CN101682299B - 双模混频器电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及混频器电路以及频率转换方法，其中根据第一本机振荡器信号来切换输入信号，并根据至少一个第二本机振荡器信号来切换所述输入信号，其中所述至少一个第二本机振荡器信号具有小于第一本机振荡器信号的占空比，或者相对第一本机振荡器信号具有分别预先确定的相移。对根据所述第一本机振荡器信号和至少一个第二本机振荡器信号进行切换所得到的输出信号进行累加，并响应于控制输入来对所述第一本机振荡器信号和所述至少一个第二本机振荡器信号中的一个的极性进行切换，以在谐波排除模式和分谐波混频模式之间切换。

Description

双模混频器电路及方法

技术领域

本发明涉及混频器电路以及频率转换方法，所述电路和方法可以用于例如无线系统的收发机、发射机或接收机应用。 

背景技术

不断增长的对形状因数较小的收发机设备的需求推动了对高集成低成本发射机和接收机电路的研究。通过将所需的射频(RF)频谱经由单个混频级或混频电路变换至零中频(IF)，直接变频发射机和接收机电路可以简化信号路径，并因此有效地消除了镜频问题，也避免了传统外差接收机中所需要的昂贵、大体积的片外镜频排除滤波器。直接变频还允许在高动态模/数转换之前使用简单的低通滤波器在基带执行信道选择。因此，直接变频方式能够为例如无线产品提供高度集成、低成本、低功耗的多标准解决方案。然而在直接变频体系中仍然存在几个问题，如直流(DC)偏移。为了解决这些问题，在工厂校准上进行了大量的工作，这增大了测试时间和成本。 

为了避免DC偏移的替代方案是使用分谐波混频器(也称作谐波混频器)，其中本机振荡器(LO)频率工作在RF输入频率的整分频率上。用“2”整分的特定情形也称为偶次谐波混频器(EHM)。分谐波混频器功能将需要的RF频率转换到基带，同时排除LO基频。实际使用中，可以通过无源或有源电路来实现分谐波混频器功能，其中两种构造都需要在LO信号发生中提供额外的45度相移，以在基带中得到同相(I)信道和正交相位(Q)信道。 

另一方面，在数字视频广播(DVB)接收机中存在排除所需载波频率的3次、5次谐波干扰的需求，这些干扰由二代(2G)和三代(3G)无线应用的强传输信号引入，无法完全通过RF滤波器滤除。因此必需谐波排除混频器来实现移动电视与蜂窝应用的共存。 

与直接变频接收机体系类似，因为其具有高集成度，所以直接上变频在接收机体系中的应用也不断增加。由于LO频率等于载波频率，无需在双重上变频体系中使用中间上变频。因此，镜频问题不再存在，并且功率放大器(PA)也不再需要带有高品质因数Q的离散RF滤波器。然而，直接上变频体系受到所谓LO牵引(pulling)问题的影响。尽管在发射机设计中采用了各种屏蔽技术，强PA输出仍会耦合至用于产生LO信号的压控振荡器(VCO)电路，并因而干扰LO频谱(即所谓的“LO牵引”)。如果干扰远离LO频率则LO牵引的现象会减弱。通常使用频率为二倍于载波频率的VCO电路，后面是二次分频电路。这样可以通过倍增VCO频率来解决LO牵引问题。 

不过，如果PA需要与RF收发机集成在同一芯片中，例如在蓝牙应用中，那么另一称为VCO再调制的机制会出现。PA输出的二次谐波会调制VCO电路，导致3倍于IF输入频率的载波偏移的RF杂散(spur)。原则上，VCO频率不会是载波频率的整数倍，反之亦然。一个可行方案是实现很复杂的LO生成方案，使得VCO频率是载波频率的一个分数(例如43)。 

发明内容

本发明的一个目的是提供一种混频器电路和混频方法，来实现灵活、有效的发射机或接收机体系。 

此目的通过一种混频器电路和一种频率转换方法实现。 

于是提出了双模混频器概念，其能够构造为谐波排除模式或者构造为分谐波模式。当应用于下变频时，分谐波混频器将处在LO频率的3次和5次谐波的RF输入频率变换或转换至基带频率，从而消除了DC偏移的问题。所提出的方案还对难于实现VCO和分频器的高频应用有利，因为分谐波混频器所需的LO可以只是目标RF频率的三分之一或五分之一。通过将第一本机振荡器信号和至少一个第二本机振荡器信号中的一个极性改变，原来的分谐波混频器电路可以操作为谐波排除混频器。这扩展了混频器电路的RF范围，使其能够用于多标准应用。 

当应用于上变频时，可以使用奇次谐波混频器来消除VCO再调制问 题，而无需三倍频器。因而能够显著降低芯片面积及功耗。 

根据第一方面，第一本机振荡器信号可以为50％占空比信号，至少一个第二本机振荡器信号可以是25％占空比信号。 

根据第二方面，第一本机振荡器信号可以对应于四分频电路所产生的四个相位中的第一相位，所述至少一个第二切换装置可以包括两个切换装置，这两个切换装置分别按照由所述四分频电路产生的四个相位中的第二相位、第三相位进行切换。 

所提出的混频器电路可以配置成作为下变频器或者上变频器操作，从而也可以用于接收机电路和发射机电路。 

附图说明

下面参照附图对本发明的实施例进行详细说明，其中： 

图1示出实现了本发明的一种直接变频接收机体系的示意框图； 

图2示出根据一个实施例的谐波排除模式的混频器电路； 

图3示出了根据一个实施例的混频器电路中的本机振荡器波形； 

图4示出实现了本发明的一种直接变频发射机体系的示意框图； 

图5示出与图2类似的示意电路图，其中带有极性相反的本机振荡器信号以得到分谐波模式； 

图6示出分谐波模式下的本机振荡器波形； 

图7示出用于上变频的处于分谐波模式下的混频器电路的示意电路图； 

图8示出根据一个实施例的具有分谐波混频器电路的发射机的示意框图； 

图9示出根据一个实施例的谐波排除混频器电路； 

图10示出谐波排除信号生成的波形；以及 

图11示出分谐波混频器的波形。 

具体实施方式

下面根据用于无线系统中直接变频接收机和发射机体系的混频器电路对本发明的各种实施例进行说明。 

图1示出实现了该实施例的一种直接变频接收机的示意框图。该接收机体系包括用于接收目标RF频谱的RF天线10，其中目标RF频谱在被分入上部支路和下部支路以分别分离出接收信号的I分量和Q分量之前由带通滤波器20滤波并提供给低噪声放大器(LNA)30。在上部支路中，接收信号被提供给第一混频器电路40，其中由压控振荡器(VCO)60和相移电路50生成的同相本机振荡器信号被提供给第一混频器电路40，用来提取I分量。混频器输出信号被提供给低通滤波器70，然后经过可变增益放大器(VGA)80提供至模/数转换器(ADC)90以产生数字I输出。类似地，接收信号被提供至第二混频器电路42，其中由本机振荡器电路向第二混频器电路42提供正交相位本机振荡器信号以生成Q分量，所述Q分量经低通滤波器72滤波并经过VGA 82提供至ADC 92以得到数字Q分量。 

于是本机振荡器电路包括VC060，其输出信号被提供至相移电路50，以生成同相和正交相位本机振荡器信号。 

根据所提出的实施例，提出了用于频率变换的双模谐波排除和分谐波混频器，取决于至少一个本机振荡器信号或分量的切换极性，所述混频器可以构造为奇次谐波排除混频器或者分谐波混频器。当分谐波混频器作为接收机中的下变频混频器进行操作时，如图1所示，其排除本机振荡器基频的RF，同时将RF输入中本机振荡器信号的3次和5次谐波下变频到基带。当分谐波混频器作为发射机中的上变频混频器操作时，其将基带输入上变频为仅为本机振荡器的3次和5次谐波的RF。这样的分谐波混频器可以容易地应用于RF片上系统(SoC)，其中PA与RF收发机集成在同一芯片中，从而消除前文提到的现有技术发射机中的VCO再调制问题。 

于是，所提出的混频器电路具有两种工作模式，即谐波排除模式和分谐波模式。通过反转本机振荡器信号或分量的极性，可以将谐波排除混频器切换为分谐波模式。 

图2示出处于谐波排除模式的根据第一实施例的混频器电路的示意电路图。该混频器电路包括两个NMOS(N沟道金属氧化物半导体)开关核心(core)，其中上部开关核心包括晶体管T_c1、T_c2、T_c3和T_c4，分别对此四个晶体管提供50％占空比的正极性(CLK_P)或负极性(CLK_N)的本机振荡器信号。下部开关核心包括晶体管T_r1、T_r2、T_r3和T_r4，分别对此四个晶体管提供25％占空比的正极性(Roof_P)或负极性(Roof_N)的本机振荡器信号。通过将下部开关核心中的晶体管宽度设置为上部开关核心中晶体管宽度的√2倍，并将下部开关核心的电阻设置为上部开关核心的1/√2倍，则当上、下部开关核心都接通时，下部开关核心中产生的电流是上部开关核心中所产生电流的√2倍。由于电流在输出端累加，所以输出波形IF_P和IF_N的包络模拟成正弦波形，从而在将输入RF信号RF_P和RF_N转换到基带的同时排除了频率为本机振荡器的3次和5次谐波的RF干扰。 

图3示出了正、负的50％和25％本机振荡器信号以及所产生的图2混频器电路的输出信号IF_P的示意波形。由于上述上部和下部开关核心具有不同的电流值，可以得到混频器电路的输出信号100的不同步长，以优化对正弦波形110的模拟。 

图4示出了根据第二实施例的直接变频发射机的示意框图。与上述直接变频接收机体系类似，由于高集成选项而将直接上变频引入发射机体系的很多应用中。如图4所示，LO频率等于载波频率，从而避免了双重上变频体系中采用的任何中间上变频。因此镜频问题不再存在，也避免了在PA 220之前提供高品质因数离散RF滤波器。在图4的发射机体系中，将基带I和Q分量提供给各个混频器电路240、242，其中由VCO 260生成的本机振荡器信号的同相分量和正交分量施加给混频器电路240、242。通过相移电路250来得到所需的相移。两组混频器输出信号通过累加器电路230累加，并提供给PA 220以通过无线传输信道发射。 

图7示出了图4中混频器电路240和242的示例，其对应于图2的示意电路图，其中通过适当地选择50％本机振荡器信号CLK_P、 CLK_N和25％本机振荡器信号Roof_N、Roof_P来执行上变频，以生成RF传输输出信号RF_P和RF_N。与图2的混频器电路相反，现以相反的极性施加到25％本机振荡器信号，使得混频器电路由谐波排除模式切换为分谐波模式。还可以使用该分谐波混频器来得到图4所示的发射机电路中的上变频。与下变频相反，该混频器电路将IF输入上变频为仅为本机振荡器信号的3次和5次谐波的RF信号。如果通过VCO 260得到的本机振荡器信号的频率被仔细选择为RF信号载波频率的4/3倍，则可以消除VCO再调制问题。额外的电路仅需要产生25％占空比本机振荡器信号。由于这可以由工作在低频范围的数字电路实现，于是同基于三倍频器的传统方案相比，可以显著降低功耗和芯片面积。 

如上所述，通过反转图2所示下部开关核心的25％占空比本机振荡器信号的极性，可以将谐波排除模式切换为分谐波模式。 

图5示出了图2混频器电路的示意电路图，其中与图7类似，25％占空比本机振荡器信号的极性被反转。于是可以将混频器电路从谐波排除模式切换为图1所示接收机电路中的分谐波模式。 

图6示出了25％和50％占空比本机振荡器信号、及其所产生的混频器电路的输出电流的波形，其中所得到的输出电流是通过从上部开关核心产生的电流中减去下部开关核心产生的电流而得到的。在混频器电路工作在分谐波模式的情况下，等效本机振荡器波形的频谱为奇对称并且周期为T。相应的傅立叶级数近似如下： 

$F\≅b_1\·\sin \mathrm{\ωt}+b_3\·\sin 3\mathrm{\ωt}+b_5\·\sin 5\mathrm{\ωt}+b_7\·\sin 7\mathrm{\ωt}+b_9\·\sin 9\mathrm{\ωt},$ 其中ω＝2π/T。 

计算系数得到b₁＝0，b₃＝8/3π，b₅＝8/5π，b₇＝0，b₉＝0。可以看到傅立叶级数的系数b₁、b₇和b₉为零。这表明，在频率变换/转换期间，该分谐波混频器会完全排除处在本机振荡器频率的基频、7次和9次谐波的RF信号。与谐波排除模式相反，在分谐波模式下，在接收机电路中会把频率为本机振荡器的3次和5次谐波的RF信号转换到基带，或者在发射机电路中把基带信号转换为3次和5次谐波。由于3次谐波和5次谐波之间的距离较大，可以使用RF预选滤波器来排除 不需要的阶次谐波的RF干扰。这使得能够在实际应用中自由选择3次谐波或5次谐波。注意，选择3次谐波能够获得更高的转换增益。 

图8示出了一种发射机电路的示意框图，该发射机电路包括VCO 310，其生成要提供至四分频电路320的本机振荡器频率f_VCO＝4/3f_C，在四分频电路320中生成了具有正极性和负极性的本地振荡器信号的四个相位。将这四个相位提供给波形组合电路330，波形组合电路330生成提供给混频器电路340的期望波形，所述混频器电路340可以对应于图7所示混频器电路或者后文将参照图9说明的另一类型的混频器电路。 

在图8所示的发射机体系中，由混频器电路340对具有正极性和负极性的同相和正交相位基带信号进行上变频，以得到提供至PA350来经由传输信道发射的正极性和负极性的RF信号。根据此实施例，波形组合电路330具有模式选择输入MS，通过模式选择输入MS可以将混频器电路340在谐波排除模式和分谐波模式之间进行切换。在这种情况下，当把混频器电路340应用于发射机时，设置模式选择输入MS以确保混频器电路340操作为分谐波混频器来进行上变频。然而，通过提供可控波形组合电路330，也可以在一个接收机电路中将混频器电路340实现为两种模式。 

图9示出根据第三实施例的可以用作图8所示混频器电路340的混频器电路的示意电路图。另外，图9示出了由VCO 310生成的本地振荡信号fVCO以及相位信号f0(t)、f1(t)、f2(t)和f3(t)的波形，所述各个相位信号将要通过波形组合器330提供至混频器电路340。如图9所示，提供在混频器电路340中的四个混频器中的每一个都由三个有源变流子混频器实现，对每个子混频器都馈有连接至电源线Vdd的共同电阻性负载，其中所述混频器用于将目标信号的频率从基带变换或转换到IF。 

图9所示3个子混频器中的每一个都通过缩放输入装置接收相同的基带输入BB。每个子混频器中的开关都受到四个相位分量之一的驱动，其中所述四个相位分量由四分频电路320基于本机振荡器信号产生。每个子混频器产生具有期望的谐波的典型方波响应。然而， 当信号在上述连接至电源电压Vdd的电阻处累加时，基带信号被有效地倍乘以3级的幅值量化的信号波，该幅值量化的信号波理想地不具有3次或5次谐波内容。使用四个有效相位分量f0(t)至f3(t)中的三个来生成I、Q本机振荡器信号。在图9的示例中，三个相位分量f1(t)、f2(t)和f3(t)被提供至子混频器。由图9可见，中间的子混频器产生的电流为左侧和右侧子混频器的电流的√2倍。 

图10示出了提供至子混频器的三个相位信号、以及在右上方晶体管处得到的作为输出信号IF+的输出信号fLO(t)的波形。于是，根据相位信号f1(t)至f3(t)切换的全部电流的累加产生类似于图3的正弦波信号。 

另外，由图9右上方可见，波形组合电路330可以由模式选择输入MS控制，来将直接相位分量f1(t)或反转相位分量f1(t)提供至混频器电路340的各个子混频器。类似地，取决于模式选择输入MS，第三相位信号可以输出为直接信号f3(t)或者反转信号f3(t)。然而，在此示例中，模式选择输入MS对第二相位信号f2(t)的输出没有影响。通过切换第一相位分量f1(t)和第三相位分量f3(t)的极性，可以将混频器电路340从图10的谐波排除模式切换成分谐波模式。 

图11示出了三个已选相位分量f1(t)到f3(t)以及通过图9的三个子混频器得到的组合输出信号的波形，其中从较高的第二相位分量√2f2(t)中减去第一相位分量f1(t)和第三相位分量f3(t)，以得到反映分谐波模式的输出信号fLO(t)。 

可以将混频器电路340结合波形组合电路330以灵活的方式应用于具有期望操作模式的发射机和接收机体系中。图2、图5和图7的混频器电路所需的50％占空比和25％占空比本机振荡器信号也可以由波形组合电路330通过适当组合从四分频电路320输出的各个相位分量来生成。 

本发明可以应用于各种工作在多频带下的多模式接收机或发射机。当所提出的混频器电路被构造为谐波排除混频器时，可以用在例如移动电视(TVoM)应用中作为混频器核心，其中所述移动电视应用需要排除3次和5次谐波。通过切换本机振荡器信号的各个分量(例 如25％占空比本机振荡器信号或第一相位信号f1(t)和第三相位信号f3(t)，或其它任何适当的本机振荡器信号或分量)的极性，所提出的混频器还可以用作2G和3G应用或其它应用的混频器核心，来消除直流偏移的问题。 

另外，如果难以获得工作在60GHz或更高的高频VCO和分频器电路，则分谐波混频器自身也可以应用于甚高频应用(如60GHz收发机)。与偶次谐波混频器相反，所提出的奇次谐波混频器中的本机振荡器能够工作在目标RF频率的五分之一频率上，从而显著节省功耗。另外，所提出的分谐波混频器还可以应用于需要将PA与RF收发机集成在同一芯片中的RF SoC应用，以消除发射机中的VCO再调制问题。 

然而，其它的占空比和相位关系同样可以应用于上述本机振荡器信号，来产生适用于所提出的极性切换的本机振荡器信号。因而在所附权利要求的范围内可以改变优选实施例。 

最后，重要的是，注意在说明书(含权利要求书)中使用的术语“包括”或“包含”是用于表示所指特征、装置、步骤或组件的存在，而不是排除一个或更多其它特征、装置、步骤、组件或其组合的存在或添加。另外，用在权利要求中的元件前的词“一个”并不排除多个此种元件的存在。任何参考标号都不对权利要求的范围构成限制。 

Claims (9)

1.一种混频器电路，用于转换输入信号的频率，所述混频器电路包括：

第一切换装置，用于根据第一本机振荡器信号来转换所述输入信号的频率；

至少一个第二切换装置，用于根据至少一个第二本机振荡器信号来转换所述输入信号的频率，其中所述至少一个第二本机振荡器信号具有小于第一本机振荡器信号的占空比，或者相对于第一本机振荡器信号具有分别预先确定的相移；

累加装置，用于对由所述第一切换装置和第二切换装置生成的输出电流进行累加；以及

切换控制装置，用于响应于控制输入来对所述第一本机振荡器信号和所述至少一个第二本机振荡器信号中的一个的极性相对于另一个进行切换，以在谐波排除模式和分谐波混频模式之间切换所述混频器电路。

2.根据权利要求1所述的混频器电路，其中所述第一本机振荡器信号是占空比为50％的信号，所述至少一个第二本机振荡器信号是占空比为25％的信号，二者具有重合的脉冲中心。

3.如权利要求1所述的混频器电路，其中所述第一本机振荡器信号对应由四分频电路生成的四个相位中的第一相位，所述至少一个第二切换装置包括两个切换装置，所述两个切换装置分别按照由四分频电路生成的四个相位中的第二相位、第三相位来转换所述输入信号的频率。

4.如前述任一权利要求所述的混频器电路，其中所述混频器电路被构造为作为下变频器操作。

5.如权利要求1至3之一所述的混频器电路，其中所述混频器电路被构造为作为上变频器操作。

6.一种包括如前述任一权利要求所述的混频器电路的收发机模块，其集成在单个芯片中。

7.一种包括根据权利要求5的混频器电路的发射机。

8.一种包括根据权利要求4的混频器电路的接收机。

9.一种频率转换的方法，包括；

根据第一本机振荡器信号来转换输入信号的频率；

根据至少一个第二本机振荡器信号来转换所述输入信号的频率，其中所述至少一个第二本机振荡器信号具有小于第一本机振荡器信号的占空比，或者相对于第一本机振荡器信号具有分别预先确定的相移；

对根据所述第一本机振荡器信号和至少一个第二本机振荡器信号进行频率的转换所得到的输出信号进行累加；以及

响应于控制输入来对所述第一本机振荡器信号和所述至少一个第二本机振荡器信号中的一个的极性进行切换，以在谐波排除模式和分谐波混频模式之间切换所述混频器电路。

Images