JP2004518315A - 低調波ミキサ回路および方法 - Google Patents
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Abstract
低調波ミキサ（５１０）は直接ダウンコンバート受信機（５００）におけるミキサゲインを改善するために使用される２つのスイッチングステージを備えている。第１のスイッチングステージは受信したＲＦ信号（５２０）をこのＲＦ信号の半分の周波数からなる中間周波数に合成する。第２のスイッチングステージは中間周波数をベースバンドに合成する。２つのスイッチングステージを直列に接続することによって電流を再利用するとともに第１のスイッチングステージからの調波を第２のスイッチングステージに提供し、それによってミキサのゲインを増加させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線周波数（ＲＦ）受信機に係り、より具体的にはＲＦミキサに関するものである。
【０００２】
【関連する技術】
無線周波数（ＲＦ）信号を最適に処理するために、殆どのＲＦ受信機は受信したＲＦ信号をベースバンド周波数と呼ばれるより低い周波数に変換する。ＲＦ信号をベースバンドにおいて処理する際に実行されるフィルタリングおよび増幅は、ＲＦにおいて正確に処理する場合に比べて高価な電機構成部品をあまり必要としない。さらに、その信号処理構成部品はベースバンドにおいて最も効果的に動作し、その結果ＲＦ受信機のゲイン、ダイナミックレンジ、ならびに安定性を改善することができる。
【０００３】
一般に、ＲＦ受信機は受信したＲＦを受信信号内に含まれている変調情報を維持しながら低い周波数に変換するためのミキサを使用する。受信したＲＦ信号と局部発振器（ＬＯ）からの基準周波数とのミキシングによって、またはその間の差を取り込むことによって、周波数偏移が生じる。ＲＦ信号とＬＯ周波数との間の差がより低い周波数またはベースバンド周波数となる。
【０００４】
ＲＦ信号をより低い周波数に変換するプロセスはダウンコンバーティングと呼ばれる。ＲＦ受信機は受信したＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするよう機能する。直接変換またはホモダイン受信機は、受信したＲＦ信号をそのＲＦ周波数と等しいＬＯ周波数と混合することによって受信したＲＦ信号をベースバンドに直接変換する。
【０００５】
一般に“ギルバートセル”と呼ばれている従来のミキサの一例が図１に示されている。ミキサはトランジスタＱ０−Ｑ３ならびにトランジスタＱ４，Ｑ５を使用するＲＦ入力部分を含んでいる。ギルバートセルへの入力はＬＯ電圧であり、ここでＬＯ電圧の発振によってＱ０，Ｑ２のペアとＱ１，Ｑ３のペアとの間で転流する電流を誘起する。この転流動作によってＲＦ信号と局部発振器信号との間の混合が達成され受信ＲＦ信号をダウンコンバートした出力ベースバンド信号が形成される。さらに、ギルバートセルはトランジスタの上部のカッドを線形化するためにしばしば図２に示されているようなダイオードプリディストーション回路を備えている。このダイオードプリディストーション回路はトランジスタＱ６−Ｑ９を備えている。
【０００６】
図３に示されているような直接変換受信機は受信したＲＦ信号をＬＯ信号と直接混合し（しばしば図１および図２に示されているギルバートセルを使用して）、このＬＯ信号は図３に示されているようにミキサのＲＦ信号入力端子を通じて漏流し、アンテナで反射する可能性がある。その結果、反射されたＬＯ信号がミキサでダウンコンバートされ受信されたＲＦ信号と“自己混合”される。自己混合によって直流オフセットが生じ、これによって受信したＲＦ信号の処理が歪められる。さらに、ＲＦ受信機は周波数に依存しているため、最小限に付加された歪による信号の周波数偏移が重要なものとなる。効率よく動作するためにＲＦは適正なダウンコンバートを行う必要がある。
【０００７】
自己混合の問題に対する１つの解決方法はヘテロダイン受信機を使用することである。図４に示されているように、ヘテロダイン受信機は２つのミキサを使用して２つのステージでダウンコンバートを実行する。第１のミキサ４０２は受信したＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）に変換し、これは受信したＲＦ周波数とは異なったものとなる。ＩＦ信号は低ノイズ増幅器４０３において増幅され、その後第２のミキサ４０４がＩＦをベースバンドに変換する。２つのステージでダウンコンバートが実行されるため、ヘテロダイン受信機は“自己混合”問題の影響を受けない。しかしながら、ヘテロダイン受信機を使用する実施方法はより多くの独立構成部品を必要とし、これによってＲＦ受信機のコストの増大につながる。
【０００８】
自己混合問題に対する別の解決方法は低ＩＦ受信機構造を使用することである。低ＩＦ受信機は、単一のミキサステージを使用してダウンコンバートを実行し、受信した信号を一般的に１または２チャンネル帯域幅程度の低中間周波数に周波数変換する。その後、信号はアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）を通過し、そこでディジタル乗算が実行される。最後に、イメージバンド減衰を防止するために影像阻止フィルタリングを実行する。低ＩＦへのダウンコンバートが行われるため、低ＩＦ受信機は“自己混合”問題の影響を受けない。しかしながら、低ＩＦを使用する実施方式は影像阻止構成要素を必要とし、これによってＲＦ受信機のコストが増大する。
【０００９】
いくつかの適用例においては直接変換受信機がＲＦ受信機に関する好適な解決方式であるため、不要な直流オフセットを伴わずにダウンコンバートを行う改良された直接変換受信機が要望されている。
【００１０】
【発明の概要】
本発明の一構成形態によれば、２つのスイッチングステージのミキサコアとＲＦ入力部分とを含んだ低調波ミキサが提供される。ミキサコアは局部発振器信号を受信するためのＬＯインタフェースと、ＢＢ出力信号を提供するためのＢＢ出力と、ＲＦ入力部分に接続するための第１および第２の入力を備えている。ＲＦ入力部分は、電流モード信号とＲＦ入力信号を受信するためのＲＦ入力とを有している。ＲＦ入力部分は、ＲＦ入力信号に応答する第１の電流を提供するためにミキサコアの第１の入力に結合された第１の端子を備えた第１のトランジスタと、ＲＦ入力信号に応答する第２の電流を提供するためにミキサコアの第２の入力に結合された第２の端子を備えた第２のトランジスタとを含んでいる。これから説明するように、ＲＦ入力部分は多様な形式とすることができる。
【００１１】
２つのスイッチングステージからなるミキサコアは、二重平衡式に接続された４つのトランジスタからなる第１のスイッチングステージを備え、これが二重平衡式に接続された４つのトランジスタからなる第２のスイッチングステージと直列に結合されている。第１のスイッチングステージは、差動ペア内のトランジスタのベースにそれぞれ接続されＬＯ電圧が付加される２つの入力端子とそれぞれ第２のスイッチングステージの入力端子に接続された出力端子とを備えている。第２のスイッチングステージはさらに差動ペア内のトランジスタのベースにそれぞれ接続されＬＯ電圧が付加される２つの入力端子を備えている。
【００１２】
本発明の別の構成形態によれば、直接ダウンコンバート受信機内において２つのスイッチングステージを使用してミキサのゲインを改善する回路が設けられる。最初のスイッチングステージは受信したＲＦ信号をこのＲＦ信号の周波数の約半分である中間周波数に混合する。第２のスイッチングステージはこの中間周波数をベースバンドに混合する。２つのスイッチングステージを直列に接続することによって電流を再利用することができ、また第１のステージからの調波内容を第２のステージに提供することができ、これによってミキサのゲインが改善される。
【００１３】
本発明のその他の詳細、特徴ならびに利点は、添付図面ならびに以下に記述する詳細な説明によって当業者において明らかにされよう。この説明に含まれる追加的なシステム、方法、特徴ならびに利点は本発明の範囲内のものであり、請求の範囲において保護されるものである。
【００１４】
図に示されている構成要素は必ずしも正確に縮尺されたものではなく本発明の原理を説明することを重視している。同様な構成要素は異なった図においても同一の参照符号をもって示されている。
【００１５】
【発明の詳細】
図５には、直接変換受信機システム５００内に内蔵された低調波ミキサステージ５１０が示されている。受信機システム５００は受信信号５２０を分離するように機能する。低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５２２による信号５２０の最初の増幅の後に、ミキサステージ５１０によって局部発振器（ＬＯ）５０４および２つの低調波ミキサ５０１，５０２を使用して全信号スペクトル（ωＲＦで示される）がベースバンド（ωＢＢ）に周波数変換される。各低調波ミキサ（５０１または５０２）は直列の２つのスイッチングステージとして効果的に動作する。ＬＯ５０４信号の位相ωＬＯを変化させまたωＬＯとωＲＦを混合することによって、第１のステージは受信信号５２０を中間信号ωＩＦに変換する。第２のステージは、９０°シフトされたＬＯ５０４信号を中間周波数と混合することによって中間周波数ωＩＦをベースバンドに変換しωＢＢを形成する。さらに、約４５°位相が異なっているミキサ５０２のためのＬＯ発振器５０４の信号によってミキサ５０１のために使用される局部発振器５０４の信号ωＬＯの位相を変化させることによって、受信信号５２０から同相（Ｉ）と直交（Ｑ）成分を派生させることが可能になる。局部発振器５０４の信号ωＬＯ（ならびにその約０°および４５°の位相成分）を受信信号５２０と混合することによって、受信された信号が交流のＩ（ωＢＢ Ｉで示す）およびＱ（ωＢＢ Ｑで示す）のベースバンド成分に周波数変換される。受信された信号を周波数変換した後更なる処理を行うことができる。無線周波数受信機のその他の詳細については既知のＲＦ設計書等を参照することができる。
【００１６】
図５の両方の低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ５０４の信号によって駆動され、その周波数は従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の約半分となる。従来のミキサはＬＯ信号によって０°および９０°において駆動されるが、低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ信号によって０°および４５°で駆動される。低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ信号によって駆動されその周波数は約半分であるが、ミキサステージ５１０の出力は依然としてそれぞれ互いに９０°位相が異なっているＩおよびＱのベースバンド成分を形成する。２つのスイッチング動作を実行するプロセスによって周波数が倍増することを可能にし、これによって位相も２倍となる。ＬＯ信号は０°および４５°で低調波ミキサ５０１，５０２にそれぞれ入力されるが、ミキサステージ５１０の出力は９０°位相が異なっている所要のＩおよびＱ成分となる。
【００１７】
図５に示されているように、局部発振器５０４は低調波ミキサ５０１に対する２つの入力と低調波ミキサ５０２に対しての２つの入力とを備えている。第１の低調波ミキサ５０１への入力は局部発振器信号ωＬＯおよび入力信号ωＲＦである。局部発振器信号ωＬＯは位相成分ωＬＯ（０°）、ωＬＯ（９０°）、ωＬＯ（１８０°）、およびωＬＯ（２７０°）を含んでいる。これらの位相成分ωＬＯをωＲＦと混合することによってＩベースバンド成分（ωＢＢ Ｉ）が形成される。第２の低調波ミキサ５０２への入力は約４５°で位相シフトされた局部発振器信号（ここではωＬＯ（４５°）として使用される）と入力信号ωＲＦである。ωＬＯ（４５°）と、９０°ずつ位相がずれた成分ωＬＯ（１３５°）、ωＬＯ（２２５°）およびωＬＯ（３１５°）をωＲＦと混合することによってＱベースバンド成分（ωＢＢ Ｑ）が形成される。
【００１８】
図６には、図５に示された低調波ミキサ５０１を実施する例の概略的回路構成図が示されている。図６の低調波ミキサ６００は、受信した信号ωＲＦのＩベースバンド（ωＢＢ Ｉ）成分を形成することから、一般に“Ｉミキサ”と呼称される。図示されている低調波ミキサ６００はＲＦ入力部分６３４とミキサコア６３６とを備えている。ミキサコア６３６はＬＯ信号を受信するためのＬＯインタフェースと出力ベースバンド（ＢＢ）信号を提供するための２つのスイッチングステージ６３０，６３２とを備えている。ＲＦ入力部分６３４は、ミキサコア６３６の第１のステージ６３２の第１の差動ペアＱ１４，Ｑ１５に第１の電流を提供するために第１の入力６４０でミキサコア６３６に結合されるとともに、第２の差動ペアＱ１６，Ｑ１７に第２の電流を提供するために第２の入力６４２でミキサコアに結合されている。ミキサコアの第１のスイッチングステージ６３２は４つのトランジスタＱ１４−Ｑ１７を入力６１８，６２０と共に備えている。第１のスイッチングステージ６３２は、第３の差動ペアＱ１０，Ｑ１１へ第３の電流を提供するために第３の入力６２２でミキサコア６３６の第２のステージ６３０に結合されるとともに、第４の差動ペアＱ１２，Ｑ１３に第４の電流を提供するために第４の入力６２４で第２のステージに結合されている。ミキサコアの第２のスイッチングステージ６３０は４つのトランジスタＱ１０−Ｑ１３と入力６１４，６１６を備えており出力６１０，６１２において出力ベースバンド信号を提供する。
【００１９】
一般的に、ミキサ６００は各スイッチングステージ６３０，６３２の差動トランジスタペアの間で電流をスイッチングすることによって動作する。トランジスタＱ１０−Ｑ１３は一般的に“ギルバートセル”とすることができ、トランジスタＱ１４−Ｑ１７についても同様である。従って、図示されているＩミキサのコア６３６は直列に接続された２つのギルバートセルを含むものとすることができる。
【００２０】
図６に示されている実施例において、受信された信号ωＲＦはＶＲＦ＋およびＶＲＦ−としてそれぞれ入力６０２，６０４においてトランジスタＱ１８およびＱ１９に入力されトランジスタＱ１８およびＱ１９のコレクタ内の電流に変換される。この電流は第１のスイッチングステージ６３２においてＬＯ成分と混合され中間周波数（ＩＦ）の電流が形成される。入力６１８からのＶＬＯ（０°）が入力６２０からのＶＬＯ（１８０°）よりも遥かに大きい場合にスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ１４およびＱ１６が電流分岐６２２への電流ＩＩＦ Ｉ＋を制御し；そうでない場合電流は電流分岐６２４へ向かうよう制御されこれは電流ＩＩＦ Ｉ−となる。スイッチングは実質的に入力信号を混合してより低い周波数に変換する乗算動作である。中間周波数の電流は第２のスイッチングステージ６３０においてＬＯ成分と混合されＩベースバンド成分が形成される。入力６１４からのＶＬＯ（９０°）が入力６１６からのＶＬＯ（２７０°）よりも相当に大きい際に第２のステージ６３０においてスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ１０およびＱ１２が電流分岐６４４への電流ＩＢＢ Ｉ＋を制御し；そうでない場合電流ＩＢＢ Ｉ−が電流分岐６４６へ向かうよう制御される。レジスタＲ１およびＲ２を使用することによって、電流ＩＢＢ Ｉ＋およびＩＢＢ Ｉ−が出力６１０，６１２において電圧に変換される。
【００２１】
図７は、図５に示された低調波ミキサ５０２の構成例を示す概略回路構成図である。図７の低調波ミキサ７００は、受信した信号ωＲＦのＱベースバンド（ωＢＢ Ｑ）成分を形成することから、一般に“Ｑミキサ”と呼称される。図示されている低調波ミキサ７００はＲＦ入力部分７３４とミキサコア７３６とを備えている。ミキサコア７３６はＬＯ信号を受信するためのＬＯインタフェースと出力ベースバンド（ＢＢ）信号を提供するための２つのスイッチングステージ７３０，７３２とを備えている。ＲＦ入力部分７３４は、ミキサコア７３６の第１のステージ７３２の第１の差動ペアＱ２４，Ｑ２５に第１の電流を提供するために第１の入力７４０でミキサコア７３６に結合されるとともに、第２の差動ペアＱ２６，Ｑ２７に第２の電流を提供するために第２の入力７４２でミキサコアに結合されている。ミキサコア７３６の第１のスイッチングステージ７３２は４つのトランジスタＱ２４−Ｑ２７を入力７１８，７２０と共に備えている。第１のスイッチングステージ７３２は、第３の差動ペアＱ２０，Ｑ２１へ第３の電流を提供するために第３の入力７２２でミキサコア７３６の第２のステージ７３０に結合されるとともに、第４の差動ペアＱ２２，Ｑ２３に第４の電流を提供するために第４の入力７２４で第２のステージに結合されている。ミキサコア７３６の第２のスイッチングステージ７３０は４つのトランジスタＱ２０−Ｑ２３と入力７１４，７１６を備えており出力７１０，７１２において出力ベースバンド信号を提供する。
【００２２】
一般的に、Ｉミキサの場合と同様に、Ｑミキサ７００は各スイッチングステージ７３０，７３２の差動トランジスタペアの間で電流をスイッチングすることによって動作する。トランジスタＱ２０−Ｑ２３は一般的に“ギルバートセル”とすることができ、トランジスタＱ２４−Ｑ２７についても同様である。従って、図示されているＱミキサのコア７３６は直列に接続された２つのギルバートセルを含むものとすることができる。
【００２３】
図７に示されている実施例において、受信された信号ωＲＦはＶＲＦ＋およびＶＲＦ−としてそれぞれ入力７０２，７０４においてトランジスタＱ２８およびＱ２９に入力されトランジスタＱ２８およびＱ２９のコレクタ内を流れる電流に変換される。この電流は第１のスイッチングステージ７３２においてＬＯ成分と混合され中間周波数の電流が形成される。入力７１８からのＶＬＯ（４５°）が入力７２０からのＶＬＯ（２２５°）よりも遥かに大きい場合にスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ２４およびＱ２６が電流分岐７２２への電流ＩＩＦ Ｑ＋を制御し；そうでない場合電流は電流分岐７２４へ向かうよう制御されこれは電流ＩＩＦ Ｑ−となる。中間周波数の電流は第２のスイッチングステージ７３０においてＬＯ成分と混合されＱベースバンド成分が形成される。入力７１４からのＶＬＯ（１３５°）が入力７１６からのＶＬＯ（３１５°）よりも相当に大きい際にもスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ２０およびＱ２２が電流分岐７４４への電流ＩＢＢ Ｑ＋を制御し；そうでない場合電流ＩＢＢ Ｑ−が電流分岐７４６へ向かうよう制御される。レジスタＲ３およびＲ４を使用することによって、電流ＩＢＢ Ｑ＋およびＩＢＢ Ｑ−が出力７１０，７１２において電圧に変換される。
【００２４】
ＬＯ信号の位相成分ωＬＯは、各ミキサ６００，７００の第１および第２のスイッチングステージの入力６１４−６２０および７１４−７２０に入力される。従来の技術においてωＬＯはωＲＦと同じ周波数で入力されたが、低調波ミキサ６００，７００においてωＬＯはωＲＦの約半分の周波数で入力される。図６のＩミキサ６００に対して、入力６１４，６１６において第２のスイッチングステージ６３０に付加されるＬＯ信号は９０°および２７０°シフトされ、入力６１８，６２０において第１のスイッチングステージ６３２に付加されるＬＯ信号は０°および１８０°位相シフトされる。図７のＱミキサ７００に対して、入力７１４，７１６において第２のスイッチングステージ７３０に付加されるＬＯ信号は１３５°および３１５°シフトされ、入力７１８，７２０において第１のスイッチングステージ７３２に付加されるＬＯ信号は４５°および２２５°位相シフトされる。前述したように、従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の約半分の周波数を有するＬＯ信号によって両方のステージが駆動される。
【００２５】
低調波ミキサ６００の動作は以下に記す等式（１）によって相当に正確に示すことができ、これは出力ＶＢＢ Ｉと入力ＶＲＦおよびＶＬＯに関するものである。
【００２６】
【数１】
等式（１）
【００２７】
ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）はそれぞれ第１および第２のスイッチングステージをそれぞれ駆動する電圧である。両方のスイッチングステージはＬＯ信号によって駆動され、その周波数は図１に示されている従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の半分である。結果として、出力電圧は入力電圧ＶＲＦと局部発振器電圧ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）の積として示され、ここで入力は受信したＲＦ信号であり出力はベースバンド信号ＶＢＢ Ｉである。ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）の積は振幅１および周期Ｔを有する方形波であるため、低調波ミキサ６００は標準的な方形波のＬＯインタフェースを形成することが重要である。
【００２８】
同様に、低調波ミキサ７００の動作は以下の等式（２）によって相当に正確に示され、これは出力ＶＢＢ Ｑと入力ＶＲＦおよびＶＬＯに関するものである。
【００２９】
【数２】
等式（２）
【００３０】
ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）はそれぞれ第１および第２のスイッチングステージをそれぞれ駆動する電圧である。両方のスイッチングステージはＬＯ信号によって駆動され、その周波数は図１に示されている従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の半分である。結果として、出力電圧は入力電圧ＶＲＦと局部発振器電圧ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）の積として示され、ここで入力は受信したＲＦ信号であり出力はベースバンド信号ＶＢＢ Ｑである。ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）の積は振幅１および周期Ｔを有する方形波であるため、低調波ミキサ７００は標準的な方形波のＬＯインタフェースを形成することが重要である。
【００３１】
ダウンコンバート受信機は、ミキサへのＬＯ信号の漏出によって生じるオフセットを最小化し得る受信機であることを記述した。従来のホモダイン受信機においては、ＲＦ信号が直接ベースバンドにダウンコンバートされＬＯ信号も同様にベースバンドにダウンコンバートされるため、生成される直流オフセットがしばしば問題となった。ＬＯリジェクション（“ＬＯＲ”）がこの問題に対しての受信機の耐性を示し、以下の等式（３）によって定義される。
【００３２】
【数３】
等式（３）
【００３３】
図５、図６および図７の低調波ミキサにおいてＬＯＲは大幅に改善されている。図１に示されている従来のミキサ設計においてＬＯＲ＝０ｄＢである場合；図５の低調波ミキサ５０１，５０２においては分母を０に近づけることができるため、ＬＯＲは理論的には無限大にすることが可能である。ＬＯＲが大きいと重度な自己混合は発生せず、受信信号をベースバンドにダウンコンバートする際に直流オフセットが誘発されない。ＬＯ信号の位相が理想的に適合すると、従来のダウンコンバートミキサのような漏出したＬＯ放射の受信による直流オフセット問題は発生しない。実用においてトランジスタおよび位相は完全には適合せずＬＯ低調波は出力に結合され得るためＬＯＲは無限大にはならないが、直流オフセットを消去するかあるいは大幅に削減することができるＬＯＲを得ることができる。
【００３４】
低調波ミキサ５０１，５０２は多くの利点を提供する。第１に、低調波ミキサ（５０１または５０２）を使用することにより直流オフセットの問題を伴うことなく受信したＲＦ信号５２０を直接ベースバンドにダウンコンバートする受信機の設計が可能になる。電流モードの受信信号を使用して中間周波数にダウンコンバートしその後ベースバンドにダウンコンバートすることによって、自己混合および直流オフセットの問題が低減される。このことは２つの理由から重要である。１つの理由は直流オフセットの低減によって性能が向上することである。別の理由は、ミキサのミスマッチ条件を解消することによってミスマッチを補償するために使用されるレジスタ、電流源等によって占有される面積が削減されることである。第２に、低調波ミキサは直列に接続された２つのミキサとして追加的な電流源を伴うことなく効果的に動作する。低調波ミキサは受信機内の消費電流を低減することを可能にする。各ミキサステージが電流を消費し、ミキサステージの数を削減することによって総消費電流が削減される。
【００３５】
図５ないし図７の実施例は図２に示されているようなプリディストーション回路を含めずに示されているが、プリディストーション回路を使用する低調波ミキサも考えられる。プリディストーション回路は、第１、第２のスイッチングステージのいずれかあるいは両方を線形化するために有効である。さらに、図５ないし図７に示されている実施例はＬＯの外から来る調波を最小化するためにｍｕｌｔｉ−ｔａｎｈ線形化差動ペアを含むことができる。
【００３６】
以上、本発明の多様な実施例を記述したが、当業者においては本発明の範囲内においてさらに多くの実施形態をなし得ることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
ＲＦ受信機に使用される従来のギルバートセルを示す回路構成図である。
【図２】
ＲＦ受信機に使用されるプリディストーション回路を備えた従来のギルバートセルを示す回路構成図である。
【図３】
ＲＦ受信機に使用される従来の直接変換構造を示す回路構成図である。
【図４】
ＲＦ受信機に使用される従来のスーパーヘテロダイン構造を示す回路構成図である。
【図５】
低調波ミキサを備えた直接ダウンコンバート受信機の一例を示す回路構成図である。
【図６】
図５の受信において同相周波数を発生させるために適した低調波ミキサの一例を示す回路構成図である。
【図７】
図５の受信において直交周波数を発生させるために適した低調波ミキサの一例を示す回路構成図である。
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線周波数（ＲＦ）受信機に係り、より具体的にはＲＦミキサに関するものである。
【０００２】
【関連する技術】
無線周波数（ＲＦ）信号を最適に処理するために、殆どのＲＦ受信機は受信したＲＦ信号をベースバンド周波数と呼ばれるより低い周波数に変換する。ＲＦ信号をベースバンドにおいて処理する際に実行されるフィルタリングおよび増幅は、ＲＦにおいて正確に処理する場合に比べて高価な電機構成部品をあまり必要としない。さらに、その信号処理構成部品はベースバンドにおいて最も効果的に動作し、その結果ＲＦ受信機のゲイン、ダイナミックレンジ、ならびに安定性を改善することができる。
【０００３】
一般に、ＲＦ受信機は受信したＲＦを受信信号内に含まれている変調情報を維持しながら低い周波数に変換するためのミキサを使用する。受信したＲＦ信号と局部発振器（ＬＯ）からの基準周波数とのミキシングによって、またはその間の差を取り込むことによって、周波数偏移が生じる。ＲＦ信号とＬＯ周波数との間の差がより低い周波数またはベースバンド周波数となる。
【０００４】
ＲＦ信号をより低い周波数に変換するプロセスはダウンコンバーティングと呼ばれる。ＲＦ受信機は受信したＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするよう機能する。直接変換またはホモダイン受信機は、受信したＲＦ信号をそのＲＦ周波数と等しいＬＯ周波数と混合することによって受信したＲＦ信号をベースバンドに直接変換する。
【０００５】
一般に“ギルバートセル”と呼ばれている従来のミキサの一例が図１に示されている。ミキサはトランジスタＱ０−Ｑ３ならびにトランジスタＱ４，Ｑ５を使用するＲＦ入力部分を含んでいる。ギルバートセルへの入力はＬＯ電圧であり、ここでＬＯ電圧の発振によってＱ０，Ｑ２のペアとＱ１，Ｑ３のペアとの間で転流する電流を誘起する。この転流動作によってＲＦ信号と局部発振器信号との間の混合が達成され受信ＲＦ信号をダウンコンバートした出力ベースバンド信号が形成される。さらに、ギルバートセルはトランジスタの上部のカッドを線形化するためにしばしば図２に示されているようなダイオードプリディストーション回路を備えている。このダイオードプリディストーション回路はトランジスタＱ６−Ｑ９を備えている。
【０００６】
図３に示されているような直接変換受信機は受信したＲＦ信号をＬＯ信号と直接混合し（しばしば図１および図２に示されているギルバートセルを使用して）、このＬＯ信号は図３に示されているようにミキサのＲＦ信号入力端子を通じて漏流し、アンテナで反射する可能性がある。その結果、反射されたＬＯ信号がミキサでダウンコンバートされ受信されたＲＦ信号と“自己混合”される。自己混合によって直流オフセットが生じ、これによって受信したＲＦ信号の処理が歪められる。さらに、ＲＦ受信機は周波数に依存しているため、最小限に付加された歪による信号の周波数偏移が重要なものとなる。効率よく動作するためにＲＦは適正なダウンコンバートを行う必要がある。
【０００７】
自己混合の問題に対する１つの解決方法はヘテロダイン受信機を使用することである。図４に示されているように、ヘテロダイン受信機は２つのミキサを使用して２つのステージでダウンコンバートを実行する。第１のミキサ４０２は受信したＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）に変換し、これは受信したＲＦ周波数とは異なったものとなる。ＩＦ信号は低ノイズ増幅器４０３において増幅され、その後第２のミキサ４０４がＩＦをベースバンドに変換する。２つのステージでダウンコンバートが実行されるため、ヘテロダイン受信機は“自己混合”問題の影響を受けない。しかしながら、ヘテロダイン受信機を使用する実施方法はより多くの独立構成部品を必要とし、これによってＲＦ受信機のコストの増大につながる。
【０００８】
自己混合問題に対する別の解決方法は低ＩＦ受信機構造を使用することである。低ＩＦ受信機は、単一のミキサステージを使用してダウンコンバートを実行し、受信した信号を一般的に１または２チャンネル帯域幅程度の低中間周波数に周波数変換する。その後、信号はアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）を通過し、そこでディジタル乗算が実行される。最後に、イメージバンド減衰を防止するために影像阻止フィルタリングを実行する。低ＩＦへのダウンコンバートが行われるため、低ＩＦ受信機は“自己混合”問題の影響を受けない。しかしながら、低ＩＦを使用する実施方式は影像阻止構成要素を必要とし、これによってＲＦ受信機のコストが増大する。
【０００９】
いくつかの適用例においては直接変換受信機がＲＦ受信機に関する好適な解決方式であるため、不要な直流オフセットを伴わずにダウンコンバートを行う改良された直接変換受信機が要望されている。
【００１０】
【発明の概要】
本発明の一構成形態によれば、２つのスイッチングステージのミキサコアとＲＦ入力部分とを含んだ低調波ミキサが提供される。ミキサコアは局部発振器信号を受信するためのＬＯインタフェースと、ＢＢ出力信号を提供するためのＢＢ出力と、ＲＦ入力部分に接続するための第１および第２の入力を備えている。ＲＦ入力部分は、電流モード信号とＲＦ入力信号を受信するためのＲＦ入力とを有している。ＲＦ入力部分は、ＲＦ入力信号に応答する第１の電流を提供するためにミキサコアの第１の入力に結合された第１の端子を備えた第１のトランジスタと、ＲＦ入力信号に応答する第２の電流を提供するためにミキサコアの第２の入力に結合された第２の端子を備えた第２のトランジスタとを含んでいる。これから説明するように、ＲＦ入力部分は多様な形式とすることができる。
【００１１】
２つのスイッチングステージからなるミキサコアは、二重平衡式に接続された４つのトランジスタからなる第１のスイッチングステージを備え、これが二重平衡式に接続された４つのトランジスタからなる第２のスイッチングステージと直列に結合されている。第１のスイッチングステージは、差動ペア内のトランジスタのベースにそれぞれ接続されＬＯ電圧が付加される２つの入力端子とそれぞれ第２のスイッチングステージの入力端子に接続された出力端子とを備えている。第２のスイッチングステージはさらに差動ペア内のトランジスタのベースにそれぞれ接続されＬＯ電圧が付加される２つの入力端子を備えている。
【００１２】
本発明の別の構成形態によれば、直接ダウンコンバート受信機内において２つのスイッチングステージを使用してミキサのゲインを改善する回路が設けられる。最初のスイッチングステージは受信したＲＦ信号をこのＲＦ信号の周波数の約半分である中間周波数に混合する。第２のスイッチングステージはこの中間周波数をベースバンドに混合する。２つのスイッチングステージを直列に接続することによって電流を再利用することができ、また第１のステージからの調波内容を第２のステージに提供することができ、これによってミキサのゲインが改善される。
【００１３】
本発明のその他の詳細、特徴ならびに利点は、添付図面ならびに以下に記述する詳細な説明によって当業者において明らかにされよう。この説明に含まれる追加的なシステム、方法、特徴ならびに利点は本発明の範囲内のものであり、請求の範囲において保護されるものである。
【００１４】
図に示されている構成要素は必ずしも正確に縮尺されたものではなく本発明の原理を説明することを重視している。同様な構成要素は異なった図においても同一の参照符号をもって示されている。
【００１５】
【発明の詳細】
図５には、直接変換受信機システム５００内に内蔵された低調波ミキサステージ５１０が示されている。受信機システム５００は受信信号５２０を分離するように機能する。低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５２２による信号５２０の最初の増幅の後に、ミキサステージ５１０によって局部発振器（ＬＯ）５０４および２つの低調波ミキサ５０１，５０２を使用して全信号スペクトル（ωＲＦで示される）がベースバンド（ωＢＢ）に周波数変換される。各低調波ミキサ（５０１または５０２）は直列の２つのスイッチングステージとして効果的に動作する。ＬＯ５０４信号の位相ωＬＯを変化させまたωＬＯとωＲＦを混合することによって、第１のステージは受信信号５２０を中間信号ωＩＦに変換する。第２のステージは、９０°シフトされたＬＯ５０４信号を中間周波数と混合することによって中間周波数ωＩＦをベースバンドに変換しωＢＢを形成する。さらに、約４５°位相が異なっているミキサ５０２のためのＬＯ発振器５０４の信号によってミキサ５０１のために使用される局部発振器５０４の信号ωＬＯの位相を変化させることによって、受信信号５２０から同相（Ｉ）と直交（Ｑ）成分を派生させることが可能になる。局部発振器５０４の信号ωＬＯ（ならびにその約０°および４５°の位相成分）を受信信号５２０と混合することによって、受信された信号が交流のＩ（ωＢＢ Ｉで示す）およびＱ（ωＢＢ Ｑで示す）のベースバンド成分に周波数変換される。受信された信号を周波数変換した後更なる処理を行うことができる。無線周波数受信機のその他の詳細については既知のＲＦ設計書等を参照することができる。
【００１６】
図５の両方の低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ５０４の信号によって駆動され、その周波数は従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の約半分となる。従来のミキサはＬＯ信号によって０°および９０°において駆動されるが、低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ信号によって０°および４５°で駆動される。低調波ミキサ５０１，５０２はＬＯ信号によって駆動されその周波数は約半分であるが、ミキサステージ５１０の出力は依然としてそれぞれ互いに９０°位相が異なっているＩおよびＱのベースバンド成分を形成する。２つのスイッチング動作を実行するプロセスによって周波数が倍増することを可能にし、これによって位相も２倍となる。ＬＯ信号は０°および４５°で低調波ミキサ５０１，５０２にそれぞれ入力されるが、ミキサステージ５１０の出力は９０°位相が異なっている所要のＩおよびＱ成分となる。
【００１７】
図５に示されているように、局部発振器５０４は低調波ミキサ５０１に対する２つの入力と低調波ミキサ５０２に対しての２つの入力とを備えている。第１の低調波ミキサ５０１への入力は局部発振器信号ωＬＯおよび入力信号ωＲＦである。局部発振器信号ωＬＯは位相成分ωＬＯ（０°）、ωＬＯ（９０°）、ωＬＯ（１８０°）、およびωＬＯ（２７０°）を含んでいる。これらの位相成分ωＬＯをωＲＦと混合することによってＩベースバンド成分（ωＢＢ Ｉ）が形成される。第２の低調波ミキサ５０２への入力は約４５°で位相シフトされた局部発振器信号（ここではωＬＯ（４５°）として使用される）と入力信号ωＲＦである。ωＬＯ（４５°）と、９０°ずつ位相がずれた成分ωＬＯ（１３５°）、ωＬＯ（２２５°）およびωＬＯ（３１５°）をωＲＦと混合することによってＱベースバンド成分（ωＢＢ Ｑ）が形成される。
【００１８】
図６には、図５に示された低調波ミキサ５０１を実施する例の概略的回路構成図が示されている。図６の低調波ミキサ６００は、受信した信号ωＲＦのＩベースバンド（ωＢＢ Ｉ）成分を形成することから、一般に“Ｉミキサ”と呼称される。図示されている低調波ミキサ６００はＲＦ入力部分６３４とミキサコア６３６とを備えている。ミキサコア６３６はＬＯ信号を受信するためのＬＯインタフェースと出力ベースバンド（ＢＢ）信号を提供するための２つのスイッチングステージ６３０，６３２とを備えている。ＲＦ入力部分６３４は、ミキサコア６３６の第１のステージ６３２の第１の差動ペアＱ１４，Ｑ１５に第１の電流を提供するために第１の入力６４０でミキサコア６３６に結合されるとともに、第２の差動ペアＱ１６，Ｑ１７に第２の電流を提供するために第２の入力６４２でミキサコアに結合されている。ミキサコアの第１のスイッチングステージ６３２は４つのトランジスタＱ１４−Ｑ１７を入力６１８，６２０と共に備えている。第１のスイッチングステージ６３２は、第３の差動ペアＱ１０，Ｑ１１へ第３の電流を提供するために第３の入力６２２でミキサコア６３６の第２のステージ６３０に結合されるとともに、第４の差動ペアＱ１２，Ｑ１３に第４の電流を提供するために第４の入力６２４で第２のステージに結合されている。ミキサコアの第２のスイッチングステージ６３０は４つのトランジスタＱ１０−Ｑ１３と入力６１４，６１６を備えており出力６１０，６１２において出力ベースバンド信号を提供する。
【００１９】
一般的に、ミキサ６００は各スイッチングステージ６３０，６３２の差動トランジスタペアの間で電流をスイッチングすることによって動作する。トランジスタＱ１０−Ｑ１３は一般的に“ギルバートセル”とすることができ、トランジスタＱ１４−Ｑ１７についても同様である。従って、図示されているＩミキサのコア６３６は直列に接続された２つのギルバートセルを含むものとすることができる。
【００２０】
図６に示されている実施例において、受信された信号ωＲＦはＶＲＦ＋およびＶＲＦ−としてそれぞれ入力６０２，６０４においてトランジスタＱ１８およびＱ１９に入力されトランジスタＱ１８およびＱ１９のコレクタ内の電流に変換される。この電流は第１のスイッチングステージ６３２においてＬＯ成分と混合され中間周波数（ＩＦ）の電流が形成される。入力６１８からのＶＬＯ（０°）が入力６２０からのＶＬＯ（１８０°）よりも遥かに大きい場合にスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ１４およびＱ１６が電流分岐６２２への電流ＩＩＦ Ｉ＋を制御し；そうでない場合電流は電流分岐６２４へ向かうよう制御されこれは電流ＩＩＦ Ｉ−となる。スイッチングは実質的に入力信号を混合してより低い周波数に変換する乗算動作である。中間周波数の電流は第２のスイッチングステージ６３０においてＬＯ成分と混合されＩベースバンド成分が形成される。入力６１４からのＶＬＯ（９０°）が入力６１６からのＶＬＯ（２７０°）よりも相当に大きい際に第２のステージ６３０においてスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ１０およびＱ１２が電流分岐６４４への電流ＩＢＢ Ｉ＋を制御し；そうでない場合電流ＩＢＢ Ｉ−が電流分岐６４６へ向かうよう制御される。レジスタＲ１およびＲ２を使用することによって、電流ＩＢＢ Ｉ＋およびＩＢＢ Ｉ−が出力６１０，６１２において電圧に変換される。
【００２１】
図７は、図５に示された低調波ミキサ５０２の構成例を示す概略回路構成図である。図７の低調波ミキサ７００は、受信した信号ωＲＦのＱベースバンド（ωＢＢ Ｑ）成分を形成することから、一般に“Ｑミキサ”と呼称される。図示されている低調波ミキサ７００はＲＦ入力部分７３４とミキサコア７３６とを備えている。ミキサコア７３６はＬＯ信号を受信するためのＬＯインタフェースと出力ベースバンド（ＢＢ）信号を提供するための２つのスイッチングステージ７３０，７３２とを備えている。ＲＦ入力部分７３４は、ミキサコア７３６の第１のステージ７３２の第１の差動ペアＱ２４，Ｑ２５に第１の電流を提供するために第１の入力７４０でミキサコア７３６に結合されるとともに、第２の差動ペアＱ２６，Ｑ２７に第２の電流を提供するために第２の入力７４２でミキサコアに結合されている。ミキサコア７３６の第１のスイッチングステージ７３２は４つのトランジスタＱ２４−Ｑ２７を入力７１８，７２０と共に備えている。第１のスイッチングステージ７３２は、第３の差動ペアＱ２０，Ｑ２１へ第３の電流を提供するために第３の入力７２２でミキサコア７３６の第２のステージ７３０に結合されるとともに、第４の差動ペアＱ２２，Ｑ２３に第４の電流を提供するために第４の入力７２４で第２のステージに結合されている。ミキサコア７３６の第２のスイッチングステージ７３０は４つのトランジスタＱ２０−Ｑ２３と入力７１４，７１６を備えており出力７１０，７１２において出力ベースバンド信号を提供する。
【００２２】
一般的に、Ｉミキサの場合と同様に、Ｑミキサ７００は各スイッチングステージ７３０，７３２の差動トランジスタペアの間で電流をスイッチングすることによって動作する。トランジスタＱ２０−Ｑ２３は一般的に“ギルバートセル”とすることができ、トランジスタＱ２４−Ｑ２７についても同様である。従って、図示されているＱミキサのコア７３６は直列に接続された２つのギルバートセルを含むものとすることができる。
【００２３】
図７に示されている実施例において、受信された信号ωＲＦはＶＲＦ＋およびＶＲＦ−としてそれぞれ入力７０２，７０４においてトランジスタＱ２８およびＱ２９に入力されトランジスタＱ２８およびＱ２９のコレクタ内を流れる電流に変換される。この電流は第１のスイッチングステージ７３２においてＬＯ成分と混合され中間周波数の電流が形成される。入力７１８からのＶＬＯ（４５°）が入力７２０からのＶＬＯ（２２５°）よりも遥かに大きい場合にスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ２４およびＱ２６が電流分岐７２２への電流ＩＩＦ Ｑ＋を制御し；そうでない場合電流は電流分岐７２４へ向かうよう制御されこれは電流ＩＩＦ Ｑ−となる。中間周波数の電流は第２のスイッチングステージ７３０においてＬＯ成分と混合されＱベースバンド成分が形成される。入力７１４からのＶＬＯ（１３５°）が入力７１６からのＶＬＯ（３１５°）よりも相当に大きい際にもスイッチングが生じ、従ってトランジスタＱ２０およびＱ２２が電流分岐７４４への電流ＩＢＢ Ｑ＋を制御し；そうでない場合電流ＩＢＢ Ｑ−が電流分岐７４６へ向かうよう制御される。レジスタＲ３およびＲ４を使用することによって、電流ＩＢＢ Ｑ＋およびＩＢＢ Ｑ−が出力７１０，７１２において電圧に変換される。
【００２４】
ＬＯ信号の位相成分ωＬＯは、各ミキサ６００，７００の第１および第２のスイッチングステージの入力６１４−６２０および７１４−７２０に入力される。従来の技術においてωＬＯはωＲＦと同じ周波数で入力されたが、低調波ミキサ６００，７００においてωＬＯはωＲＦの約半分の周波数で入力される。図６のＩミキサ６００に対して、入力６１４，６１６において第２のスイッチングステージ６３０に付加されるＬＯ信号は９０°および２７０°シフトされ、入力６１８，６２０において第１のスイッチングステージ６３２に付加されるＬＯ信号は０°および１８０°位相シフトされる。図７のＱミキサ７００に対して、入力７１４，７１６において第２のスイッチングステージ７３０に付加されるＬＯ信号は１３５°および３１５°シフトされ、入力７１８，７２０において第１のスイッチングステージ７３２に付加されるＬＯ信号は４５°および２２５°位相シフトされる。前述したように、従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の約半分の周波数を有するＬＯ信号によって両方のステージが駆動される。
【００２５】
低調波ミキサ６００の動作は以下に記す等式（１）によって相当に正確に示すことができ、これは出力ＶＢＢ Ｉと入力ＶＲＦおよびＶＬＯに関するものである。
【００２６】
【数１】
【００２７】
ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）はそれぞれ第１および第２のスイッチングステージをそれぞれ駆動する電圧である。両方のスイッチングステージはＬＯ信号によって駆動され、その周波数は図１に示されている従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の半分である。結果として、出力電圧は入力電圧ＶＲＦと局部発振器電圧ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）の積として示され、ここで入力は受信したＲＦ信号であり出力はベースバンド信号ＶＢＢ Ｉである。ＶＬＯ（０°）およびＶＬＯ（９０°）の積は振幅１および周期Ｔを有する方形波であるため、低調波ミキサ６００は標準的な方形波のＬＯインタフェースを形成することが重要である。
【００２８】
同様に、低調波ミキサ７００の動作は以下の等式（２）によって相当に正確に示され、これは出力ＶＢＢ Ｑと入力ＶＲＦおよびＶＬＯに関するものである。
【００２９】
【数２】
【００３０】
ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）はそれぞれ第１および第２のスイッチングステージをそれぞれ駆動する電圧である。両方のスイッチングステージはＬＯ信号によって駆動され、その周波数は図１に示されている従来のダウンコンバートミキサを駆動する周波数の半分である。結果として、出力電圧は入力電圧ＶＲＦと局部発振器電圧ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）の積として示され、ここで入力は受信したＲＦ信号であり出力はベースバンド信号ＶＢＢ Ｑである。ＶＬＯ（４５°）およびＶＬＯ（１３５°）の積は振幅１および周期Ｔを有する方形波であるため、低調波ミキサ７００は標準的な方形波のＬＯインタフェースを形成することが重要である。
【００３１】
ダウンコンバート受信機は、ミキサへのＬＯ信号の漏出によって生じるオフセットを最小化し得る受信機であることを記述した。従来のホモダイン受信機においては、ＲＦ信号が直接ベースバンドにダウンコンバートされＬＯ信号も同様にベースバンドにダウンコンバートされるため、生成される直流オフセットがしばしば問題となった。ＬＯリジェクション（“ＬＯＲ”）がこの問題に対しての受信機の耐性を示し、以下の等式（３）によって定義される。
【００３２】
【数３】
【００３３】
図５、図６および図７の低調波ミキサにおいてＬＯＲは大幅に改善されている。図１に示されている従来のミキサ設計においてＬＯＲ＝０ｄＢである場合；図５の低調波ミキサ５０１，５０２においては分母を０に近づけることができるため、ＬＯＲは理論的には無限大にすることが可能である。ＬＯＲが大きいと重度な自己混合は発生せず、受信信号をベースバンドにダウンコンバートする際に直流オフセットが誘発されない。ＬＯ信号の位相が理想的に適合すると、従来のダウンコンバートミキサのような漏出したＬＯ放射の受信による直流オフセット問題は発生しない。実用においてトランジスタおよび位相は完全には適合せずＬＯ低調波は出力に結合され得るためＬＯＲは無限大にはならないが、直流オフセットを消去するかあるいは大幅に削減することができるＬＯＲを得ることができる。
【００３４】
低調波ミキサ５０１，５０２は多くの利点を提供する。第１に、低調波ミキサ（５０１または５０２）を使用することにより直流オフセットの問題を伴うことなく受信したＲＦ信号５２０を直接ベースバンドにダウンコンバートする受信機の設計が可能になる。電流モードの受信信号を使用して中間周波数にダウンコンバートしその後ベースバンドにダウンコンバートすることによって、自己混合および直流オフセットの問題が低減される。このことは２つの理由から重要である。１つの理由は直流オフセットの低減によって性能が向上することである。別の理由は、ミキサのミスマッチ条件を解消することによってミスマッチを補償するために使用されるレジスタ、電流源等によって占有される面積が削減されることである。第２に、低調波ミキサは直列に接続された２つのミキサとして追加的な電流源を伴うことなく効果的に動作する。低調波ミキサは受信機内の消費電流を低減することを可能にする。各ミキサステージが電流を消費し、ミキサステージの数を削減することによって総消費電流が削減される。
【００３５】
図５ないし図７の実施例は図２に示されているようなプリディストーション回路を含めずに示されているが、プリディストーション回路を使用する低調波ミキサも考えられる。プリディストーション回路は、第１、第２のスイッチングステージのいずれかあるいは両方を線形化するために有効である。さらに、図５ないし図７に示されている実施例はＬＯの外から来る調波を最小化するためにｍｕｌｔｉ−ｔａｎｈ線形化差動ペアを含むことができる。
【００３６】
以上、本発明の多様な実施例を記述したが、当業者においては本発明の範囲内においてさらに多くの実施形態をなし得ることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
ＲＦ受信機に使用される従来のギルバートセルを示す回路構成図である。
【図２】
ＲＦ受信機に使用されるプリディストーション回路を備えた従来のギルバートセルを示す回路構成図である。
【図３】
ＲＦ受信機に使用される従来の直接変換構造を示す回路構成図である。
【図４】
ＲＦ受信機に使用される従来のスーパーヘテロダイン構造を示す回路構成図である。
【図５】
低調波ミキサを備えた直接ダウンコンバート受信機の一例を示す回路構成図である。
【図６】
図５の受信において同相周波数を発生させるために適した低調波ミキサの一例を示す回路構成図である。
【図７】
図５の受信において直交周波数を発生させるために適した低調波ミキサの一例を示す回路構成図である。
Claims (26)
- 局部発振器の信号を受信するための局部発振器インタフェースと；
ブロードバンド出力信号を提供するためのブロードバンド出力と；
第１および第２の電流と局部発振器信号とを受信して局部発振器信号に相応する第３および第４の電流を提供するための第１のスイッチングステージと；
第３および第４の電流と第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号から位相シフトされた局部発振器信号とを受信してこの位相シフトされた局部発振器信号に相応するブロードバンド出力信号を提供する第２のスイッチングステージ、
とからなる低調波ミキサコア。 - スイッチングステージは直列接続されたギルバートセルをさらに備え、各セルが局部発振器信号によって駆動される請求項１記載の低調波ミキサ。
- 第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に４５°で位相シフトされる請求項１記載の低調波ミキサ。
- 第２のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に９０°で位相シフトされる請求項１記載の低調波ミキサ。
- 無線周波数（ＲＦ）入力信号を受信するためのＲＦ入力部分とこのＲＦ入力信号に相応する第１および第２の電流を提供するための第１および第２の出力とを備え；
局部発振器の信号を受信するための局部発振器インタフェースと；
ブロードバンド出力信号を提供するためのブロードバンド出力と；
第１および第２の電流と局部発振器信号とを受信して局部発振器信号に相応する第３および第４の電流を提供するための第１のスイッチングステージと；
第３および第４の電流と第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号から実質的に９０°位相シフトされた局部発振器信号とを受信してこの位相シフトされた局部発振器信号に相応するブロードバンド出力信号を提供する第２のスイッチングステージ、
とからなるミキサコアを備える、
低調波ミキサ。 - 入力信号は電流モードである請求項５記載の低調波ミキサ。
- ＲＦ入力部分はＲＦ入力信号を受信するための第１の接続点において互いに結合されＲＦ入力信号に相応する第１および第２の電流を提供するためのペアのトランジスタをさらに備える請求項５記載の低調波ミキサ。
- スイッチングステージは直列接続されたギルバートセルをさらに備え、各セルが局部発振器信号によって駆動される請求項５記載の低調波ミキサ。
- ミキサコアはＲＦ入力信号の同相成分を形成する請求項５記載の低調波ミキサ。
- 第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に４５°で位相シフトされる請求項５記載の低調波ミキサ。
- ミキサコアはＲＦ入力信号の直交成分を形成する請求項１０記載の低調波ミキサ。
- 受信した無線周波数（ＲＦ）信号を示し第１のスイッチングステージの第１の入力に結合される入力信号を有し；
第１のスイッチングステージに局部発振器信号を提供するとともにこの第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号から位相シフトされた局部発振器信号を第２のスイッチングステージに提供するための局部発振器を備え、第１のスイッチングステージの出力は第２のスイッチングステージの入力に結合されており；
ベースバンドにダウンコンバートされたＲＦ信号を示す電圧モード出力信号を有する、
低調波ミキサ。 - 第２のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に９０°で位相シフトされる請求項１２記載の低調波ミキサ。
- 入力信号は電流モードである請求項１２記載の低調波ミキサ。
- スイッチングステージは直列接続されたギルバートセルをさらに備え、各セルが局部発振器信号によって駆動される請求項１２記載の低調波ミキサ。
- ミキサコアはＲＦ入力信号の同相成分を形成する請求項１２記載の低調波ミキサ。
- 第１のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に４５°で位相シフトされる請求項１２記載の低調波ミキサ。
- ミキサコアはＲＦ入力信号の直交成分を形成する請求項１７記載の低調波ミキサ。
- 第２のスイッチングステージ内の局部発振器信号は実質的に９０°で位相シフトされる請求項１２記載の低調波ミキサ。
- 受信した無線周波数（ＲＦ）信号を電流モードに変換し；
電流モードのＲＦ信号をこのＲＦ信号の半分の周波数を有する第１の局部発振器信号と混合して電流モード中間周波数信号を形成し；
この電流モード中間周波数信号を第１の局部発振器信号から位相シフトされた第２の局部発振器信号と混合して電流モードベースバンド信号を形成し；
電流モードベースバンド信号を電圧モードに変換する、
ステップからなる受信した無線周波数（ＲＦ）信号をダウンコンバートする方法。 - 第１の局部発振器信号と第２の局部発振器信号は同一の局部発振器から形成される請求項２０記載の方法。
- 電流モード信号と局部発振器信号とをギルバートセル回路に付加することによって混合を行う請求項２０記載の方法。
- 受信した無線周波数（ＲＦ）信号を電流モードに変換する手段と；
電流モードのＲＦ信号をこのＲＦ信号の半分の周波数を有する局部発振器信号と混合して電流モード中間周波数信号を形成する手段と；
この電流モード中間周波数信号をこのＲＦ信号の半分の周波数を有する局部発振器信号と混合して電流モードベースバンド信号を形成する手段と；
電流モードベースバンド信号を電圧モードに変換する手段、
とからなる受信した無線周波数（ＲＦ）信号をダウンコンバートするシステム。 - 混合する手段はギルバートセル回路を含む請求項２３記載のダウンコンバートシステム。
- 受信したＲＦ信号を電流モードに変換する手段はベースで接続されたペアの差動トランジスタを含む請求項２３記載のシステム。
- 電流モードベースバンド信号を変換する手段は抵抗要素を使用して電流から電圧に変換することを含む請求項２３記載のダウンコンバートシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/668,879 US6370372B1 (en) | 2000-09-25 | 2000-09-25 | Subharmonic mixer circuit and method |
| PCT/US2001/028263 WO2002027954A1 (en) | 2000-09-25 | 2001-09-10 | Subharmonic mixer circuit and method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2004518315A true JP2004518315A (ja) | 2004-06-17 |
Family
ID=24684109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002531627A Pending JP2004518315A (ja) | 2000-09-25 | 2001-09-10 | 低調波ミキサ回路および方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6370372B1 (ja) |
| EP (1) | EP1329028A4 (ja) |
| JP (1) | JP2004518315A (ja) |
| KR (1) | KR100831870B1 (ja) |
| CN (1) | CN1319280C (ja) |
| TW (1) | TW516279B (ja) |
| WO (1) | WO2002027954A1 (ja) |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080819 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100630 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100929 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20101006 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20101129 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| A02 | Decision of refusal |
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