CN101507102A

CN101507102A - 多功能无源混频器

Info

Publication number: CN101507102A
Application number: CN200780030700.3A
Authority: CN
Inventors: R·韦伊塞宁
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Technologies Oy
Priority date: 2006-06-30
Filing date: 2007-06-26
Publication date: 2009-08-12
Anticipated expiration: 2027-06-26
Also published as: CN101507111B; US20080003971A1; FI20065464A0; CN101507102B; EP2041864A1; EP2041864B1; CN101507111A; WO2008000906A1; CN101507103B; CN101507103A; US7630700B2; EP2041864A4

Abstract

提供了一种混频设备，所述混频设备除了混频之外还实现电压倍增和低通滤波操作。通过适当地设计混频器，可以利用相同的组件完成这三种操作。所述混频器包括：串联连接至所述混频设备的输入的第一电容器(C41)，并联连接至所述第一电容器(C41)的第一开关(35)，串联连接至所述第一电容器(C41)的第二开关(36)，以及并联连接至第二开关装置的第二电容器(C43)。通过本地振荡信号(LO_0，LO_180)来控制所述开关(35、36)根据第一振荡信号的电压电平上的变化而交替地关闭和打开。

Description

多功能无源混频器

技术领域

本发明整体涉及射频电信，并且特别涉及无源射频混合器(passiveradio frequency mixer)。

背景技术

无线电收发机通常包括混频器，其将信号从基带转换到射频(RF)带或反之亦然。混频器在发射中将发射信号从基带上变频到RF带，和/或在接收中将接收信号从RF带下变频到基带。可选地，在一些实现中，接收的RF信号可以被转换到中频带。

混频器具有待混频的信号(即，要被上变频或下变频的信号)以及一个或多个本地振荡信号作为输入信号，并且其在以下频率处产生输出信号，即该频率是输入信号的频率的线性组合。通常，输入到混频器的本地振荡信号是相同的信号，但却具有不同的相移。

混频器可以是无源混频器或是有源混频器。无源混频器没有能量源，只有输入信号和本地振荡信号。相应地，输出功率可能并不大于输入功率。另一方面，有源混频器则要求附加的能量源，以便放大输入信号。相应地，输出功率可能高于输入功率。

有源混频器相比起无源混频器所提供的优点在于：有源混频器放大被混频的信号。作为结果，当利用有源混频器时，所得到的信号的功率更高。另一方面，该放大也导致噪声功率增加。另外，有源混频器的线性特性一般来说相当差，而且有源混频器消耗功率，在一些实现中功率可能是有限的资源。

相反，无源混频器通常有良好的线性和噪声特性，并且其并不消耗功率。无源混频器唯一的缺陷在于：它们使被混频的信号衰减而不是放大该信号。衰减的水平取决于实现。

图1示出了将所接收的无线电信号直接转换到基带的现有技术接收机结构。该接收机在混频器4和5之前包括第一放大器2。放大器2通常是低噪声放大器。在放大器2之前和之后已提供了带通滤波器1和3来移除非期望的频率分量。混频器4和5将所接收的无线电信号的同相(I)分量和正交(Q)分量与本地振荡信号LO_0、LO_90、LO_180和LO_270混频到基带。数字指的是相应的本地振荡信号的相移。在向下混频(downmixing)之后，基带放大器6和7分别放大被向下混频的I分量和Q分量，并且低通滤波器8和9移除导致向下混频的谐波信号分量。当在A/D-转换器12中进行模拟到数字(A/D)转换之前，放大器10和11进一步放大被低通滤波的信号。

通常，尤其是由于闪烁噪声(也被称为1/f噪声)，基带放大器6和7的噪声系数(noise figures)相对差。因此，从混频器4和5获得的信号电平需要高于基带放大器6和7的噪声电平。如果混频器6和7是无源混频器，则接收机的总噪声系数仅在混频器4和5之前的第一放大器2中可以被改善。在该情况下，放大器2的输出信号的电平可以上升得如此高以致无源混频器的良好线性特性被浪费。结果，无源混频器相对有源混频器的优点也被浪费。

与无源混频器相关的另一问题是：设计跟随无源混频器的低通滤波器可能是困难的。低通滤波器应当位于第一基带放大器之前，以便防止由非期望的强信号分量所引起的交叉调制和互调。在CMOS实现中，难以准确定义滤波器的拐角频率(corner frequency)，因为混频器的输出阻抗、本地振荡器的脉冲比以及混频器组件的电容值的容限影响了拐角频率。因而，滤波器通常被安排成跟随第一基带放大器，这导致在性能上接近于有源混频器。相应地，无源混频器的优点再次被浪费。

发明内容

本发明的目的是通过提供改进的混频器、改进的混频方法以及改进的无线电收发机来克服与常规混频器有关的限制和问题。

根据本发明的一方面，提供了一种混频设备。所述混频设备包括用于本地振荡信号的第一输入端口，所述本地振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；以及用于待混频的输入信号的第二输入端口。所述混频设备进一步包括：第一电容，其在操作上串联耦合于所述第二输入端口与所述混频设备的输出端口之间；第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与接地电平(ground level)之间；第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及第二电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述接地电平之间。所述第一开关和所述第二开关被配置以便交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

根据本发明的另一方面，提供了一种混频设备，所述混频设备包括：用于本地振荡信号的第一输入端口，所述本地振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；用于待混频的输入信号的平衡输入端口，所述平衡输入端口包括第一和第二输入；以及用于被混频的输出信号的平衡输出端口，所述平衡输出端口包括第一和第二输出。所述混频设备进一步包括：第一电容，其在操作上串联耦合于所述平衡输入端口的第一输入与所述平衡输出端口的第一输出之间；第二电容，其在操作上串联耦合于所述平衡输入端口的第一输入与所述平衡输出端口的第一输出之间；第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与所述第二电容之间；第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；第三开关，其在操作上串联耦合于所述第二电容；以及第三电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述第三开关之间。所述第一开关被配置以便与所述第二开关和所述第三开关交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

根据本发明的另一方面，提供了一种在混频设备中的混频方法。所述方法包括：产生振荡信号，所述振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；在所述振荡信号的第一半周期期间，利用输入信号采样向串联连接至所述混频设备的输入端口的第一电容充电，以及在所述振荡信号的第二半周期期间，利用所述第一电容中的电荷连同所述输入信号，向在操作上耦合于所述第一电容的第二电容充电。

根据本发明的另一方面，提供了一种无线电收发机，所述无线电收发机包括本地振荡器和混频设备，其中，所述本地振荡器被配置以便产生将要被输入到所述混频设备的本地振荡信号，或者产生将要在形成所述本地振荡信号时使用的信号。所述混频设备包括：用于所述本地振荡信号的第一输入端口，所述本地振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；以及用于待混频的输入信号的第二输入端口。所述混频设备进一步包括：第一电容，其在操作上串联耦合于所述第二输入端口与所述混频设备的输出端口之间；第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与接地电平之间；第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及第二电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述接地电平之间。所述第一开关和所述第二开关被配置以便交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

根据本发明的另一方面，提供了一种混频设备，所述混频设备包括：提供本地振荡信号的本地振荡器，所述本地振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合成期望频率的频率；第一电容，其在操作上串联耦合于所述混频设备的输入端口与输出端口之间；第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与接地电平之间；第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及第二电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述接地电平之间。所述第一开关和所述第二开关被配置以便交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

本发明提供了若干优势。首先，本发明利用相同的组件提供了三种功能性。本发明起到混频器、电压倍增器(voltage multiplier)和低通滤波器的作用，并且因此，可以减少在实施这些功能性的集成电路中所要求的空间。本发明同时提供了良好的线性和良好的噪声系数，并且其在多模移动电话中特别有优势，所述多模移动电话在若干频带上操作。先前，由于变化的频带，设计带通滤波器来跟随低噪声放大器是困难的。本发明在低噪声放大器与混频器之间不要求单独的带通滤波器，因为其也操作为低通滤波器并且其滤出非期望的频率分量(根据常规解决方案，这些非期望的频率分量是由带通滤波器来过滤的)。此外，由于本发明倍增了输入电压(虽然其仍然是无源组件，即不消耗功率)，因此可以减少低噪声放大器的放大。这减少了利用本发明的设备的功耗。

附图说明

在下文中，将参照实施例和附图较为详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了包括常规混频器的常规无线电接收机的结构；

图2示出了根据本发明实施例的混频器；

图3示出了在图2中所示出的混频器的输入射频信号和本地振荡信号；

图4A示出了根据开关电容滤波器原理所实现的现有技术滤波器结构；

图4B示出了在图4A中所示出的滤波器结构的等效电路；

图5示出了根据本发明实施例的混频器，该混频器具有平衡输入端口；

图6示出了根据本发明实施例的混频器的功能性；

图7A示出了根据本发明实施例的混频器的详细结构；

图7B示出了根据本发明另一实施例的混频器的详细结构；

图8示出了根据本发明实施例的无线电收发机的接收机结构；

图9示出了根据本发明另一实施例的无线电收发机的接收机结构；以及

图10示出了根据本发明又一实施例的无线电收发机的接收机结构。

具体实施方式

参照图2，研究根据本发明实施例的混频器的例子。除了混频功能之外，根据本发明实施例的混频器还用作电压倍增器和低通滤波器。根据本发明实施例的混频器是无源混频器，即，其不向输入信号引入附加电压。然而，在适当利用无源组件的情况下，可以倍增输入信号的幅度。参照图2所描述的本发明实施例起到了倍压器(voltage doubler)的作用。

混频器具有射频(RF)信号RF_IN作为输入信号。混频器还接收两个本地振荡信号LO_0和LO_180作为输入信号。本地振荡信号可以是由本地振荡器(未示出)提供的方波信号。本地振荡信号可以都具有相同的频率，该频率与输入信号的中心频率一起定义中频，输入信号将在该中频处被混合。本地振荡信号LO_0和LO_180具有相反的相位。也就是说，如果第一本地振荡信号LO_0的相位是零度，则第二本地振荡信号LO_180的相位是180度。可以利用产生一个本地振荡信号的一个本地振荡器来产生第一和第二本地振荡信号LO_0和LO_180，并且可以将第一和第二本地振荡信号LO_0和LO_180处理成具有相同频率和实质上相反相位的第一和第二本地振荡信号LO_0和LO_180。

混频器包括：串联连接到该混频器的输入的第一电容C41、在第一电容C41与接地之间连接的第一开关35、串联连接到第一电容C41的第二开关36，以及在第二开关36与接地电平之间连接的第二电容C43。可以从第二开关36与第二电容C43之间获得具有期望频率(基带或中频)的输出信号IF_OUT。在该例中，为了帮助读者理解根据本发明实施例的混频器的功能，第一开关35和第二电容C43在另一端被连至接地。第一本地振荡信号LO_0控制第一开关35，并且第二本地振荡信号LO_180控制第二开关36。可以利用例如MOS晶体管来实现混频器的组件。

在图3中，第一和第二电容C41和C43上的电压电平分别由V2和V3表示。另外，输入电压由V1表示。在图3中也使用相同的表示。

输出信号的频率将是输入信号与本地振荡信号LO_0和LO_180的频率之间的差。输出信号的幅度取决于输入信号与本地振荡信号LO_0之间的相位。为了简单起见，我们现在假设零相移，并且本地振荡信号的频率与输入信号的频率相同。相应地，输入信号被向下混频到基带。我们进一步假设本地振荡信号LO_0和LO_180的脉冲比是这样的，即，与方波信号的工作周期(duty cycle)相比，电压电平仅在短的时间段内是高的。在实际实现中，脉冲比可以被设计成是不同的。举例来说，脉冲比可以是50/50，即，对于LO_0来说，电压在第一半周期为高，并且在后面半周期为低，而对于LO_180来说则反之。

当第一本地振荡信号LO_0的电压电平为高时，第一本地振荡信号LO_0控制第一开关35关闭并连接第一电容C41到接地。对应地，当第二本地振荡信号LO_180的电压电平为高时，第二本地振荡信号LO_180控制第二开关36关闭并连接第一电容C41到第二电容C43和输出端口。

现在将参照图3来描述在图2中示出的混频器的操作。在本地振荡信号LO_0和LO_180的第一半周期期间，根据第一振荡信号LO_0的电压电平的变化而关闭第一开关35。也就是说，当电压电平为“高”时，第一开关35被关闭，而当电压电平变为“低”时，第一开关35被再次打开。相应地，第一电容C41被充电到对应于混频器的输入端口处的电压电平的电压电平。在该例中，输入信号的电压电平现在处于正的最大值，如图3所示。相应地，V2在该阶段等于V1。

在本地振荡信号LO_0和LO_180的后面半周期期间，根据第二振荡信号LO_180的电压电平的变化而关闭第二开关36。也就是说，当电压电平为“高”时，第二开关36被关闭，而当电压电平变为“低”时，第二开关36被再次打开。相应地，第一电容C41中的电荷被放电至第二电容C43。另外，输入信号的电压电平现在已达到其负的最大值，这意味着第一电容C41中的电压以及输入信号的电压被串联连接，并且因此，它们合计在一起。相应地，利用电压电平V3对第二电容C43充电，该电压电平V3比输入信号的最大电压电平高两倍。参照图3，现在直接从第二电容C43的输入端口获取电压电平V1。另外，第一电容C41的电压电平V2被放电至第二电容C43。作为结果，在第二电容C43处获得电压电平V3＝V1+V2。

对于本地振荡信号LO_0和LO_180的下一个半周期，执行相同的过程。相应地，第一和第二开关35和36被交替地打开和关闭，以便使得能够首先对第一电容C41充电，并且将电荷与串联的输入信号一起释放给第二电容C43。通过这种方式，输入RF信号被向下混频到基带。另外，输出电压(其是电压V3)7是最大输入电压电平V1的两倍高。相应地，混频器还起到倍压器的作用。混频器的放大是大约6dB，该放大受实际实现以及在混频器中使用的组件的特性影响。虽然根据本发明实施例的混频器不向输入信号带来附加功率，但是，其改进了利用混频器的无线电接收机的噪声系数。

根据本发明实施例的混频器的原理是基于对第一电容C41充电并且将其与串联的输入信号一起放电至第二电容C43。这种对第一电容C43的顺序充电和放电的操作使得第一电容C41以及第一和第二开关35和36起到利用开关电容滤波器(SC滤波器)技术所实现的电阻器的作用。SC滤波器技术在本领域同样是已知的。

图4A和4B示出了本领域已知的利用SC滤波器技术所实现的低通滤波器(图4A)及其等效电路(图4B)的示意图。根据相应的振荡信号CLK_0和CLK_180操作的开关25和26以及开关25、26之间的第一电容器起到具有电阻R2＝T/C1的电阻器的作用，其中，T是振荡信号CLK_0和CLK_180的周期，并且C1是第一电容器的电容。V_in表示滤波器的输入端口，并且V_out表示滤波器的输出端口。在图4B中示出了等效电路，在该等效电路中，开关25和26以及第一电容器已被具有电阻R2的电阻器替换。另外，SC滤波器包括与第二开关26并联连接的第二电容器。SC滤波器的拐角频率被定义为：

f_{c} = \frac{1}{2 πT} \cdot \frac{C 1}{C 2} . - - - (1)

其中，C2是第二电容器的电容。可以看出，如果振荡信号的频率是常量，则拐角频率取决于电容C1和C2的比。在CMOS实现中，绝对电容值可以具有高差异性，但是电容的比值保持得非常精确。也就是说，比值C1/C2保持完全恒定，而与C1和C2的绝对值的变化无关。相应地，拐角频率可以被精确定义并且其仅有边际变化(marginal variation)。

由此，通过适当地设计这些组件(即，第一和第二电容C41和C43、第一和第二开关35和36，以及振荡信号LO_0和LO_180)，根据本发明实施例的混频器可以被用作低通滤波器。现在，第一和第二开关35和36与第一电容C41起到电阻器的作用，并且通过第一和第二电容C41和C43的比值来定义拐角频率。相应地，拐角频率现在是：

f_{c} = \frac{1}{2 πT} \cdot \frac{C 41}{C 43} . - - - (2)

尽管第一电容C41现在被串联连接至混频器的输入端口，而不是如图4A中所示的对第一电容器的并联连接，然而，其仍然具有相同的功能性来达到该混频器的低通滤波特性。

如果混频器被配置以便将输入RF信号混合到中频而不是基带，则拐角频率f_c可以被设计成足够高，从而使得会滤掉不期望的高频分量。

以上对混频器实施例的描述包括帮助读者理解该混频器的功能性的简化。例如，考虑了正弦输入信号。然而，在调制输入信号的情况下，效果是相同的。我们假设输入信号的RF频率是2GHz，而调制带宽是2MHz，并且输入信号要被混合到基带。为了产生一个周期的输出基带信号，必须处理大约1000个周期的RF信号。由于低通滤波，对电容的充电和放电操作在输出信号中并不作为单独的发生事件(single incidences)而出现。

图5示出了根据本发明另一实施例的混频器的结构。在图5中示出的混频器的功能性类似于以上参照图3所描述的混频器的功能性。唯一的区别在于图5的混频器的输入端口和输出端口现在是平衡的。相应地，从该混频器的平衡输入端口的两个输入接收两个输入信号，并且将两个输出信号输出至平衡输出端口的两个输出。第一电容C41现在在操作上耦合于平衡输入端口的第一输入与平衡输出端口的第一输出之间。相应地，第二电容C42在操作上耦合于平衡输入端口的第二输入与平衡输出端口的第二输出之间。第一和第二电容C41和C42均与以上参照图3所描述的第一电容C41具有相同的功能性。在该实施例中，第一开关30(其对应于图3的第一开关35)并不被连接到第一电容C41与接地之间，而是被连接到第一电容C41与第二电容C42之间。第二开关31对应于图3的第二开关36，并且因而根据本地振荡信号LO_180而对其进行控制。第二开关31被串联连接到第一电容C41与平衡输出端口的第一输出之间。另外，该混频器还包括第三开关32，其按照与第二开关31相同的方式起作用，即根据本地振荡信号LO_180而对其进行控制。第三开关32被串联连接到第二电容C42与平衡输出端口的第二输出之间。本地振荡信号LO_0和LO_180可以与以上所描述的一样具有适当的脉冲比。第三电容C43对应于以上参照图3所描述的第二电容C43，如根据标记所明显看到的。

本发明该实施例的操作类似于以上所描述的实施例。在本地振荡信号的第一半周期期间，第一开关30被关闭，并且开关31和32保持打开。相应地，利用输入电压对第一和第二电容C41和C42进行充电。在第二半周期期间，第一开关被打开，并且开关31和32被关闭。现在，第一和第二电容C41和C42被放电至第三电容C43。相应地，第一开关30被配置以便与第二和第三开关31和32交替地关闭和打开。第一和第二电容C41和C42上的电压被串联地与输入电压相耦合，并且因而，相对于总输入电压而使第三电容C43上的电压加倍。另外，图5中所示出的结构还起到用于两个输入端口的低通SC滤波器的作用。第一电容C41以及开关30和31起到第一电阻的作用，而第二电容C42以及开关30和32起到第二电阻的作用。与第三电容一起，它们建立了用于两个输入端口的低通滤波器。

上述平衡混频器代表了根据本发明实施例的平衡混频器的简单结构。可选地，可以通过其它方式来实现平衡混频器，例如，通过利用两个非平衡混频器。对本领域的技术人员来说，用于平衡混频器的各种结构是明显的，并且因而此处没有较为详细地讨论这些内容。

根据本发明又一实施例的混频器具有双平衡输入和输出端口。通过在相反相位的情况下将两个混频器的本地振荡输入端口连接在一起，可以根据具有平衡输入和输出端口的两个混频器来构造双平衡结构。另外，输入端口被连接到一起，并且输出端口被连接到一起。在相反相位的情况下连接输入或者输出端口。从两个平衡混频器构造双平衡混频器对本领域的技术人员来说是明显的，并且因而此处没有较为详细地进行描述。

总之，根据本发明实施例的混频器实现以下操作：

1、将输入信号RF_IN与本地振荡信号LO混频，由此生成具有以下频率的输出信号IF_OUT，即该频率是输入信号RF_IN与本地振荡信号LO的频率的差。相应地，f_{IF_OUT}＝f_{RF_IN}-f_LO或f_{IF_OUT}＝f_LO-f_{RF_IN}。

2、在混频过程期间，相对于输入信号RF_IN的电压电平对输出信号IF_OUT的电压电平进行加倍。因此，输出电压电平是现有技术无源混频器的输出电压电平的两倍高。

3、在混频过程期间，对输出信号IF_OUT实现低通滤波。低通滤波的拐角频率可以通过混频器中的电容的比值来定义。

4、起到直流锁闭设备(blocking device)的作用，即，有效地锁闭DC信号分量到达混频器以及该混频器所属的系统的后期阶段。在没有附加的DC锁闭电容器的情况下实现了DC锁闭功能性。

根据本发明实施例的混频器的功能性对应于图6中示出的框图。通过交替地关闭和打开开关35和36，根据本发明实施例的混频器实现了混频(块38)、电压加倍(块39)和低通滤波(块40)操作。唯一的区别在于：在根据本发明实施例的混频器中，在一个块中实现了图6中所示出的三个块中实现的操作。相应地，可以利用相同的组件来完成这三种操作。

图7A和7B示出了根据本发明实施例的混频器的两种详细实现。所述实现无疑具有非常简单的结构。这两种实现都是平衡的，这在现今的RF集成电路中非常普遍。相应地，接下来描述的实施例明显相似于图5中所示出的平衡混频器的实施例。

在图7A所示出的实现中，电容器C1和C2对应于图4的电容C41和C42。已经利用两个MOS晶体管Q1和Q2实现了第一开关30。晶体管Q1和Q2被这样实现，即，使得将本地振荡信号LO_1(对应于LO_0)应用到晶体管Q1和Q2的栅极。因此，晶体管Q1和Q2的栅极彼此相连。另外，晶体管Q1和Q2的源极可以直接彼此相连。另外，晶体管Q1和Q2的漏极被分别连接至第一电容和第二电容C1和C2。可以仅利用一个MOS晶体管来实现开关30，但是图7A中所示出的结构基本减少了本地振荡信号LO_1向输入端口In_1和In_2的泄露。已利用MOS晶体管Q3和Q4实现了第二和第三开关31和32。

举例来说，可以通过NMOS和/或PMOS晶体管来实现开关。在所有开关都是NMOS或PMOS晶体管的情况下，具有相反相位的两个本地振荡信号可以被应用于混频器，如以上所描述的。可选地，晶体管Q1和Q2可以是NMOS晶体管，而晶体管Q3和Q4可以是PMOS晶体管。现在，两个本地振荡信号不是必要的。可以向所有的晶体管Q1至Q4应用相同的本地振荡信号。晶体管Q1和Q2在本地振荡信号的正半周期期间被关闭，而在本地振荡信号的负半周期期间被打开。另一方面，晶体管Q3和Q4在本地振荡信号的负半周期期间被关闭，而在本地振荡信号的正半周期期间被打开。当然，Q1和Q2可以是PMOS晶体管，而Q3和Q4是NMOS晶体管。

已利用三个电容C3、C4和C5实现了第三电容C43。可以将电容C3和C4选择得非常小，因为它们的主要功能是衰减本地振荡信号LO_1和LO_2。

在设计利用图7A中所示出的电路而实现的SC低通滤波器时，出发点是以上描述的等式(1)。由于该实现涉及RF电路，因此设计不能够单独基于等式(1)。在实现中要考虑的问题包括MOS晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的导通电阻、在混频器之前的在先阶段(例如，放大器或带通滤波器)的输出阻抗、混频器的负载的阻抗、本地振荡信号的脉冲波形和脉冲比，以及由混频器的组件所引起的各种电容。

图7B示出了根据本发明实施例的混频器的另一实现。该实现几乎类似于以上参照图7A所描述的实现，但是现在，单独的DC电压源Va可以被连接到第一开关30的MOS晶体管Q1和Q2的栅极。可以任意选择由电压源Va供应的DC电压。该DC电压可以被选择成无线电收发机(在其中利用了混频器)基带部分的操作电压的一半。现在，基带部分所需要的偏压可以被应用于混频器的输出端口Out_1和Out_2，而电容C1和C2使得混频器与在先阶段的DC电压分开。

在图7A和7B中，组件R1、R2、R3、R4、C6、C7、C8和C9是特定于该实现的，而不以任何方式来限制本发明。

图8示出了利用根据本发明实施例的混频器的无线电接收机(或收发机)的结构。在混频器43和44之前，所接收的RF信号在滤波器41中被带通滤波，并且在低噪声放大器42中被放大。在适当选择本地振荡信号的相位的情况下，所接收的RF信号被分离成同相(I)分量和正交(Q)分量。具有零度和180度相移的本地振荡信号LO_0和LO_180被应用于第一混频器44，并且具有90度和270度相移的本地振荡信号LO_90和LO_270被应用于第二混频器43。混频器43和44的混频输出信号在相应的基带放大器45和46中被进一步放大，并且在相应的低通滤波器47和48中被低通滤波。在该实现中，本地振荡信号的脉冲比可以不超过25/75的比值，以便防止本地振荡信号脉冲的重叠。

图9示出了一种实现，在该实现中，本地振荡信号LO_0、LO_90、LO_180和LO_270的脉冲比可以是50/50，因为在相应的混频器64和65之前的放大器62和63在输入RF端口侧将I分量和Q分量彼此分开。带通滤波器60和低噪声放大器61对于所接收的RF信号的I分量和Q分量来说是共用的。

图10示出了一种实现，在该实现中，可以将相同的本地振荡信号LO_0和LO_180应用于混频器74和75这二者。再者，带通滤波器70和低噪声放大器在这些混频器之前。在混频器74和75之前的移相器72和73分别将输入RF信号的相位移动+45度和-45度，由此分离I分量和Q分量。可选地，移相器72和73可以将输入信号的相位移动不同的相移，以便在I分量与Q分量之间产生90度相移。移相器72和73中的一个甚至可以被省略(如果另一个进行90度相移的话)。在混频器74和75之后，混频信号被馈送到放大器76和77用于进一步放大。

本领域的技术人员理解，根据本发明实施例的混频器以及利用该混频器的无线电收发机可以以众多不同的方式实现。可以利用GaAs FET晶体管、SOICMOS晶体管、二极管等来实现混频器中的开关。举例来说，可以将混频器实现为集成电路或实现在印制电路板上。实际上可以在任何无线电通信设备中利用根据本发明实施例的混频器。无线电通信设备可以是无线电收发机或只是无线电接收机。无线电通信设备可以是移动电话、全球定位系统(GPS)接收机、Galileo(伽利略)接收机、无线局域网(WLAN)收发机、

收发机、FM无线电接收机、电视信号接收机(例如，DVB-T或DVB-H)、AM接收机、短波无线电收发机，等等。

文中所描述的混频器向下混频输入RF信号，即，将输入RF信号转换成基带。可选地，根据本发明实施例的混频器可以向下混频输入信号到中频(IF)。虽然优选地在无线电接收机中利用根据本发明实施例的混频器，但是，还可以将该混频器实现为将输入基带信号转换成RF信号的上变频混频器。尽管以上已参照根据附图的例子描述了本发明，然而清楚的是，本发明并不局限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以若干方式对其进行修改。

Claims

1.一种装置，其包括：

用于本地振荡信号的第一输入端口，所述本地振荡信号具有适于将所述装置的输入信号混合到期望频率的频率；

用于待混频的输入信号的第二输入端口；

第一电容，其在操作上串联耦合于所述第二输入端口与所述装置的输出端口之间；

第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与接地电平之间；

第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及

第二电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述接地电平之间，

其中，所述第一开关和所述第二开关被配置以便交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

2.根据权利要求1的装置，其中，所述本地振荡信号是第一本地振荡信号，所述装置进一步包括用于第二本地振荡信号的输入端口，所述第二本地振荡信号与所述第一本地振荡信号具有相同的频率和实质上相反的相位，并且其中，所述第一开关被配置以便关闭和打开，作为对所述第一本地振荡信号的响应，并且所述第二开关被配置以便关闭和打开，作为对所述第二本地振荡信号的响应。

3.根据权利要求2的装置，其中，所述开关由NMOS晶体管实现。

4.根据权利要求1至3中任何一项的装置，其中，所述装置被配置以便通过以下操作还起到电压倍增器的作用：调适所述振荡信号，以便在所述第一本地振荡信号的第一半周期期间关闭所述第一开关，并且相应地对所述第一电容进行充电；以及调适所述第二振荡信号，以便在所述第二本地振荡信号的第二半周期期间关闭所述第二开关，并且相应地将所述第一电容中的电荷连同所述输入信号一起释放给所述第二电容。

5.根据权利要求1至4中任何一项的装置，其中，混频设备还起到低通滤波器的作用，所述低通滤波器具有由所述第一电容和所述第二电容的比值定义的拐角频率。

6.根据权利要求1至5中任何一项的装置，其中，所述装置的输出端口被连接在所述第二开关与所述第二电容之间。

7.根据权利要求1至6中任何一项的装置，其中，混频设备被配置以便将射频输入信号转换到基带或中频。

8.根据权利要求1至7中任何一项的装置，其中，所述第一开关和所述第二开关中的一个由NMOS晶体管实现，而另一个由PMOS晶体管实现。

9.根据权利要求1至8中任何一项的装置，其进一步包括：两个平衡输入端口和输出端口、串联连接至一个输入端口的第三电容，以及第三开关，其中，所述第一电容被串联连接至另一个输入端口，所述第三开关被串联连接至所述第三电容，并且所述第二电容被连接在所述第二开关与所述第三开关之间。

10.根据权利要求1至9中任何一项的装置，其中，利用具有相互连接的栅极和源极的两个晶体管来实现所述第一开关，并且所述晶体管中至少一个的漏极被连接至所述第一电容。

11.根据权利要求10的装置，其中，直流电压源被连接至这些晶体管的基底。

12.一种装置，其包括：

用于待混频的输入信号的平衡输入端口，所述平衡输入端口包括第一和第二输入；

用于被混频的输出信号的平衡输出端口，所述平衡输出端口包括第一和第二输出；

第一电容，其在操作上串联耦合于所述平衡输入端口的第一输入与所述平衡输出端口的第一输出之间；

第二电容，其在操作上串联耦合于所述平衡输入端口的第一输入与所述平衡输出端口的第一输出之间；

第一开关，其在操作上耦合于所述第一电容与所述第二电容之间；

第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；

第三开关，其在操作上串联耦合于所述第二电容；以及

第三电容，其在操作上耦合于所述第二开关与所述第三开关之间，

其中，所述第一开关被配置以便与所述第二开关和所述第三开关交替地关闭和打开，作为对所述振荡信号的电压电平上的变化的响应。

13.一种方法，其包括：

产生振荡信号，所述振荡信号具有适于将混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；

在所述振荡信号的第一半周期期间，利用输入信号采样来对串联连接至所述混频设备的输入端口的第一电容进行充电；以及

在所述振荡信号的第二半周期期间，利用所述第一电容中的电荷连同所述输入信号来对在操作上与所述第一电容相耦合的第二电容进行充电。

14.根据权利要求13的方法，其中，所述第一电容和所述第二电容被交替地充电。

15.根据权利要求13或14的方法，其中，所述本地振荡信号是第一本地振荡信号，所述方法进一步包括：

产生第二本地振荡信号，所述第二本地振荡信号与所述第一本地振荡信号具有相同的频率和实质上相反的相位；

在第一振荡信号的第一半周期期间，对所述第一电容进行充电；

在第二振荡信号的第二半周期期间，对所述第二电容进行充电。

16.根据权利要求13至15中任何一项的方法，其进一步包括：通过利用所述第一电容和所述第二电容的比值来定义低通拐角频率，对被混频的信号进行低通滤波。

17.根据权利要求13至16中任何一项的方法，其进一步包括：从所述第一电容与所述第二电容之间获得被混频的输出信号。

18.一种无线电收发机，其包括本地振荡器和混频设备，其中，所述本地振荡器被配置以便产生要被输入到所述混频设备的本地振荡信号，或者产生要在形成所述本地振荡信号时使用的信号，并且所述混频设备包括：

用于所述本地振荡信号的第一输入端口，所述本地振荡信号具有适于将所述混频设备的输入信号混合到期望频率的频率；

用于待混频的输入信号的第二输入端口；

第一电容，其在操作上串联耦合于所述第二输入端口与所述混频设备的输出端口之间；

第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及

19.根据权利要求18的无线电收发机，其中，所述本地振荡信号是第一本地振荡信号，所述混频设备进一步包括用于第二本地振荡信号的输入端口，所述第二本地振荡信号与所述第一本地振荡信号具有相同的频率和实质上相反的相位，并且其中，所述第一开关被配置以便关闭和打开，作为对所述第一本地振荡信号的响应，并且所述第二开关被配置以便关闭和打开，作为对所述第二本地振荡信号的响应。

20.根据权利要求19的无线电收发机，其中，所述无线电收发机被配置以便接收射频信号，所述射频信号包括同相分量和正交分量，并且所述无线电收发机包括用于所述同相分量和所述正交分量的单独的混频器。

21.根据权利要求20的无线电收发机，其中，被应用于与所述正交分量相关联的混频器的本地振荡信号的相位与被应用于与所述同相分量相关联的混频器的本地振荡信号的相应相位相差90度，并且所述本地振荡信号具有最多25/75的脉冲比。

22.根据权利要求20的无线电收发机，其进一步在所述混频器之前包括用于各个混频器的单独的放大器，并且其中，被应用于与所述正交分量相关联的混频器的本地振荡信号的相位与被应用于与所述同相分量相关联的混频器的本地振荡信号的相应相位相差90度，并且所述本地振荡信号具有最多50/50的脉冲比。

23.根据权利要求20的无线电收发机，其进一步在所述混频器的至少一个之前包括移相器，在所述混频器的至少一个之前的所述移相器移动所述同相分量和所述正交分量中至少一个的相位，以便在所述同相分量与所述正交分量之间产生90度的相位差。

24.根据权利要求23的无线电收发机，其中，相同的本地振荡信号被应用于这两个混频器。

25.根据权利要求18至24中任何一项的无线电收发机，其中，所述无线电收发机是移动通信设备。

26.一种装置，其包括：

提供本地振荡信号的本地振荡器，所述本地振荡信号具有适于将所述装置的输入信号混合到期望频率的频率；

第一电容，其在操作上串联耦合于所述装置的输入端口与输出端口之间；

第二开关，其在操作上串联耦合于所述第一电容；以及

27.一种装置，其包括：

用于获得振荡信号的装置，所述振荡信号具有适于将所述装置的输入信号混合到期望频率的频率；

用于在所述振荡信号的第一半周期期间，利用输入信号采样对串联连接至所述装置的输入端口的第一电容进行充电的装置；以及

用于在所述振荡信号的第二半周期期间，利用所述第一电容中的电荷连同所述输入信号对在操作上与所述第一电容相耦合的第二电容进行充电的装置。