡ（０），Ｚ（１）に対応する周波数で特
性が一定となるように、１００Ｈｚ以上の周波数変異ま
で周波数特性がフラットであること。 （２）符号歪が１５％以下となるように、送信データス
ペクトラム上、２０ｌｏｇ10０．１５＝−１７ｄＢまで
の帯域がフラットであること。 （３）隣接チャネルへのエネルギーが除去されること。 （４）帯域外の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を充分確保され
ていること。 （５）帯域外の折り返しが考慮されていること。
ィルタ３３の特性を、２００ｂｐｓ、３００ｂｐｓ、６
００ｂｐｓ、１２００ｂｐｓの最高伝送速度に対応する
第１〜第４のモードについて示す図である。例えば第１
のモードの場合、第２のバンドパスフィルタ３３の乗算
係数Ｃ１〜ＣＮは、次のような条件を満足するように決
定してＲＯＭ３３ａに格納しておけば良い。 （１）データＡ（０），Ｚ（１）に対応する周波数で特
性が一定となるように、１００Ｈｚ以上の周波数変異ま
で周波数特性がフラットであること。 （２）符号歪が１５％以下となるように、送信データス
ペクトラム上、２０ｌｏｇ10０．１５＝−１７ｄＢまで
の帯域がフラットであること。 （３）隣接チャネルへのエネルギーが除去されること。 （４）帯域外の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を充分確保され
ていること。 （５）帯域外の折り返しが考慮されていること。
【００３７】従って、上記の条件（１）〜（５）を満足
するように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ
１〜ＣＮを決定した場合の特性は、第１のモードに対し
ては図８のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋ
Ｈｚ、ボーレートは２６７ｂａｕｄｓ、ロールオフ率
（ＲＯＦ）は５０．００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は９
１となる。
するように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ
１〜ＣＮを決定した場合の特性は、第１のモードに対し
ては図８のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋ
Ｈｚ、ボーレートは２６７ｂａｕｄｓ、ロールオフ率
（ＲＯＦ）は５０．００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は９
１となる。
【００３８】同様に、上記の条件（１）〜（５）を満足
するように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ
１〜ＣＮを決定した場合の特性は、第２のモードに対し
ては図９のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋ
Ｈｚ、ボーレートは４４０ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．
００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は６３となる。上記の条
件（１）〜（５）を満足するように第２のバンドパスフ
ィルタ３３の乗算係数Ｃ１〜ＣＮを決定した場合の特性
は、第３のモードに対しては図１０のようになり、サン
プリング周波数は７．２ｋＨｚ、ボーレートは１２００
ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．００％ｃｏｓ2 特性、タッ
プ数は２５となる。
するように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ
１〜ＣＮを決定した場合の特性は、第２のモードに対し
ては図９のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋ
Ｈｚ、ボーレートは４４０ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．
００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は６３となる。上記の条
件（１）〜（５）を満足するように第２のバンドパスフ
ィルタ３３の乗算係数Ｃ１〜ＣＮを決定した場合の特性
は、第３のモードに対しては図１０のようになり、サン
プリング周波数は７．２ｋＨｚ、ボーレートは１２００
ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．００％ｃｏｓ2 特性、タッ
プ数は２５となる。
【００３９】又、上記の条件（１）〜（５）を満足する
ように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ１〜
ＣＮを決定した場合の特性は、第４のモードに対しては
図１１のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋＨ
ｚ、ボーレートは２４００ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．
００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は１１となる。第２のバ
ンドパスフィルタ３３で帯域制限されたベースバンド出
力ＴＦ２Ｒ，ＴＦ２Ｉは、図２に示す変調回路３５にお
いてサンプリング周波数を７．２ｋＨｚから１４．４ｋ
Ｈｚに変換され、キャリア入力回路２６からの各キャリ
ア周波数で変調される。変調回路３５から出力される被
周波数変調データは、必要に応じて所定の信号処理を施
されてから伝送媒体（図示せず）へ出力される。送信系
における所定の信号処理は、例えば周知である周波数特
性補償、送信レベル調整、ループ試験、デジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換等の回路により行われ、伝送媒体で
ある回線に送出される。周波数特性補償回路は、回線に
よる周波数特性の劣化を補償するために設けられ、ルー
プ試験回路は、ループ試験時に受信側のデータを送信側
に折り返すために設けられる。
ように第２のバンドパスフィルタ３３の乗算係数Ｃ１〜
ＣＮを決定した場合の特性は、第４のモードに対しては
図１１のようになり、サンプリング周波数は７．２ｋＨ
ｚ、ボーレートは２４００ｂａｕｄｓ、ＲＯＦは５０．
００％ｃｏｓ2 特性、タップ数は１１となる。第２のバ
ンドパスフィルタ３３で帯域制限されたベースバンド出
力ＴＦ２Ｒ，ＴＦ２Ｉは、図２に示す変調回路３５にお
いてサンプリング周波数を７．２ｋＨｚから１４．４ｋ
Ｈｚに変換され、キャリア入力回路２６からの各キャリ
ア周波数で変調される。変調回路３５から出力される被
周波数変調データは、必要に応じて所定の信号処理を施
されてから伝送媒体（図示せず）へ出力される。送信系
における所定の信号処理は、例えば周知である周波数特
性補償、送信レベル調整、ループ試験、デジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換等の回路により行われ、伝送媒体で
ある回線に送出される。周波数特性補償回路は、回線に
よる周波数特性の劣化を補償するために設けられ、ルー
プ試験回路は、ループ試験時に受信側のデータを送信側
に折り返すために設けられる。
【００４０】次に、モデム装置の受信系について説明す
る。回線から受信された被周波数変調データは、必要に
応じて所定の信号処理を施されてからデシメータ４１に
入力される。受信系における所定の信号処理は、例えば
周知であるアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換、ループ
試験、周波数特性補償等の回路により行われる。ループ
試験回路は、ループ試験時に送信側のデータを受信側に
折り返すために設けられ、周波数特性補償回路は、回線
による周波数特性の劣化を補償するために設けられる。
る。回線から受信された被周波数変調データは、必要に
応じて所定の信号処理を施されてからデシメータ４１に
入力される。受信系における所定の信号処理は、例えば
周知であるアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換、ループ
試験、周波数特性補償等の回路により行われる。ループ
試験回路は、ループ試験時に送信側のデータを受信側に
折り返すために設けられ、周波数特性補償回路は、回線
による周波数特性の劣化を補償するために設けられる。
【００４１】デシメータ４１は、演算処理量を削減する
ために、サンプリング周波数を１４．４ｋＨｚから７．
２ｋＨｚに変換する。又、復調回路４２は、キャリア入
力回路４３からの各キャリア周波数を使用して、受信さ
れた被周波数変調データを周波数復調する。つまり、デ
シメータ４１から得られるパスバンド信号（スカラー信
号）を、ベースバンド信号（ベクトル信号）に変換す
る。更に、ロールオフフィルタ４４は、ベースバンド信
号から不要な帯域外信号を除去する。このロールオフフ
ィルタ４４の出力は、差分回路４５及びキャリア検出回
路４６に入力される。
ために、サンプリング周波数を１４．４ｋＨｚから７．
２ｋＨｚに変換する。又、復調回路４２は、キャリア入
力回路４３からの各キャリア周波数を使用して、受信さ
れた被周波数変調データを周波数復調する。つまり、デ
シメータ４１から得られるパスバンド信号（スカラー信
号）を、ベースバンド信号（ベクトル信号）に変換す
る。更に、ロールオフフィルタ４４は、ベースバンド信
号から不要な帯域外信号を除去する。このロールオフフ
ィルタ４４の出力は、差分回路４５及びキャリア検出回
路４６に入力される。
【００４２】図１２は、差分回路４５の概略構成を示す
ブロック図である。差分回路４５は、同図に示す如く接
続された自動利得制御（ＡＧＣ）回路４５−１、位相差
分回路４５−２、変換回路４５−３、差分補正回路４５
−４及びＺホールド回路４５−５からなる。ＡＧＣ回路
４５−１は、ベクトル信号毎の位相差分を計算するため
に、信号を正規化して単位（半径１）円周上の信号にす
るために設けられている。これにより、ロールオフフィ
ルタ４４の出力ＲＦＲ，ＲＦＩは、ＡＧＣ回路４５−１
により例えば０ｄＢ±６．０ｄＢとなるようにレベル調
整され、正規化されたベクトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθ
が位相差分回路４５−２に入力される。
ブロック図である。差分回路４５は、同図に示す如く接
続された自動利得制御（ＡＧＣ）回路４５−１、位相差
分回路４５−２、変換回路４５−３、差分補正回路４５
−４及びＺホールド回路４５−５からなる。ＡＧＣ回路
４５−１は、ベクトル信号毎の位相差分を計算するため
に、信号を正規化して単位（半径１）円周上の信号にす
るために設けられている。これにより、ロールオフフィ
ルタ４４の出力ＲＦＲ，ＲＦＩは、ＡＧＣ回路４５−１
により例えば０ｄＢ±６．０ｄＢとなるようにレベル調
整され、正規化されたベクトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθ
が位相差分回路４５−２に入力される。
【００４３】位相差分回路４５−２は、正規化されたベ
クトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθに基づき、次の三角関数
公式により位相差分を計算する。 ｃｏｓ（Δθ）＝ｃｏｓ（θn −θn-1 ）＝ｃｏｓθn
ｃｏｓθn-1＋ｓｉｎθn ｓｉｎθn-1 ｃｏｓ（Δθ）＝ｓｉｎ（θn −θn-1 ）＝ｓｉｎθn
ｃｏｓθn-1−ｃｏｓθn ｓｉｎθn-1 例えば、最高伝送速度が１２００ｂｐｓの第４のモード
の場合、データＡの中心キャリアからの周波数偏移は＋
４００Ｈｚで３．６ｋＨｚサンプル間隔の偏移角（位相
偏移量）は＋４０°となり、データＺの周波数偏移は−
４００Ｈｚで３．６ｋＨｚサンプル間隔の偏移角（位相
偏移量）は−４０°となる。従って、この場合の位相差
分回路４５−２からの出力位相差分は図１３に示すよう
になる。
クトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθに基づき、次の三角関数
公式により位相差分を計算する。 ｃｏｓ（Δθ）＝ｃｏｓ（θn −θn-1 ）＝ｃｏｓθn
ｃｏｓθn-1＋ｓｉｎθn ｓｉｎθn-1 ｃｏｓ（Δθ）＝ｓｉｎ（θn −θn-1 ）＝ｓｉｎθn
ｃｏｓθn-1−ｃｏｓθn ｓｉｎθn-1 例えば、最高伝送速度が１２００ｂｐｓの第４のモード
の場合、データＡの中心キャリアからの周波数偏移は＋
４００Ｈｚで３．６ｋＨｚサンプル間隔の偏移角（位相
偏移量）は＋４０°となり、データＺの周波数偏移は−
４００Ｈｚで３．６ｋＨｚサンプル間隔の偏移角（位相
偏移量）は−４０°となる。従って、この場合の位相差
分回路４５−２からの出力位相差分は図１３に示すよう
になる。
【００４４】変換回路４５−３は、位相差分回路４５−
２から得られるベクトル表現された位相差分を、位相角
度（位相偏移量）θに変換する。つまり、ベクトル信号
ｓｉｎθ，ｃｏｓθのままでは誤差が大きいため、変換
回路４５−３はベクトル信号を位相偏移量θに変換す
る。この変換には、テーラー展開式より２次の項までを
取り、次の式から位相偏移量θを算出する。
２から得られるベクトル表現された位相差分を、位相角
度（位相偏移量）θに変換する。つまり、ベクトル信号
ｓｉｎθ，ｃｏｓθのままでは誤差が大きいため、変換
回路４５−３はベクトル信号を位相偏移量θに変換す
る。この変換には、テーラー展開式より２次の項までを
取り、次の式から位相偏移量θを算出する。
【００４５】
ｃｏｓθ＝１−θ2 ／２ より
θ2 ＝２（１−ｃｏｓθ）
ｓｉｎθ＝θ−θ3 ／６ より
θ＝ｓｉｎθ／（１−θ2 ／６）
＝ｓｉｎθ／｛（２／３）＋（ｃｏｓθ／３）｝
変換回路４５−３から出力される位相偏移量θは、偏移
角／サンプル＝周波数偏移±Δｆ／サンプリング周波数
×２πで表され、モード、即ち、最高伝送速度によって
値が異なる。つまり、最高伝送速度が２００ｂｐｓの第
１のモード及び最高伝送速度が３００ｂｐｓの第２のモ
ードでは、サンプリング周波数は３．６ｋＨｚであり、
周波数偏移±Δｆは±１００Ｈｚであり、位相偏移量θ
は０．１７４５３２９２５ラジアン＝１０°である。最
高伝送速度が６００ｂｐｓの第３のモードでは、サンプ
リング周波数は３．６ｋＨｚであり、周波数偏移±Δｆ
は±２００Ｈｚであり、位相偏移量θは０．３４９０６
５８５ラジアン＝２０°である。又、最高伝送速度が１
２００ｂｐｓの第４のモードでは、サンプリング周波数
は３．６ｋＨｚであり、周波数偏移±Δｆは±４００Ｈ
ｚであり、位相偏移量θは０．６９８１３１７００ラジ
アン＝４０°である。そこで、差分補正回路４５−４
は、後段の判定回路４８で各モードについて共通に判定
を行うために、第１及び第２のモードの位相偏移量θを
４倍し、第３のモードの位相偏移量θを２倍すること
で、第１〜第３のモードにおける位相偏移量θを、第４
のモードにおける位相偏移量θに合わせる。
角／サンプル＝周波数偏移±Δｆ／サンプリング周波数
×２πで表され、モード、即ち、最高伝送速度によって
値が異なる。つまり、最高伝送速度が２００ｂｐｓの第
１のモード及び最高伝送速度が３００ｂｐｓの第２のモ
ードでは、サンプリング周波数は３．６ｋＨｚであり、
周波数偏移±Δｆは±１００Ｈｚであり、位相偏移量θ
は０．１７４５３２９２５ラジアン＝１０°である。最
高伝送速度が６００ｂｐｓの第３のモードでは、サンプ
リング周波数は３．６ｋＨｚであり、周波数偏移±Δｆ
は±２００Ｈｚであり、位相偏移量θは０．３４９０６
５８５ラジアン＝２０°である。又、最高伝送速度が１
２００ｂｐｓの第４のモードでは、サンプリング周波数
は３．６ｋＨｚであり、周波数偏移±Δｆは±４００Ｈ
ｚであり、位相偏移量θは０．６９８１３１７００ラジ
アン＝４０°である。そこで、差分補正回路４５−４
は、後段の判定回路４８で各モードについて共通に判定
を行うために、第１及び第２のモードの位相偏移量θを
４倍し、第３のモードの位相偏移量θを２倍すること
で、第１〜第３のモードにおける位相偏移量θを、第４
のモードにおける位相偏移量θに合わせる。
【００４６】他方、キャリア検出回路４６は、ロールオ
フフィルタ４４の出力ＲＦＲ，ＲＦＩからキャリアを検
出し、キャリアのオン／オフを示すキャリア検出信号Ｃ
ＤＩを差分回路４５内のＺホールド回路４５−５に入力
すると共に、検出キャリアＣＤをＭＰＵ１１及びホスト
装置に対して出力する。図１４は、ＡＣＧ回路４５−１
及びＺホールド回路４５−５の構成を示すブロック図で
ある。同図中、ＡＣＧ回路４５−１は図示の如く接続さ
れた乗算回路５１と、絶対値回路５２と、逆数演算回路
５３と、利得補正回路５４とからなる。他方、Ｚホール
ド回路４５−５は、図示の如く接続された乗算回路６１
と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２と、減算回路６３
と、符号判定回路６４とからなる。
フフィルタ４４の出力ＲＦＲ，ＲＦＩからキャリアを検
出し、キャリアのオン／オフを示すキャリア検出信号Ｃ
ＤＩを差分回路４５内のＺホールド回路４５−５に入力
すると共に、検出キャリアＣＤをＭＰＵ１１及びホスト
装置に対して出力する。図１４は、ＡＣＧ回路４５−１
及びＺホールド回路４５−５の構成を示すブロック図で
ある。同図中、ＡＣＧ回路４５−１は図示の如く接続さ
れた乗算回路５１と、絶対値回路５２と、逆数演算回路
５３と、利得補正回路５４とからなる。他方、Ｚホール
ド回路４５−５は、図示の如く接続された乗算回路６１
と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２と、減算回路６３
と、符号判定回路６４とからなる。
【００４７】ロールオフフィルタ４４の出力ＲＦＲ，Ｒ
ＦＩは、ＡＣＧ回路４５−１内で乗算回路５１により利
得Ｇを乗算され、正規化されたベクトル信号ｃｏｓθ，
ｓｉｎθが位相差分回路４５−２に入力される。又、絶
対値回路５２及び逆数演算回路５３は、正規化されたベ
クトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθの絶対値の逆数を演算
し、Ｚホールド回路４５−５の乗算回路６１に入力す
る。更に、上記絶対値は、利得補正回路５４により基準
レベルとの差に基づいて利得Ｇが補正され、補正された
利得Ｇは乗算回路５１に入力されると共に、Ｚホールド
回路４５−５の乗算回路６１にも入力される。
ＦＩは、ＡＣＧ回路４５−１内で乗算回路５１により利
得Ｇを乗算され、正規化されたベクトル信号ｃｏｓθ，
ｓｉｎθが位相差分回路４５−２に入力される。又、絶
対値回路５２及び逆数演算回路５３は、正規化されたベ
クトル信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθの絶対値の逆数を演算
し、Ｚホールド回路４５−５の乗算回路６１に入力す
る。更に、上記絶対値は、利得補正回路５４により基準
レベルとの差に基づいて利得Ｇが補正され、補正された
利得Ｇは乗算回路５１に入力されると共に、Ｚホールド
回路４５−５の乗算回路６１にも入力される。
【００４８】キャリアがオフの時、過渡現象により信号
波形が乱れるため、一種のノイズである所謂ゴミデータ
が発生してしまう。そこで、ゴミデータによるホスト装
置等の外部装置への悪影響を防止するため、キャリアが
オフの時はデータをＺにホールドする（以下、Ｚホール
ドと言う）ことが望ましい。Ｚホールド回路４５−５
は、キャリアがオフの時にこのＺホールドを行うために
設けられている。
波形が乱れるため、一種のノイズである所謂ゴミデータ
が発生してしまう。そこで、ゴミデータによるホスト装
置等の外部装置への悪影響を防止するため、キャリアが
オフの時はデータをＺにホールドする（以下、Ｚホール
ドと言う）ことが望ましい。Ｚホールド回路４５−５
は、キャリアがオフの時にこのＺホールドを行うために
設けられている。
【００４９】Ｚホールド回路４５−５内の乗算回路６１
の出力は、一方ではＬＰＦ６２の入力側に入力されると
共に、他方ではＬＰＦ６２の出力側に設けられた減算回
路６３に入力される。減算回路６３は、ＬＰＦ６２の出
力から、乗算回路６１の出力を減算し、減算結果を符号
判定回路６４に入力する。この符号判定回路６４には、
キャリア検出回路４６からのキャリア検出信号ＣＤＩも
入力されている。
の出力は、一方ではＬＰＦ６２の入力側に入力されると
共に、他方ではＬＰＦ６２の出力側に設けられた減算回
路６３に入力される。減算回路６３は、ＬＰＦ６２の出
力から、乗算回路６１の出力を減算し、減算結果を符号
判定回路６４に入力する。この符号判定回路６４には、
キャリア検出回路４６からのキャリア検出信号ＣＤＩも
入力されている。
【００５０】キャリアがオンの時には、乗算回路６１に
おける利得Ｇと逆数の乗算結果は１であり、ＬＰＦ６２
を通した前後の信号の差は０となる。他方、キャリアが
オフの時には、信号レベルが急減し、逆数は１以上とな
る。このため、キャリアがオフの時には、乗算回路６１
における利得Ｇと逆数の乗算結果は１以上であり、ＬＰ
Ｆ６２を通した前後の信号の差は負となる。従って、符
号判定回路６４は、減算回路６３における信号の差が負
の場合にホールド信号ＨＬＤを出力し、受信データをＺ
にホールドする。尚、キャリアがオフとなった以降もＺ
をホールドするため、符号判定回路６４は、実際にはキ
ャリア検出回路４６からのキャリア検出信号ＣＤＩとホ
ールド信号ＨＬＤとの論理積を取ってからホールド信号
ＨＬＤを出力する。このようにして、Ｚホールド回路４
５−５は、キャリアがオフの時に瞬時にＺホールドを行
うことができる。
おける利得Ｇと逆数の乗算結果は１であり、ＬＰＦ６２
を通した前後の信号の差は０となる。他方、キャリアが
オフの時には、信号レベルが急減し、逆数は１以上とな
る。このため、キャリアがオフの時には、乗算回路６１
における利得Ｇと逆数の乗算結果は１以上であり、ＬＰ
Ｆ６２を通した前後の信号の差は負となる。従って、符
号判定回路６４は、減算回路６３における信号の差が負
の場合にホールド信号ＨＬＤを出力し、受信データをＺ
にホールドする。尚、キャリアがオフとなった以降もＺ
をホールドするため、符号判定回路６４は、実際にはキ
ャリア検出回路４６からのキャリア検出信号ＣＤＩとホ
ールド信号ＨＬＤとの論理積を取ってからホールド信号
ＨＬＤを出力する。このようにして、Ｚホールド回路４
５−５は、キャリアがオフの時に瞬時にＺホールドを行
うことができる。
【００５１】差分回路４５から出力される位相偏移量θ
及びホールド信号ＨＬＤは、図２に示すインターポレー
タ４７を介して判定回路４８に入力される。インターポ
レータ４７は、受信データのジッタ量を低減するため
に、位相偏移量θのサンプリング周波数を７．２ｋＨｚ
から２８．８ｋＨｚに変換する。判定回路４８は、イン
ターポレータ４７を介して入力されるスカラー信号の極
性を判定することで、受信データがＡであるかＺである
かを判定し、判定結果である２進データ０（Ａ），１
（Ｚ）をＭＰＵ１１及びホスト装置に対して出力する。
及びホールド信号ＨＬＤは、図２に示すインターポレー
タ４７を介して判定回路４８に入力される。インターポ
レータ４７は、受信データのジッタ量を低減するため
に、位相偏移量θのサンプリング周波数を７．２ｋＨｚ
から２８．８ｋＨｚに変換する。判定回路４８は、イン
ターポレータ４７を介して入力されるスカラー信号の極
性を判定することで、受信データがＡであるかＺである
かを判定し、判定結果である２進データ０（Ａ），１
（Ｚ）をＭＰＵ１１及びホスト装置に対して出力する。
【００５２】判定回路４８に入力されるスカラー信号
は、Ａ，Ｚで±０．６９８１３１７００、即ち、Ａの場
合「＋」であり、Ｚの場合「−」である。又、スカラー
信号は、Ａ，Ｚの変化時には、ＡからＺに変化すると
「＋」から「−」に変化し、ＺからＡに変化すると
「−」から「＋」に変化する。そこで、判定回路４８は
Ａ，Ｚの変化を検出することで受信データの判定を行
う。
は、Ａ，Ｚで±０．６９８１３１７００、即ち、Ａの場
合「＋」であり、Ｚの場合「−」である。又、スカラー
信号は、Ａ，Ｚの変化時には、ＡからＺに変化すると
「＋」から「−」に変化し、ＺからＡに変化すると
「−」から「＋」に変化する。そこで、判定回路４８は
Ａ，Ｚの変化を検出することで受信データの判定を行
う。
【００５３】図１５は、判定回路４８の動作を説明する
フローチャートである。同図中、ステップＳ１は、差分
回路４５のＺホールド回路４５−５からホールド信号Ｈ
ＬＤが入力されたか否かを判定する。ステップＳ１の判
定結果がＹＥＳの場合、処理は後述するステップＳ４へ
進み、Ｚホールドが行われる。他方、ステップＳ１の判
定結果がＮＯであると、ステップＳ２において入力され
るスカラー信号の極性が反転したか否かを判定する。ス
テップＳ２は、判定結果がＹＥＳとなるまで繰り返さ
れ、判定結果がＹＥＳとなると、ステップＳ３において
スカラー信号の極性が負に反転したか否かを判定する。
ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合は処理がステッ
プＳ４へ進み、ＮＯであればステップＳ５へ進む。
フローチャートである。同図中、ステップＳ１は、差分
回路４５のＺホールド回路４５−５からホールド信号Ｈ
ＬＤが入力されたか否かを判定する。ステップＳ１の判
定結果がＹＥＳの場合、処理は後述するステップＳ４へ
進み、Ｚホールドが行われる。他方、ステップＳ１の判
定結果がＮＯであると、ステップＳ２において入力され
るスカラー信号の極性が反転したか否かを判定する。ス
テップＳ２は、判定結果がＹＥＳとなるまで繰り返さ
れ、判定結果がＹＥＳとなると、ステップＳ３において
スカラー信号の極性が負に反転したか否かを判定する。
ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合は処理がステッ
プＳ４へ進み、ＮＯであればステップＳ５へ進む。
【００５４】ステップＳ４は、受信データがＺであると
判定してデータＺを出力し、処理はステップＳ６へ進
む。又、ステップＳ５は、受信データがＡであると判定
してデータＡを出力し、処理はステップＳ６へ進む。ス
テップＳ６は、ヒステリシスタイマを起動し、ステップ
Ｓ７はヒステリシスタイマがタイムアウトとなったか否
かを判定する。ステップＳ７は判定結果がＹＥＳとなる
まで繰り返され、判定結果がＹＥＳとなると、処理はス
テップＳ１へ戻る。
判定してデータＺを出力し、処理はステップＳ６へ進
む。又、ステップＳ５は、受信データがＡであると判定
してデータＡを出力し、処理はステップＳ６へ進む。ス
テップＳ６は、ヒステリシスタイマを起動し、ステップ
Ｓ７はヒステリシスタイマがタイムアウトとなったか否
かを判定する。ステップＳ７は判定結果がＹＥＳとなる
まで繰り返され、判定結果がＹＥＳとなると、処理はス
テップＳ１へ戻る。
【００５５】ステップＳ６及びＳ７は、スカラー信号の
極性反転時における受信データの判定のチャタリングを
防止するために設けられており、ステップＳ４又はＳ５
による受信データの判定結果が出力された後に、ヒステ
リシスタイマにより管理された一定保持時間この判定結
果を保持する。この場合の保持時間は、各モードにおけ
る最高伝送速度の２５±５％程度とすれば良い。例え
ば、保持時間を各モードにおける最高伝送速度の２５
％、即ち、１ビットの１／４程度の時間に設定した場
合、保持時間は第１のモードでは１．２５ｍｓ、第２の
モードでは０．８３ｍｓ、第３のモードでは０．４２ｍ
ｓ、第４のモードでは０．２１ｍｓとなる。
極性反転時における受信データの判定のチャタリングを
防止するために設けられており、ステップＳ４又はＳ５
による受信データの判定結果が出力された後に、ヒステ
リシスタイマにより管理された一定保持時間この判定結
果を保持する。この場合の保持時間は、各モードにおけ
る最高伝送速度の２５±５％程度とすれば良い。例え
ば、保持時間を各モードにおける最高伝送速度の２５
％、即ち、１ビットの１／４程度の時間に設定した場
合、保持時間は第１のモードでは１．２５ｍｓ、第２の
モードでは０．８３ｍｓ、第３のモードでは０．４２ｍ
ｓ、第４のモードでは０．２１ｍｓとなる。
【００５６】図１６は、判定回路４８の動作を説明する
ためのタイムチャートである。同図中、（ａ）は上記ス
テップＳ４及びＳ５による受信データの判定結果、
（ｂ）はヒステリシスタイマの動作状態、（ｃ）は上記
ステップＳ６及びＳ７による判定出力監視、（ｄ）は最
終的に判定回路４８から出力される出力信号、即ち、デ
ータ０（Ａ），１（Ｚ）を示す。
ためのタイムチャートである。同図中、（ａ）は上記ス
テップＳ４及びＳ５による受信データの判定結果、
（ｂ）はヒステリシスタイマの動作状態、（ｃ）は上記
ステップＳ６及びＳ７による判定出力監視、（ｄ）は最
終的に判定回路４８から出力される出力信号、即ち、デ
ータ０（Ａ），１（Ｚ）を示す。
【００５７】前段に設けられた復調回路４２では、Ａ，
Ｚの中心周波数で復調を行っているため、判定回路４８
は、極性判定により位相偏移の中間点で常に受信データ
Ａ，Ｚの判定を行うことができ、符号歪の少ない受信デ
ータを得ることができる。以上、本発明を実施例により
説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、本発明の範囲内で種々の改良及び変形が可能であ
ることは言うまでもない。
Ｚの中心周波数で復調を行っているため、判定回路４８
は、極性判定により位相偏移の中間点で常に受信データ
Ａ，Ｚの判定を行うことができ、符号歪の少ない受信デ
ータを得ることができる。以上、本発明を実施例により
説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、本発明の範囲内で種々の改良及び変形が可能であ
ることは言うまでもない。
【００５８】
【発明の効果】請求項１及び３記載の発明によれば、キ
ャリア周波数が多数あっても、共通のフィルタ手段によ
り共通の帯域制限を行うため、プロセッサの送信系の構
成が簡単であり、モデム装置を安価に製造することがで
きる。又、入力データに周波数偏移を施す回路が比較的
簡単であり、演算処理量も比較的少なくて済む。
ャリア周波数が多数あっても、共通のフィルタ手段によ
り共通の帯域制限を行うため、プロセッサの送信系の構
成が簡単であり、モデム装置を安価に製造することがで
きる。又、入力データに周波数偏移を施す回路が比較的
簡単であり、演算処理量も比較的少なくて済む。
【００５９】更に、データ伝送速度に合わせて各キャリ
アに対して共通のフィルタ手段を使用することができ、
データ伝送に使用する伝送媒体に最適な信号処理を行う
こともできる。請求項２及び４記載の発明によれば、デ
ータ伝送速度に合わせた周波数変調を同じ回路構成を使
用して行うことができる。
アに対して共通のフィルタ手段を使用することができ、
データ伝送に使用する伝送媒体に最適な信号処理を行う
こともできる。請求項２及び４記載の発明によれば、デ
ータ伝送速度に合わせた周波数変調を同じ回路構成を使
用して行うことができる。
【００６０】
【００６１】
【００６２】従って、本発明によれば、キャリア周波数
が多数あっても、共通のバンドパスフィルタにより共通
の帯域制限を行うため、モデム装置を構成するプロセッ
サの送信系の構成が簡単であり、モデム装置を安価に製
造することができる。
が多数あっても、共通のバンドパスフィルタにより共通
の帯域制限を行うため、モデム装置を構成するプロセッ
サの送信系の構成が簡単であり、モデム装置を安価に製
造することができる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明になるモデム装置の一実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】第１のバンドパスフィルタの等価回路図であ
る。
る。
【図４】第１のバンドパスフィルタの特性を示す図であ
る。
る。
【図５】周波数偏移回路の等価回路図である。
【図６】図５の等価回路図を簡略化して周波数偏移回路
の基本機能を示すブロック図である。
の基本機能を示すブロック図である。
【図７】第２のバンドパスフィルタの等価回路図であ
る。
る。
【図８】第１のモードにおける第２のバンドパスフィル
タの特性を示す図である。
タの特性を示す図である。
【図９】第２のモードにおける第２のバンドパスフィル
タの特性を示す図である。
タの特性を示す図である。
【図１０】第３のモードにおける第２のバンドパスフィ
ルタの特性を示す図である。
ルタの特性を示す図である。
【図１１】第４のモードにおける第２のバンドパスフィ
ルタの特性を示す図である。
ルタの特性を示す図である。
【図１２】差分回路の概略構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図１３】位相差分回路からの出力位相差分を示す図で
ある。
ある。
【図１４】ＡＣＧ回路及びＺホールド回路の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１５】判定回路の動作を説明するフローチャートで
ある。
ある。
【図１６】判定回路の動作を説明するタイムチャートで
ある。
ある。
１ 周波数偏移回路
２ バンドパスフィルタ
３ 変調回路
７ 復調回路
８ 差分回路
９ 判定回路
１１ ＭＰＵ
１２ ＤＳＰ
２１ 信号点生成回路
２３ 設定取り込み部
３１ 第１のバンドパスフィルタ
３２ 周波数偏移回路
３３ 第２のバンドパスフィルタ
３４ インターポレータ
３５ 変調回路
３６ キャリア入力回路
４１ デシメータ
４２ 復調回路
４３ キャリア入力回路
４４ ロールオフフィルタ
４５ 差分回路
４６ キャリア検出回路
４７ インターポレータ
４８ 判定回路
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭63−182942（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−180226（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−307464（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−107427（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−147595（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−107128（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−7529（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−318923（ＪＰ，Ａ)
特表 平８−508868（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (4)
- 【請求項１】 入力データに対し、２進データ値に対応
する周波数の差の周波数偏移量で周波数変移を施しベク
トル信号を生成する周波数偏移ステップと、 該周波数偏移ステップで得られるベクトル信号に共通の
帯域制限を施しデータ伝送速度に対応した不要帯域を制
限するフィルタステップと、 該フィルタステップで得られる出力を補間する補間ステ
ップと、 該補間ステップで得られる出力を 複数のキャリア周波数
に対応すべく２進データ値の中間のキャリア周波数で周
波数移動することで変調する変調ステップと、 前記周波数偏移ステップの前に、前記入力データを、前
記変調ステップで得られる被周波数変調データを伝送す
る伝送媒体の周波数帯域内に制限するステップと を含
む、周波数変調方法。 - 【請求項２】 少なくとも前記周波数偏移ステップ及び
前記フィルタステップで使用するパラメータを、データ
伝送速度に応じて自動的に設定するステップを更に含
む、請求項１記載の周波数変調方法。 - 【請求項３】 入力データに対し、２進データ値に対応
する周波数の差の周波数偏移量で周波数偏移を施しベク
トル信号を生成する周波数偏移手段と、 該周波数偏移手段の出力ベクトル信号に共通の帯域制限
を施しデータ伝送速度に対応した不要帯域を制限するフ
ィルタ手段と、 該フィルタ手段の出力を補間する補間手段と、 該補間手段の出力を複数のキャリア周波数に対応すべく
２進データ値の中間のキャリア周波数で周波数移動する
ことで変調する変調手段と、 前記周波数偏移手段の前段で、前記入力データを、前記
変調手段で得られる被周波数変調データを伝送する伝送
媒体の周波数帯域内に制限するフィルタとを備えた、プ
ロセッサ。 - 【請求項４】 少なくとも前記周波数偏移手段及び前記
フィルタ手段で使用するパラメータを、データ伝送速度
に応じて自動的に設定する手段を更に備えた、請求項３
記載のプロセッサ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05208797A JP3373385B2 (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | 周波数変調方法及びモデム装置 |
| US08/956,553 US6282246B1 (en) | 1997-03-06 | 1997-10-23 | Frequency modulation method and modem unit employing such method |
| GB9724700A GB2323257B (en) | 1997-03-06 | 1997-11-21 | Frequency modulation method and modem unit employing such method |
| GB0121373A GB2365732B (en) | 1997-03-06 | 1997-11-21 | Modem unit |
| US09/844,812 US20010019582A1 (en) | 1997-03-06 | 2001-04-27 | Frequency modulation method and modem unit employing such method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05208797A JP3373385B2 (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | 周波数変調方法及びモデム装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002198995A Division JP2003101597A (ja) | 2002-07-08 | 2002-07-08 | 周波数復調方法及びプロセッサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257107A JPH10257107A (ja) | 1998-09-25 |
| JP3373385B2 true JP3373385B2 (ja) | 2003-02-04 |
Family
ID=12905055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05208797A Expired - Fee Related JP3373385B2 (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | 周波数変調方法及びモデム装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6282246B1 (ja) |
| JP (1) | JP3373385B2 (ja) |
| GB (1) | GB2323257B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| PT1105986E (pt) * | 1998-08-21 | 2005-10-31 | Evologics Gmbh | Metodo para a transmissao de informacao bem como um sistema adequado para o efeito |
| ITMI20030643A1 (it) * | 2003-04-01 | 2004-10-02 | Copan Innovation Ltd | Tampone per il prelievo di campioni biologici |
| EP1528779A1 (en) * | 2003-10-29 | 2005-05-04 | Nuovotel Properties A.V.V. | System and method for frequency modulation in a modem |
| KR20060125868A (ko) | 2004-01-28 | 2006-12-06 | 퀄컴 인코포레이티드 | 무선 브로드캐스트 네트워크에서 다중의 스트림을 송신하는방법 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4694471A (en) | 1986-05-05 | 1987-09-15 | Blesser Barry A | Digital data communicating |
| US5027372A (en) | 1987-03-04 | 1991-06-25 | National Semiconductor Corp. | Differential phase shift keying modulator |
| US5553076A (en) * | 1994-05-02 | 1996-09-03 | Tcsi Corporation | Method and apparatus for a wireless local area network |
| US5633893A (en) * | 1994-09-29 | 1997-05-27 | Ericsson Inc. | Digital modulation method with controlled envelope variation |
| US5692013A (en) * | 1995-11-07 | 1997-11-25 | Hitachi America, Ltd. | Shared resources modulator-demodulator circuits for use with quadrature amplitude modulated signals |
-
1997
- 1997-03-06 JP JP05208797A patent/JP3373385B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-23 US US08/956,553 patent/US6282246B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-21 GB GB9724700A patent/GB2323257B/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-04-27 US US09/844,812 patent/US20010019582A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010019582A1 (en) | 2001-09-06 |
| JPH10257107A (ja) | 1998-09-25 |
| GB2323257A (en) | 1998-09-16 |
| GB2323257B (en) | 2002-03-06 |
| US6282246B1 (en) | 2001-08-28 |
| GB9724700D0 (en) | 1998-01-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5040192A (en) | Method and apparatus for optimally autocorrelating an FSK signal | |
| JP2765600B2 (ja) | 復調回路 | |
| US7184504B2 (en) | Receiver having an integrated clock phase detector | |
| GB2316586A (en) | Timing interpolator in digital demodulator | |
| JPS5927533B2 (ja) | 等化器のタップ利得調整方法 | |
| US6148037A (en) | Sampling timing phase error detector for VSB modulation signal | |
| JP3373385B2 (ja) | 周波数変調方法及びモデム装置 | |
| US4792964A (en) | Adaptive jitter canceller having sinusoidal accentuator and jitter prediction filter | |
| US5970086A (en) | Radio remote interface for modulating/demodulating data in a digital communication system | |
| JPH03173228A (ja) | モデム装置 | |
| JP2746781B2 (ja) | 移相器 | |
| JPH0578225B2 (ja) | ||
| KR20030095873A (ko) | ＨｏｍｅＰＮＡ를 위한 수신기에서의 채널 등화 및 반송파복원 시스템과 그 방법 | |
| JP2003101597A (ja) | 周波数復調方法及びプロセッサ | |
| EP0554036B1 (en) | Sampling clock generator for digital demodulator | |
| US5790600A (en) | Method of compensating differences in group propagation times between the analog filters of a transmitter and between those of a receiver for signals in phase quadrature corresponding compensation apparatus and a corresponding transmission system | |
| JP2885052B2 (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| JPH06237277A (ja) | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 | |
| JP2827875B2 (ja) | マイクロ波帯信号発生装置 | |
| JP3593307B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置、直交周波数分割多重信号補正器及び信号補正方法 | |
| JP2000078218A (ja) | キャリア再生回路 | |
| JP2002300224A (ja) | 受信装置 | |
| JP3689768B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置、直交周波数分割多重信号受信方法及びプログラム | |
| US10432445B1 (en) | Application of transmit sub-sample dithering apparatus for cyclostationary feature elimination | |
| JPS6331985B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20021112 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081122 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091122 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091122 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101122 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111122 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121122 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131122 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |