CN1319280C - 分谐波混合电路和方法 - Google Patents

分谐波混合电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1319280C
CN1319280C CNB018194419A CN01819441A CN1319280C CN 1319280 C CN1319280 C CN 1319280C CN B018194419 A CNB018194419 A CN B018194419A CN 01819441 A CN01819441 A CN 01819441A CN 1319280 C CN1319280 C CN 1319280C
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
blender
local oscillated
subharmonic
conversion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
CNB018194419A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1476677A (zh
Inventor
阿廖沙·C·莫尔纳
拉胡尔·马贡
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Conexant Systems LLC
Original Assignee
Conexant Systems LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Conexant Systems LLC filed Critical Conexant Systems LLC
Publication of CN1476677A publication Critical patent/CN1476677A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1319280C publication Critical patent/CN1319280C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1475—Subharmonic mixer arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products

Abstract

一个具有两个转换级的分谐波混合器(510)，用于在直接下变换接收机(500)中增加混合器增益。该第一转换级将接收的RF信号(520)与频率为RF信号频率一半的一个中频相混合。该第二转换级将该中频信号与基带相混合。通过串联的连接两个转换级，电流被再次使用且从第一级来的谐波内容被馈送至第二级，从而增加了混合器增益。

Description

分谐波混合电路和方法
技术领域
本发明涉及一种射频(RF)接收机，特别是RF混合器。
背景技术
为了最优化处理射频(RF)信号，大多数RF接收机将接收到的RF信号转换成被称为基带频率的较低频率。在基带内对RF信号的处理中所执行的滤波和放大相对于在RF内的精确处理不需要那么贵的电子元件。并且，这些信号处理元件在基带内状态最好，从而可增加RF接收机的增益，动态范围和稳定性。
通常，在保存包含在接收信号中的调制信息时，RF接收机使用混合器将接收的RF信号转换成较低频率。通过混合，或者提取接收的RF信号和本地振荡器(LO)的参考频率之间的差值可进行频移。在RF信号和LO频率之间的差值就是较低频率或基带频率。
将RF信号转换成较低频率的处理被称为下变换。RF接收机的功能是将接收的RF信号下变换到基带中。直接变换或零差接收机通过将接收的RF信号与等于接收的RF频率的LO频率相混合，直接将接收的RF信号下变换到基带内。
图1示出了现有技术中，通常被称为“吉尔伯特单元”的混合器的例子。该混合器包括晶体管Q0-Q3和使用晶体管Q4，Q5的RF输入部分。输入吉尔伯特单元的是一个LO电压，其中该LO电压的振荡引起电流在Q0，Q2对和Q1，Q3对之间整流。这种整流处理使RF信号与本地振荡信号相混合，以产生接收的RF信号被下变换后的一个输出基带信号。并且，吉尔伯特单元常使用二极管预矫正电路来使晶体管的上象限线性化，如图2所示。该二极管预矫正电路包含晶体管Q6-Q9。
由于图3所示的直接变换接收机，直接将接收的RF信号与LO信号相混合(通常使用图1和2所示的吉尔伯特单元)，LO信号会通过混合器的RF信号输入端口泄漏出去，如图3所示，并且可能在天线处反射。这将导致反射的LO信号在混合器处被下变换，并与接收的RF信号“自混合”。自混合将导致一个dc偏移，从而使接收的RF信号的处理失真。因此，RF接收机的灵敏度将受到反射的LO信号的限制。并且，将信号在频率中移位最小附加失真的能力是很重要的，因为RF接收机是频率相的。为了有效地运行，RF接收机必须被正确地下变换。
一种解决自混合问题的方法是使用外差接收机。如图4所示，外差接收机使用两个混合器执行两级下变换。第一混合器402将接收的RF频率转换到不等于接收的RF频率的一个中频(IF)。该中频信号在低噪声放大器403中被放大，然后第二混合器404将IF信号下变换到基带。由于下变换可以分两级来执行，外差接收机就不存在“自混合”的问题。然而，使用外差接收机的实施需要使用更多的离散元件，这将使RF接收机成本增加。
另一种解决自混合问题的方法是使用低IF接收机的结构。低IF接收机通过对频率使用一个单独的混合级可将接收信号下变换到通常类似于一个或两个信道带宽的低中频。然后，该信号可通过一个模拟-数字转换器(ADC)，在其中可执行一个数字相乘。最后，可执行图像抑制滤波，以去除图像频带的衰减。由于下变换可对低IF执行，因此低IF接收机并不存在“自混合”问题。然而，使用低IF的实施需要图像抑制元件，这就增加了RF接收机的设计成本和费用。
由于直接变换接收机在某些应用是一种较好的接收机方式，因此需要一种改进的直接变换接收机，能够进行下变换且没有不理想的dc偏移。
发明内容
根据本发明的一方面，提供有一种分谐波混合器核心设备，包括：一个本地振荡器接口，用于接收本地振荡信号；一个基带输出端，用于提供基带输出信号；第一转换装置，用于接收第一和第二电流以及本地振荡信号，以提供响应于本地振荡信号的第三和第四电流；和第二转换装置，用于接收第三和第四电流以及从第一转换装置中的本地振荡信号移相后的本地振荡信号，以提供响应于移相的本地振荡信号的基带输出信号。
根据本发明的另一方面，提供有一种分谐波混合器，包括：一个射频(RF)输入部分，用于接收RF输入信号，并具有第一和第二输出端以提供响应于该RF输入信号的第一和第二电流；和一个混合器核心设备，具有：一个本地振荡器接口，用于接收本地振荡信号；一个基带输出端，用于提供基带输出信号；第一转换装置，用于接收第一和第二电流以及本地振荡信号，以提供响应于本地振荡信号的第三和第四电流；和第二转换装置，用于接收第三和第四电流以及从第一转换装置中的本地振荡信号移相90°的本地振荡信号，以提供响应于移相的本地振荡信号的基带输出信号。
根据本发明的再一方面，提供有一种分谐波混合器，包括：一个输入装置，用于接收一个输入信号，该输入信号表示与第一转换装置的第一输入端相耦合的接收的射频(RF)信号；一个本地振荡器，用于提供本地振荡信号至第一转换装置，并提供从第一转换装置中的本地振荡信号移相后的本地振荡信号至第二转换装置，其中第一转换装置的输出端被耦合至第二转换装置的输入端；和一个输出装置，用于输出一个电压模式输出信号，该电压模式输出信号表示下变换到基带的RF信号。
根据本发明的再另一方面，提供有一种下变换接收的射频(RF)信号的方法，包括以下步骤：将接收的RF信号转换为电流型；将电流型RF信号与频率为RF信号一半的第一本地振荡信号相混合，以产生电流型中频信号；将电流型中频信号与第一本地振荡信号移相后得到的第二本地振荡信号相混合，以产生电流型基带信号；和将电流型基带信号转换为电压型。
根据本发明的再另一方面，提供有一种用于将接收的射频(RF)信号下变换的系统，包括：用于将接收的RF信号转换至电流型的装置；用于将电流型RF信号与频率为RF信号一半的本地振荡信号相混合，以产生电流型中频信号的装置；用于将电流型中频信号与频率为RF信号一半的本地振荡信号相混合，以产生电流型基带信号的装置；和用于将电流型基带信号转换为电压型的装置。
在本发明的一个实施例中，分谐波混合器包括具有两个转换装置的混合器核心设备，并具有一个RF输入部分。该混合器核心设备具有用于接收本地振荡信号的一个LO接口，用于提供BB输出信号的一个BB输出，以及用于连接至RF输入部分的第一和第二输入端。该RF输入部分包括一个电流模式信号和用于接收RF输入信号的一个RF输入端。该RF输入部分包括具有第一端点的第一晶体管，该第一端点与混合器核心的第一输入端相耦合以提供第一电流且该第一电流响应于该RF输入信号，具有第二端点的第二晶体管，该第二端点与混合器核心的第二输入端相耦合以提供第二电流且该第二电流响应于该RF输入信号。如下图所示，RF输入部分可以有多种形式。
具有两个转换装置的混合器核心设备包括具有四个晶体管的第一转换装置，该四个晶体管连接成双平衡混合器，该第一转换装置与第二转换装置串联耦合，第二转换装置具有四个晶体管并连接成双平衡混合器。第一转换装置包括两个输入端，每个输入端都连接到差分晶体管对的一相应晶体管的基极，在其上施加有一个LO电压，和两个输出端，每个输出端都连接到第二转换装置的输入端。该第二转换装置也包括两个输入端，每个输入端都连接到差分晶体管对的一相应晶体管的基极，在其上施加有一个LO电压。
在本发明的另一个实施例中，提供一个电路，通过在直接下变换接收机中使用两个转换级而增加了混合器的增益。该第一转换装置将接收的RF信号与一个中频相混合，该中频大约是接收的RF信号频率的一半。该第二转换装置将该中频与基带相混合。通过串联地连接两个转换装置，电流可被再次使用，从第一转换装置来的谐波内容可被馈送至第二转换装置，从而增加了混合器的增益。
对于本领域的技术人员，本发明的其它系统，方法，特征和优点将在阅读了以下附图和详细说明后变得更加明显。包含在本说明中的所有这些附加的系统，方法，特征和优点，将被包含在本发明的范围之内，并被后附的权利要求所保护。
附图说明
附图中的元件主要是为了说明本发明的原理，并不需要严格按照比例。在附图中，相同的参考数字表示不同视图中的对应部分。
图1是RF接收机中使用的现有技术中吉尔伯特单元的示意图。
图2是RF接收机中使用的现有技术中具有预矫正电路的吉尔伯特单元的示意图。
图3是用于RF接收机的现有技术中直接变换结构的示意图。
图4是用于RF接收机的现有技术中超外差结构的示意图。
图5是用分谐波混合器实施的直接下变换接收机的一个例子的示意图。
图6是图5的接收机中适于产生同相频率的分谐波混合器的一个例子的示意图。
图7是图5的接收机中适于产生正交频率的分谐波混合器的一个例子的示意图。
具体实施方式
图5中示出了结合在直接变换接收机系统500中的一个分谐波混合级510的一个例子。该接收机系统500的功能是分离接收的信号520。在低噪声放大器(LNA)522对接收信号520的最初放大之后，整个信号频谱(称为ωRF)通过混合级510利用一个本地振荡器(LO)504和两个分谐波混合器501，502被频率变换到基带内(称为ωBB)。每个分谐波混合器(501或502)可作为串行的两个转换级有效地工作。通过改变LO 504的信号ωLO的相位，并将ωLO与ωRF混合，第一级将接收的信号520转换为中频ωIF。第二级通过将LO 504的信号移相90°后再与中频相混合，将中频ωIF转换为基带以产生ωBB。并且，改变用于混合器501的本地振荡器504的信号ωLO，通过约偏离相位45°的本地振荡器504的信号，以用于混合器502，从而由接收的520信号可得到交互的同相(I)分量和正交(Q)分量。通过将本地振荡器504的信号ωLO(其相位分量约为0°和45°)与接收信号520相混合，接收的信号被频率变换为交互的I(称为ωBBI)和Q(称为ωBBQ)基带分量。在接收的信号被频率变换后，可进行下一步处理。为了更详细的说明本射频接收机，可参照现有技术中公知的RF系统设计参考书籍。
图5中的分谐波混合器501，502都是由LO 504的信号驱动的，LO 504的信号频率约为传统的下变换混合器的驱动频率的一半。现有技术的混合器是由0°和90°的LO信号驱动的，而分谐波混合器501，502是由0°和45°的LO信号驱动的。即使分谐波混合器501，502是由频率约为一半的LO信号来驱动，混合级510的输出仍然产生相互之间偏移90°相位的I和Q基带分量。执行两个转换操作的处理使得频率被加倍从而相位也被加倍。即使LO信号以0°和45°被分别输入至分谐波混合器501，502，混合级510的输出也是理想的相互偏离90°相位的I和Q分量。
如图5所示，本地振荡器504提供两个输入至分谐波混合器501，和两个输入至分谐波混合器502。输入到第一分谐波混合器501的是本地振荡信号ωLO和输入信号ωRF。本地振荡信号ωLO包括相位分量ωLO(0°)，ωLO(90°)，ωLO(180°)和ωLO(270°)。将这些相位分量ωLO与ωRF相混合，以产生I基带分量(ωBBI)。输入到第二分谐波混合器502的是相位偏移约45°的移相本地振荡信号(这里用作ωLO(45°))和输入信号ωRF。将ωLO(45°)及其90度的相位分量ωLO(135°)，ωLO(225°)，ωLO(315°)与ωRF相混合以产生Q基带分量(ωBBQ)。
图6是图5中的分谐波混合器501的实施例的电路示意图。图6中的分谐波混合器600被通称为“I-混合器”，因为其产生接收信号ωRF的I基带分量(ωBBI)。所示的分谐波混合器600包括一个RF输入部分634和一个混合器核心636。混合器核心636包括一个LO接口，用于接收LO信号，还包括两个转换级630，632，用于提供输出基带(BB)信号。RF输入部分634与混合器核心636耦合在第一输入端640，以提供一个第一电流至第一差分对Q14，Q15，还在第二输入端642相耦合，以提供一个第二电流至混合器核心636的第一级632的第二差分对Q16，Q17。混合器核心的第一转换级632包括输入端为618，620的四个晶体管Q14-Q17。第一转换级632与混合器核心636的第二级630在第三输入端622处相耦合，以提供一个第三电流至第三差分对Q10，Q11，还在第四输入端624相耦合，以提供一个第四电流至第四差分对Q12，Q13。混合器核心的第二转换级630包括输入端为614，616的四个晶体管Q10-Q13，以在输出端610，612提供输出基带信号。
通常，混合器600通过在每个转换级630，632中的差分晶体管对之间转换电流而工作。晶体管Q10-Q13通常被作为“吉尔伯特单元”，晶体管Q14-Q17也是一样。从而所示的I-混合器核心636可以被考虑包含两个串行的吉尔伯特单元。
在图6所示的例子中，接收信号ωRF在输入端602，604分别作为VRF+和VRF-被输入至晶体管Q18和Q19，并被转换为晶体管Q18，Q19的集电极中的电流。该电流在第一转换级632中与LO分量相混合，以产生位于中频(IF)的一个电流。当输入端618的VLO(0°)远大于输入端620的VLO(180°)时进行转换，从而晶体管Q14，Q16将电流IIFI+引导至电流分支622；否则该电流就被引导至电流分支624作为IIFI-。该转换基本上是一个乘法操作，将输入信号混合变换为一个较低的频率。位于中频的电流在第二转换级630中与LO分量相混合以产生I基带分量。当输入端614的VLO(90°)  大于输入端616的VLO(270°)时，在第二级630中进行转换，从而晶体管Q10，Q12将电流IBBI+引导至电流分支644；否则电流IBBI-就被引导至电流分支646。利用电阻R1和R2，电流IBBI+和IBBI-可被转换为输出端610，612的电压。
图7是图5中分谐波混合器502的实施例的电路示意图。图7的分谐波混合器700被通称为“Q-混合器”，因为其产生接收信号ωRF的Q基带分量(ωBBQ)。所示的分谐波混合器700包括一个RF输入部分734和一个混合器核心736。混合器核心736包括一个LO接口，用于接收LO信号，还包括两个转换级730，732，用于提供输出基带信号。RF输入部分734与混合器核心736耦合在第一输入端740，以提供一个第一电流至第一差分对Q24，Q25，还在第二输入端742相耦合，以提供一个第二电流至混合器核心736的第一级732的第二差分对Q26，Q27。混合器核心736的第一转换级732包括输入端为718，720的四个晶体管Q24-Q27。第一转换级732与混合器核心736的第二级730在第三输入端722处相耦合，以提供一个第三电流至第三差分对Q10，Q11，还在第四输入端724相耦合，以提供一个第四电流至第四差分对Q12，Q13。混合器核心736的第二转换级730包括输入端为714，716的四个晶体管Q10-Q13，以在输出端710，712提供输出基带信号。
通常，与I-混合器一样，Q-混合器700通过在每个转换级730，732中的差分晶体管对之间转换电流而工作。晶体管Q20-Q23通常被作为“吉尔伯特单元”，晶体管Q24-Q27也是一样。从而所示的Q-混合器核心736可以被考虑包含两个串行的吉尔伯特单元。
在图7所示的例子中，接收信号ωRF在输入端702，704分别作为VRF+和VRF-被输入至晶体管Q28和Q29，并被转换为晶体管Q28，Q29的集电极中的电流。该电流在第一转换级732中与LO分量相混合，以产生位于中频的一个电流。当输入端718的VLO(45°)远大于输入端720的VLO(225°)时进行转换，从而晶体管Q24，Q26将电流IIFQ+引导至电流分支722；否则该电流就被引导至电流分支724作为IIFQ-。位于中频的电流在第二转换级730中与LO分量相混合以产生Q基带分量。当输入端714的VLO(135°)远大于输入端716的VLO(315°)时也进行转换，从而晶体管Q20，Q22将电流IBBQ+引导至电流分支744；否则电流IBBQ-就被引导至电流分支746。利用电阻R3和R4，电流IBBQ+和IBBQ-可被转换为输出端710，712的电压。
LO信号ωLO的相位分量被输入至每个混合器600，700的第一和第二转换级的输入端614-620和714-720。在现有技术中，ωLO以与ωRF相同的频率被输入，而在分谐波混合器600，700中ωLO以约为ωRF一半的频率被输入。对于图6的I-混合器600，被施加在第二转换级630的输入端614，616的LO信号被移相90°和270°，而施加在第一转换级632的输入端618，620的LO信号被移相0°和180°。对于图7的Q-混合器700，被施加在第二转换级730的输入端714，716的LO信号被移相135°和315°，而施加在第一转换级732的输入端718，720的LO信号被移相45°和225°。如上所述，两个级都由频率约为传统下变换混合器的驱动频率一半的LO信号驱动。
分谐波混合器600的操作参照公式(1)可被更详细的说明，该公式说明输出VBBI与输入VRF和VLO的关系。
VBBI(t)＝VRF(t)*VLO(0°)(t)*VLO(90°)(t)
公式1
应当注意VLO(0°)和VLO(90°)分别是驱动第一和第二转换级的电压。两个转换级都由LO信号驱动，该信号的频率是传统下变换混合器的驱动频率的一半，如图1所示。结果，输出电压可被表达为输入电压VRF与本地振荡电压VLO(0°)和VLO(90°)的乘积，其中输入为接收的RF信号，输出为基带信号VBBI。特别要注意由于VLO(0°)和VLO(90°)的乘积是幅度为1周期为T的矩形波，分谐波混合器600可产生矩形波的标准LO接口。
类似的，分谐波混合器700的操作参照公式(2)可被更详细的说明，该公式说明输出VBBQ与输入VRF和VLO的关系。
VBBQ(t)＝VRF(t)*VLO(45°)(t)*VLO(135°)(t)
公式2
应当注意VLO(45°)和VLO(135°)分别是驱动第一和第二转换级的电压。两个转换级都由LO信号驱动，该信号的频率约为传统下变换混合器的驱动频率的一半，如图1所示。结果，输出电压可被表达为输入电压VRF与本地振荡电压VLO(45°)和VLO(135°)的乘积，其中输入为接收的RF信号，输出为基带信号VBBQ。特别要注意由于VLO(45°)和VLO(135°)的乘积是幅度为1周期为T的矩形波，分谐波混合器700可产生矩形波的标准LO接口。
通过接收机减少由LO信号泄漏到混合器中引起的dc偏移的能力来说明下变换接收机。在传统的零差接收机中，由于RF信号被直接下变换到基带，且LO信号也被下变换到基带，往往产生dc偏移的问题。LO抑制(“LOR”)可反映接收机对这种问题的抗扰度，并由公式3来定义。
LOR＝在RF频率的转换增益/在LO频率的转换增益
公式3
在图5，6，7的分谐波混合器中，LOR被大大改进了。在传统的混合器设计中，如图1所示，LOR＝0dB；对于图5的分谐波混合器501，502，由于分母可能接近于零，LOR理论上可接近无穷大。当LOR很大时，在将接收信号下变换到基带时，不会出现显著的自混合，并且也不会引入明显的dc偏移。若LO信号的相位被理想匹配，则泄漏的LO辐射的接收将不会引起在传统的下变换混合器中的dc偏移的问题。实际上，LOR并不是无穷大，因为晶体管和相位不可能被完全匹配，且LO谐波可以被耦合至输出端，但得到的LOR基本上消除了或很大程度上减少了dc偏移。
总之，分谐波混合器501，502具有很多优点。首先，分谐波混合器(501或502)的使用可使设计的接收机直接将接收的RF信号520下变换到基带，而不存在dc偏移的问题。通过提取电流模式接收的信号并下变换至一个中频然后变换至基带，从而减少了自混合和dc偏移的问题。这里有重要的两个原因。一个原因是dc偏移的减少可获得更好的性能。另一个原因是通过放松混合器的不匹配标准，可减少由电阻，电流源等用于补偿不匹配所消耗的区域量。其次，分谐波混合器可作为串行的两个混合器有效的工作而不需要额外的电流源。分谐波混合器能够减少接收机中的电流消耗。每个混合级都消耗电流因此减少混合级的数目可减少电流消耗的总量。
虽然图5-7中所示的例子没有参照图2所示的预矫正电路进行说明，但使用预矫正电路的分谐波混合器也可以被考虑。预矫正电路对于第一，第二或两个转换级的线性化都是有用的。并且图5-7所示的例子可包含一个多重双曲正切(multi-tanh)的线性化差分对来使LO的输出谐波最小化。
虽然已说明了本发明的各种实施例，但对本领域的普通技术人员来说，显而易见，在本发明的范围内可能有更多种实现和实施的方式。

Claims (24)

1、一个分谐波混合器核心设备，包括：
一个本地振荡器接口，用于接收本地振荡信号；
一个基带输出端，用于提供基带输出信号；
第一转换装置，用于接收外部提供的第一和第二电流以及本地振荡信号，以提供响应于本地振荡信号的第三和第四电流；和
第二转换装置，用于接收第三和第四电流以及从第一转换装置中的本地振荡信号移相后的本地振荡信号，以提供响应于移相的本地振荡信号的基带输出信号。
2、如权利要求1的分谐波混合器核心设备，其中该两转换装置进一步包括两个串联连接的吉尔伯特单元，每个单元都由本地振荡信号驱动。
3、如权利要求1的分谐波混合器核心设备，其中在第一转换装置中的本地振荡信号被移相45°。
4、如权利要求1的分谐波混合器核心设备，其中在第二转换装置中的本地振荡信号被移相90°。
5、一个分谐波混合器，包括：
一个射频RF输入部分，用于接收RF输入信号，并具有第一和第二输出端以提供响应于该RF输入信号的第一和第二电流；和
一个混合器核心设备，具有：
一个本地振荡器接口，用于接收本地振荡信号；
一个基带输出端，用于提供基带输出信号；
第一转换装置，用于接收第一和第二电流以及本地振荡信号，以提供响应于本地振荡信号的第三和第四电流；和
第二转换装置，用于接收第三和第四电流以及从第一转换装置中的本地振荡信号移相90°的本地振荡信号，以提供响应于移相的本地振荡信号的基带输出信号。
6、如权利要求5的分谐波混合器，其中输入信号为电流型。
7、如权利要求5的分谐波混合器，其中RF输入部分还包括与第一节点共同耦合的一对晶体管，用于接收RF输入信号以提供响应于RF输入信号的第一和第二电流。
8、如权利要求5的分谐波混合器，其中该两转换装置还包括串联连接的两个吉尔伯特单元，每个单元都由本地振荡信号驱动。
9、如权利要求5的分谐波混合器，其中该混合器核心设备产生该RF输入信号的一个同相分量。
10、如权利要求5的分谐波混合器，其中在第一转换装置的本地振荡信号被移相45°。
11、如权利要求10的分谐波混合器，其中该混合器核心设备产生该RF输入信号的一个正交分量。
12、一个分谐波混合器，包括：
一个输入装置，用于接收一个输入信号，该输入信号表示与第一转换装置的第一输入端相耦合的接收的射频RF信号；
一个本地振荡器，用于提供本地振荡信号至第一转换装置，并提供从第一转换装置中的本地振荡信号移相后的本地振荡信号至第二转换装置，其中第一转换装置的输出端被耦合至第二转换装置的输入端；和
一个输出装置，用于输出一个电压模式输出信号，该电压模式输出信号表示下变换到基带的RF信号。
13、如权利要求12的分谐波混合器，其中第二转换装置中的本地振荡信号被移相90°。
14、如权利要求12的分谐波混合器，其中该输入信号为电流型。
15、如权利要求12的分谐波混合器，其中该转换装置还包括串联连接的两个吉尔伯特单元，每个单元都由本地振荡信号驱动。
16、如权利要求12的分谐波混合器，其中在第一转换装置的本地振荡信号被移相45°。
17、如权利要求12的分谐波混合器，其中在第二转换装置的本地振荡信号被移相90°。
18、一种下变换接收的射频RF信号的方法，包括以下步骤：
将接收的RF信号转换为电流型；
将电流型RF信号与频率为RF信号一半的第一本地振荡信号相混合，以产生电流型中频信号；
将电流型中频信号与第一本地振荡信号移相后得到的第二本地振荡信号相混合，以产生电流型基带信号；和
将电流型基带信号转换为电压型。
19、如权利要求18的下变换方法，其中该第一本地振荡信号和第二本地振荡信号是由相同的本地振荡器产生的。
20、如权利要求18的下变换方法，其中通过将电流型信号和本地振荡信号施加至吉尔伯特电路而进行混合。
21、一种用于将接收的射频RF信号下变换的系统，包括：
用于将接收的RF信号转换至电流型的装置；
用于将电流型RF信号与频率为RF信号一半的本地振荡信号相混合，以产生电流型中频信号的装置；
用于将电流型中频信号与第一本地振荡信号移相后得到的第二本地振荡信号相混合，以产生电流型基带信号的装置；和
用于将电流型基带信号转换为电压型的装置。
22、如权利要求21的下变换系统，其中用于混合的装置包括一个吉尔伯特单元电路。
23、如权利要求21的下变换系统，其中用于将接收的RF信号转换为电流型的装置包括基极相连的一对差分晶体管。
24、如权利要求21的下变换系统，其中用于转换电流型基带信号的装置包括利用阻抗元件将电流转换为电压。
CNB018194419A 2000-09-25 2001-09-10 分谐波混合电路和方法 Expired - Lifetime CN1319280C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/666,879 2000-09-25
US09/668,879 US6370372B1 (en) 2000-09-25 2000-09-25 Subharmonic mixer circuit and method
PCT/US2001/028263 WO2002027954A1 (en) 2000-09-25 2001-09-10 Subharmonic mixer circuit and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1476677A CN1476677A (zh) 2004-02-18
CN1319280C true CN1319280C (zh) 2007-05-30

Family

ID=24684109

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB018194419A Expired - Lifetime CN1319280C (zh) 2000-09-25 2001-09-10 分谐波混合电路和方法

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6370372B1 (zh)
EP (1) EP1329028A4 (zh)
JP (1) JP2004518315A (zh)
KR (1) KR100831870B1 (zh)
CN (1) CN1319280C (zh)
TW (1) TW516279B (zh)
WO (1) WO2002027954A1 (zh)

Families Citing this family (79)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7519333B2 (en) * 2000-07-03 2009-04-14 Texas Instruments Incorporated Radio architecture for use with frequency division duplexed systems
US6839551B1 (en) * 2001-05-21 2005-01-04 National Semiconductor Corporation Radio frequency mixer and method of operation
US6970687B1 (en) * 2001-07-13 2005-11-29 Advanced Micro Devices, Inc. Mixer
US7085548B1 (en) * 2001-07-13 2006-08-01 Advanced Micro Devices, Inc. Harmonic mixer
US7171170B2 (en) 2001-07-23 2007-01-30 Sequoia Communications Envelope limiting for polar modulators
US7015755B2 (en) * 2001-08-31 2006-03-21 Nokia Corporation Stacked modulator and automatic gain control amplifier
US6985703B2 (en) 2001-10-04 2006-01-10 Sequoia Corporation Direct synthesis transmitter
JP3828793B2 (ja) * 2001-12-04 2006-10-04 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 直交ミキサ回路
US20040014446A1 (en) * 2002-05-08 2004-01-22 Sudipto Chakraborty Methods and systems for odd-order LO compensation for even-harmonic mixers
US7489916B1 (en) * 2002-06-04 2009-02-10 Sequoia Communications Direct down-conversion mixer architecture
US6810242B2 (en) 2002-09-30 2004-10-26 Skyworks Solutions, Inc. Subharmonic mixer
US7302011B1 (en) * 2002-10-16 2007-11-27 Rf Micro Devices, Inc. Quadrature frequency doubling system
US7167698B2 (en) * 2002-11-07 2007-01-23 Northrop Grumman Corporation Balanced sub-harmonic mixer
US7248850B2 (en) * 2002-12-10 2007-07-24 Nanoamp Solutions, Inc. Passive subharmonic mixer design
CN100369377C (zh) * 2003-04-16 2008-02-13 鼎芯半导体〔上海〕有限公司 具有低噪声高线性下变频混频器
US7120413B2 (en) * 2003-06-22 2006-10-10 Realtek Semiconductor Corp. Television tuner and method of processing a received RF signal
US7262815B2 (en) * 2003-06-22 2007-08-28 Realtek Semiconductor Corp. Harmonic mixer based television tuner and method of processing a received RF signal
US7180553B2 (en) * 2003-06-22 2007-02-20 Realtek Semiconductor Corp. Dual mode television tuner capable of processing both digital and satellite television signals and method thereof
ATE391359T1 (de) * 2003-12-10 2008-04-15 Ericsson Telefon Ab L M Mischervorrichtung
WO2005060089A2 (en) * 2003-12-10 2005-06-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mixer arrangement
US7202916B2 (en) * 2003-12-15 2007-04-10 Realtek Semiconductor Corp. Television tuner and method of processing a received RF signal
US7609118B1 (en) 2003-12-29 2009-10-27 Sequoia Communications Phase-locked loop calibration system
US7496338B1 (en) 2003-12-29 2009-02-24 Sequoia Communications Multi-segment gain control system
US6930627B1 (en) 2004-02-23 2005-08-16 Michael C. Hopkins Radio-frequency digital/analog converter system and method
EP1575160A1 (en) * 2004-03-08 2005-09-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Mixer circuit and receiver circuit using the same
US7002412B2 (en) * 2004-03-16 2006-02-21 Agency For Science, Technology And Research Transconductance circuit
US7522017B1 (en) 2004-04-21 2009-04-21 Sequoia Communications High-Q integrated RF filters
US6982588B1 (en) * 2004-06-16 2006-01-03 Texas Instruments Incorporated Inverse function method for semiconductor mixer linearity enhancement
US7672648B1 (en) 2004-06-26 2010-03-02 Quintics Holdings System for linear amplitude modulation
KR100629621B1 (ko) * 2004-08-17 2006-09-29 삼성전자주식회사 위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합방법 및주파수 혼합장치
US7155194B2 (en) * 2005-01-06 2006-12-26 Mediatek Incorporation Mixer used in direct conversion transceiver and related method
US7424066B2 (en) * 2005-01-21 2008-09-09 Analog Devices, Inc. Receiver structures for selectable direct conversion and low intermediate frequency operational modes
US7548122B1 (en) 2005-03-01 2009-06-16 Sequoia Communications PLL with switched parameters
US7479815B1 (en) 2005-03-01 2009-01-20 Sequoia Communications PLL with dual edge sensitivity
US7675379B1 (en) 2005-03-05 2010-03-09 Quintics Holdings Linear wideband phase modulation system
FR2884983A1 (fr) * 2005-04-25 2006-10-27 Thomson Licensing Sa Dispositif de dephasage large bande
US7595626B1 (en) 2005-05-05 2009-09-29 Sequoia Communications System for matched and isolated references
GB0516766D0 (en) * 2005-08-16 2005-09-21 Zarlink Semiconductor Ltd Frequency changer and tuner
US20070205200A1 (en) * 2006-03-02 2007-09-06 Brain Box Concepts Soap bar holder and method of supporting a soap bar
DE602007002741D1 (de) 2006-05-11 2009-11-26 Cobham Defense Electronic Syst Aufwärtswandler und Abwärtswandler für eine subharmonische Quadraturfrequenz
US7558538B2 (en) * 2006-05-11 2009-07-07 Frederic Carrez Quadrature sub-harmonic frequency up-converter
US7483687B2 (en) * 2006-05-11 2009-01-27 Frederic Carrez Quadrature sub-harmonic frequency down-converter
WO2007137094A2 (en) 2006-05-16 2007-11-29 Sequoia Communications A multi-mode vco for direct fm systems
US20080009260A1 (en) * 2006-07-10 2008-01-10 Mediatek Inc. Mixer with dynamic intermediate frequency for radio-frequency front-end and method using the same
US7679468B1 (en) 2006-07-28 2010-03-16 Quintic Holdings KFM frequency tracking system using a digital correlator
US7522005B1 (en) 2006-07-28 2009-04-21 Sequoia Communications KFM frequency tracking system using an analog correlator
US7894545B1 (en) 2006-08-14 2011-02-22 Quintic Holdings Time alignment of polar transmitter
US7920033B1 (en) 2006-09-28 2011-04-05 Groe John B Systems and methods for frequency modulation adjustment
US7962114B2 (en) * 2007-01-12 2011-06-14 International Business Machines Corporation Drain-pumped sub-harmonic mixer for millimeter wave applications
US7725092B2 (en) * 2007-04-06 2010-05-25 Mediatek Inc. Dynamic current steering mixer
EP2146427A1 (en) * 2008-07-07 2010-01-20 Nxp B.V. Digital modulator
US20100056095A1 (en) * 2008-09-02 2010-03-04 Mediatek Inc. Dynamic current injection mixer/modulator
PL2446540T3 (pl) * 2009-06-23 2018-09-28 Nokia Technologies Oy Transmisja dwukanałowa
US8692608B2 (en) 2011-09-19 2014-04-08 United Microelectronics Corp. Charge pump system capable of stabilizing an output voltage
US9030221B2 (en) 2011-09-20 2015-05-12 United Microelectronics Corporation Circuit structure of test-key and test method thereof
US8395455B1 (en) 2011-10-14 2013-03-12 United Microelectronics Corp. Ring oscillator
US8421509B1 (en) 2011-10-25 2013-04-16 United Microelectronics Corp. Charge pump circuit with low clock feed-through
CN103095321B (zh) * 2011-11-01 2017-05-10 瑞典爱立信有限公司 用于tdd系统中接收机校正的方法及相关的设备
US8588020B2 (en) 2011-11-16 2013-11-19 United Microelectronics Corporation Sense amplifier and method for determining values of voltages on bit-line pair
US9154081B2 (en) * 2011-12-02 2015-10-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Subharmonic mixer
US8493806B1 (en) 2012-01-03 2013-07-23 United Microelectronics Corporation Sense-amplifier circuit of memory and calibrating method thereof
US8970197B2 (en) 2012-08-03 2015-03-03 United Microelectronics Corporation Voltage regulating circuit configured to have output voltage thereof modulated digitally
US8724404B2 (en) 2012-10-15 2014-05-13 United Microelectronics Corp. Memory, supply voltage generation circuit, and operation method of a supply voltage generation circuit used for a memory array
US8669897B1 (en) 2012-11-05 2014-03-11 United Microelectronics Corp. Asynchronous successive approximation register analog-to-digital converter and operating method thereof
US8711598B1 (en) 2012-11-21 2014-04-29 United Microelectronics Corp. Memory cell and memory cell array using the same
US8873295B2 (en) 2012-11-27 2014-10-28 United Microelectronics Corporation Memory and operation method thereof
US8643521B1 (en) 2012-11-28 2014-02-04 United Microelectronics Corp. Digital-to-analog converter with greater output resistance
US8953401B2 (en) 2012-12-07 2015-02-10 United Microelectronics Corp. Memory device and method for driving memory array thereof
US9030886B2 (en) 2012-12-07 2015-05-12 United Microelectronics Corp. Memory device and driving method thereof
US8917109B2 (en) 2013-04-03 2014-12-23 United Microelectronics Corporation Method and device for pulse width estimation
US9105355B2 (en) 2013-07-04 2015-08-11 United Microelectronics Corporation Memory cell array operated with multiple operation voltage
US8947911B1 (en) 2013-11-07 2015-02-03 United Microelectronics Corp. Method and circuit for optimizing bit line power consumption
US8866536B1 (en) 2013-11-14 2014-10-21 United Microelectronics Corp. Process monitoring circuit and method
US9143143B2 (en) 2014-01-13 2015-09-22 United Microelectronics Corp. VCO restart up circuit and method thereof
US9634609B2 (en) * 2014-12-19 2017-04-25 Mediatek Singapore Pte. Ltd Switching circuit
KR102090767B1 (ko) * 2019-10-04 2020-05-26 (주)디 넷 센서용 레이더 모듈 장치
US11671122B2 (en) 2020-08-26 2023-06-06 Skyworks Solutions, Inc. Filter reuse in radio frequency front-ends
US11601144B2 (en) 2020-08-26 2023-03-07 Skyworks Solutions, Inc. Broadband architectures for radio frequency front-ends
CN114978233A (zh) * 2022-05-11 2022-08-30 江苏艾科半导体有限公司 基于nova射频测试平台的扩频装置及扩频方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5697093A (en) * 1994-07-27 1997-12-09 U.S. Philips Corporation Zero IF receivers
US5761625A (en) * 1995-06-07 1998-06-02 Alliedsignal Inc. Reconfigurable algorithmic networks for aircraft data management

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9017418D0 (en) * 1990-08-08 1990-09-19 Gen Electric Co Plc Half frequency mixer
US5127102A (en) 1991-01-15 1992-06-30 Raytheon Company Radio frequency mixer circuits
US5517687A (en) 1994-02-09 1996-05-14 Westinghouse Electric Corporation Subharmonic image rejection and image enhancement mixer
US5826182A (en) 1995-01-25 1998-10-20 Analog Devices, Inc. Double balanced RF mixer with predetermined input impedance
US5761615A (en) * 1995-05-31 1998-06-02 Motorola, Inc. Wide band zero if quadrature demodulator using a intermediate frequency and a single local oscillator
JPH10242880A (ja) * 1997-02-21 1998-09-11 Toshiba Corp ミキサ回路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5697093A (en) * 1994-07-27 1997-12-09 U.S. Philips Corporation Zero IF receivers
US5761625A (en) * 1995-06-07 1998-06-02 Alliedsignal Inc. Reconfigurable algorithmic networks for aircraft data management

Also Published As

Publication number Publication date
EP1329028A1 (en) 2003-07-23
WO2002027954A1 (en) 2002-04-04
US6370372B1 (en) 2002-04-09
WO2002027954A8 (en) 2002-08-01
KR100831870B1 (ko) 2008-05-22
CN1476677A (zh) 2004-02-18
TW516279B (en) 2003-01-01
EP1329028A4 (en) 2004-10-13
KR20030065481A (ko) 2003-08-06
JP2004518315A (ja) 2004-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1319280C (zh) 分谐波混合电路和方法
EP1547258B1 (en) Subharmonic mixer
US6625436B1 (en) Radio receivers
CN100502229C (zh) 具有改良二阶截取点的用于直接转换收发器的混频器电路
EP2263308B1 (en) A combined mixer and balun design
WO2009003101A2 (en) Passive mixer and high q rf filter using a passive mixer
CN101507102A (zh) 多功能无源混频器
US6317590B1 (en) Mixer for a receiver
EP1424770B1 (en) Balanced sub-harmonic mixer
EP2245734B1 (en) Mixer circuit
CN104467686A (zh) 一种低功耗、低噪声的混频器
KR100392150B1 (ko) 통신수신기및통신수신기용장치
AU760986B2 (en) Radio receivers
US6725029B1 (en) Compact, space efficient, sub-harmonic image reject mixer
EP1425845B1 (en) Harmonic mixer
JP2007306573A (ja) 周波数アップコンバータ及び周波数ダウンコンバータ
US20040132423A1 (en) Mixer and frequency conversion apparatus for improving phase-mismatching
US20080009259A1 (en) Frequency-converting circuit and down converter with the same
US5821802A (en) Transformer-coupled mixer circuit
US7155194B2 (en) Mixer used in direct conversion transceiver and related method
WO2003007471A2 (en) Mixer
US10340853B1 (en) Radio frequency receiving circuit and radio frequency receiver
JPH1013158A (ja) 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、２重平衡形ミクサ、受信装置、送信装置および位相同期発振器
US20040029544A1 (en) Direct conversion circuit capable of eliminating distortion of base band signals
Wu et al. 5.7 GHz GaInP/GaAs HBT sub-harmonic Gilbert downconverter with octet-phase LO generator

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CX01 Expiry of patent term

Granted publication date: 20070530

CX01 Expiry of patent term