CN1297981C - 校正偏移的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种校正偏移设备包括把记录在光盘(1)上的数据转换成电信号的光学拾取(2)；AD转换器(3)，使再现信号对于与再现信号的位周期同步的每个时钟而量化，并对于每个时钟顺序输出信号作为经量化的数据列；加法器(4)，把偏移调节量加到作为输入信号的经量化的数据列上；维特比解码器(6)，为了二进制化而在偏移调节之后在信号上执行维特比解码；以及偏移校正值运算单元(7)，计算偏移调节量，以致使幸存路径和合并到维特比解码器(6)中的幸存路径中的另一个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值而得到的一个值最小。

Description

校正偏移的设备和方法

技术领域

本发明涉及在记录媒体上产生数据的一种技术，尤其涉及一种偏移校正技术，用于适当地控制添加到输入信号的低频信号。

背景技术

近年来，已经有效地研究和开发了诸如由DVD(数字通用盘)代表的磁盘设备或光盘设备之类的高密度和大容量的盘设备。由于这种盘设备已经达到较高的密度，所以PRML(部分响应最大似然性)检测方案已经成为信号处理技术改进再现数据的误码率所不可缺少的。众所周知，组合部分响应波形均衡与最大似然性检测的这个方案考虑从盘到作为“编解码器”的最大似然性检测器的输入的频率特性，并用波形均衡来校正再现信号，接着再用最大似然性检测进行解码。

当在再现以高密度记录在光盘上的信息的情况中，在码元间干扰对于较低再现幅度变得重要的情况中，以及在再现信号的高频分量的SN比(信噪比)变差而使误码率恶化的情况中，PRML检测特别有效。例如，在最大似然性检测方案中，相对于输入到最大似然性检测器的幅度信息列以及具有约8-位经量化的位数而从所有的码型(pattern)中选择一码型，该码型使相对于输入数据和从编解码器的特性得到的理想预期值之间的误差的误差平方的总和减小。同时，根据电路尺寸和操作速度，在实际电路中执行上述处理是有困难的。因此，通常使用所谓“维特比解码”的一种算法来执行处理。

作为组合部分响应波形均衡和如上所述维特比解码的PRML检测的一个例子，日本专利公开第6-243598号建议PRML检测，所述PRML检测使用具有通过维特比解码器假设的孤立标志的脉冲响应的比值(1∶2∶1)的PR(1，2，1)特性。

另一方面，一般事先通过RLL(游程长度受限)码对记录在光盘上的数据进行编码作为记录码。已经建议了多种码，求和地说，特征在于限制位于一些1之间的一些0的数目。一般把这个限制称为(d，k)限制，并通过(d，k)RLL码等来表示。(d，k)限制的意思是位于一些1之间的一些0的数目必定不小于d和不大于k。一般，在把数据调制成RLL码之后，还经过NRZI转换。NRZI转换是一种方案，每当在NRZI转换之前在数据中检测到1时，就使1反相。通过使NRZI转换与(d，k)RLL组合，把最小反相间隔设置成(d+1)，同时把最大反相间隔设置为(k+1)。在d＝1和k＝7的(1，7)RLL码的例子中，位于一些1之间的一些0的数目不小于1和不大于7。因此，在NRZI转换之后，把最小反相间隔设置成2，并把最大反相间隔设置成8。组合最小反相间隔的限制和PRML检测的一种检测方案作为在解码误码率中得到进一步改进的一种方案是极有效的。日本专利公开第7-122000号示出组合不小于2的最小反相间隔的特性和使用PR(1，2，1)的PRML检测的一种检测方案。

虽然上述维特比解码(最大似然性解码)是使变差的SN恢复的高度有效的手段，但是它只对于在再现信号上重叠了白噪声的一种例子有效。当直流电平起伏时，性能大大地变差，即，引起了低频噪声，如同在一般的二进制检测方案中那样。

例如，把直流电平起伏，即，低频噪声，赋予盘衬底或媒质，或通过信号再现系统中的高通滤波器除去诸如(d，k)RLL码+NRZI转换之类的记录码中的低频分量。此外，出现盘上的一个标志的占空系数偏差，即，所谓的“不对称”，也会引起直流电平起伏。

在传统上，已经建议了防止由于直流电平起伏而引起的维特比解码性能变差的数种技术。例如，在日本专利公开第6-325504号中示出针对防止由于直流电平起伏而引起的维特比解码性能变差的一种方案，检测再现信号电平在中心电平上变化的过渡码型，并使用在该码型中的幅度数据来校正直流偏移。

此外，在日本专利公开第10-172238号中示出的一种方案中，检测输入取样值和参考电平之间的误差，使用来自维特比解码器的信息来获取对应于维特比解码的幸存路径(所选择路径)的误差。然后，使用n个误差的平均值作为直流偏移校正值。

如果盘上的标志的占空系数偏差，即，所谓的“不对称性”，正在导致直流电平起伏，显然，产生了重叠在高频信号上的直流分量的比例和重叠在低频信号上的直流分量的比例之间的差。此外，当信号具有较高频率时，直流电平趋向于要偏移。因此，如在图7中所示，眼睛码型再现了一种波形，在该波形中，眼睛的中心偏离幅度中心。在白噪声重叠在这种再现信号上的一个例子中，当在图7中箭头表示的定时处使再现信号量化时，在幅度直方图中观察到直方图的每个顶峰显然具有独立的偏移，如可以从图8看到。

当对于这种信号的偏移作出校正的尝试时，在日本专利公开第6-325504号和日本专利公开第10-172238号中揭示的方案不考虑由于不对称性引起的直流偏移偏差。因此，没有达到最优化的直流偏移调整。

发明内容

本发明的目的是提供一种校正偏移设备和方法，用于执行控制以致在维特比解码后达到直流偏移值为的是在实质上得到最佳误码率。

本发明的另一个目的是提供具有简化的配置的一种校正偏移设备和方法，用于在维特比解码后在实质上得到最佳误码率。

根据本发明的一种校正偏移设备包括：偏移调节单元，用于把一个偏移调节量加到输入信号上；维特比解码单元，用于使通过偏移调节单元执行偏移调节之后的输入信号经过为了二进制化的维特比解码；以及连接到偏移调节单元和维特比解码单元的计算单元，用于计算偏移调节量以致使所得到的一个值最小，所述所得到的值是通过把幸存路径和合并到维特比解码中的幸存路径的另一个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值而得到的。

计算单元可以计算偏移调节量，使得即使诸如不对称等任何因素引起直流电平起伏，实质上也达到最佳误差。结果，可以提供能够校正直流偏移的一种校正偏移设备。

最好，计算单元包括一个单元，用于通过从当前偏移调节量减去通过使规定系数乘以一个值(所述一个值是通过把幸存路径和另一个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值得到的)的瞬时微分值得到的值而计算偏移调节量。

计算单元计算偏移调节量，以致使通过把合并在维特比解码单元中的两个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值而得到的值最小。换言之，使用计算单元来选择规定系数，从而可以把偏移校正的带宽设计成所要求的值。结果，可以提供具有简化的配置和能够校正直流偏移的一种校正偏移设备。

尤其，输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把维特比解码单元假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，以及把维特比解码单元的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数。当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算幸存路径和另一个路径之间的路径量度差。

采用简化的配置，可以计算在维特比解码单元中合并的两个路径之间的路径量度差。

更好，计算单元包括用于计算偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的一个单元，其中分别通过x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最后输入信号、对应于-0.5α的最后输入信号、对应于+0.5α的最后输入信号、对应于+α的最后输入信号以及规定常数。

采用简化的配置，可以使用在维特比解码单元中合并的两个路径之间的路径量度差的标准偏差来计算偏移调节量。

更好，计算单元包括计算偏移调节量使之满足x＝-(A+3B+3C+D)/8的一个单元，其中分别通过x、A、B、C和D来表示调节量、在通过高频截止滤波器之后对应于维特比解码预期值-α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于-0.5α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于+0.5α的输入信号以及在通过高频截止滤波器之后对应于+α的输入信号。

具有使用高频截止滤波器的配置，可以使用在维特比解码单元中合并的两个路径之间的路径量度差的标准偏差来计算偏移调节量。

更好，校正偏移的设备还包括连接到偏移调节单元的前面级的低频截止滤波器。

校正偏移，为的是补偿通过低频截止滤波器丢失的码的低频分量。可以得到好象已经单独除去再现信号的低频噪声的一种操作，并且可以进一步降低解码误差。

根据本发明的另一个方面的一种校正偏移方法包括下列步骤：通过把偏移调节量加到输入信号而调节偏移；在偏移调节步骤中调节偏移之后，在输入信号上为了二进制化而执行维特比解码；以及计算偏移调节量，以致使通过把幸存路径和在维特比解码步骤中合并到幸存路径中的另一个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值而得到的一个值最小。

在计算步骤中，可以计算偏移调节量，使得即使诸如不对称等任何因素引起直流电平起伏，实质上也达到最佳误差。结果，可以提供能够校正直流偏移的一种校正偏移方法。

最好，计算步骤包括计算通过从当前偏移调节量减去通过使规定系数乘以一个值(所述一个值是通过把幸存路径和另一个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值得到的)的瞬时微分值得到的值而计算偏移调节量的步骤。

在计算步骤中，计算偏移调节量，以致使通过把合并在维特比解码单元中的两个路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值而得到的值最小。换言之，在计算步骤中，通过选择规定系数，可以把偏移校正的带宽设计成所要求的值。结果，具有简化的配置，能够提供校正直流偏移的一种校正偏移方法。

更好，输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把在维特比解码步骤中假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，以及把维特比解码步骤中的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数。当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算幸存路径和另一个路径之间的路径量度差。

具有简化的配置，可以计算在维特比解码步骤中合并的两个路径之间的路径量度差。

更好，计算步骤包括用于计算偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的步骤，其中分别通过x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最后输入信号、对应于-0.5α的最后输入信号、对应于+0.5α的最后输入信号、对应于+α的最后输入信号以及规定常数。

采用简化的配置，可以使用在维特比解码步骤中合并的两个路径之间的路径量度差的标准偏差来计算偏移调节量。

更好，计算步骤包括计算偏移调节量使之满足x＝-(A+3B+3C+D)/8的步骤，其中分别通过x、A、B、C和D来表示调节量、在通过高频截止滤波器之后对应于维特比解码预期值-α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于-0.5α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于+0.5α的输入信号以及在通过高频截止滤波器之后对应于+α的输入信号。

使用了高频截止滤波器，可以使用在维特比解码步骤中合并的两个路径之间的路径量度差的标准偏差来计算偏移调节量。

从下面结合附图的本发明的详细描述中，对本发明的上述的和其它目的、特性和优点将更为明了。

附图说明

图1是方框图，示出本发明的一个实施例。

图2是方框图，示出偏移校正值运算单元的一个实施例。

图3是方框图，示出偏移校正值运算单元的另一个实施例。

图4是方框图，示出本发明的另一个实施例。

图5是示出SAM的SAM值的直方图。

图6是经量化数据的幅度的直方图，用于说明本发明的算法的推导。

图7是眼睛型式(eye pattern)，示出本发明要解决的一个问题。

图8是经量化数据的幅度的直方图，用于说明本发明要解决的问题。

具体实施方式

下面，将参考附图描述本发明的实施例。要注意，在附图中，相同的标号指相同或相应的部件，它们的记号和功能也是相同的。因此，将不重复这些内容的说明。

第一实施例

下面，将参考附图描述本发明的第一实施例。

图1是方框图，示出根据本发明的校正偏移设备的配置。在图1中，通过光学拾取2把记录在光盘1上的数据转换成电信号，并输入到AD转换器3。AD转换器3使再现信号对于与再现信号的位周期同步的每个时钟而量化，并对于每个时钟顺序输出信号作为经量化的数据列。即，顺序地提供给AD转换器3的一个块作为对于每个时钟操作的数字电路。AD转换器3的输出的偏移，即，经量化的数据列，是通过用于调节直流偏移的加法器4校正的，并通过均衡电路5来校正其频率特性。然后把AD转换器3的输出输入到维特比解码器，并为了二进制化而通过维特比解码器6经过最大似然性解码。

把二进制化数据(经解码的数据)作为经解码的数据输出到高-阶装置(未示出)，并同时输入到偏移校正值运算单元7。此外，把偏移校正之前的经量化的数据列也输入到偏移校正值运算单元7。偏移校正值运算单元7使用这些输入来运算偏移校正值，并把值输入到加法器4。加法器4调节直流偏移，使之实质上达到最佳误码率。本发明的特征在于偏移校正值运算单元7的配置。

下面，虽然将描述偏移校正值运算单元7的详细配置，但是目前将首先参考算法的推导来描述本发明的配置的开发。

[算法的推导]

在导出一种方法的过程中(所述方法用于运算在维特比解码之后达到最佳误码率的偏移校正值)，使用称之为SAM(顺序的幅度裕度)的一个概念。例如，可以用具有简化配置(被称为“量度裕度”)的一个电路来运算SAM。SAM是幸存路径的路径量度和合并到幸存路径中的另一个路径的路径量度之间的差。当差较大时，已经用较大的裕度确定幸存路径。即，解码误差的概率较低。因此，作为替代误码率的评估指示器，SAM是有用的。

SAM相对于具有噪声重叠的再现信号展现出如图5所示的分布。通过寻找SAM的值变成负值时的概率，可以得到近似的解码误码率。因此，SAM的分布的标准偏差σ(或方差σ²)越小，误码率就越佳。虽然SAM的平均值μ根据再现信号的幅度而变化，但是标准偏差σ随平均值μ的增加而变成更大，再有，SAM变成负值的概率很难改变。因此，假设本算法作为一种方案，用于控制直流偏移，使得通过使[公式1]中示出的SAM的标准偏差σ除以[公式2]中示出的SAM的平均值μ而得到的一个值最小，即，使[公式3]最小。

[公式1]

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{SAM}}_i}^2-\frac{{\left(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i\right)}^2}{n}}{n}$

[公式2]

${\mathrm{\μ}}^2={\left(\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i}{n}\right)}^2$

[公式3]

${\left(\frac{\mathrm{\σ}}{\mathrm{\μ}}\right)}^2=\frac{n}{{\left(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i\right)}^2}\·\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{SAM}}_i}^2-1$

[计算SAM的简化方法]

虽然本发明的算法推导使用SAM的概念，但是不使用通过正常运算得到的SAM，而是使用下面所示的简化的SAM。简化的SAM涉及运算SAM的一种方法，假设当限定到特定码型时只为正确的码型提供一个错误码型。

下面，将描述推导本发明算法的一个过程，特别考虑在维特比解码中的简化的SAM，假设把记录码的最小反相间隔设置成至少为2，而把PR特性设置为PR(1，2，1)。

在假设把记录码的最小反相间隔设置成至少为2，而把PR特性设置为PR(1，2，1)的维特比解码中，可以相对于下面的4种码型考虑简化的SAM，假设把通过解码得到的没有误差的码型表示为正确码型，并把有误差的码型表示为错误码型。

(当把正确码型设置为“00111”时)

下面，通过SAM1来表示这个码型的简化的SAM。假设在该情况中的错误码型是“00011”。

这里，相对于正确码型的维特比解码器预期的理想输入(预期值)是[-α，-α，-0.5α，+0.5α，+α]。因此，把正确码型的路径量度Pt表示如下，当通过P表示Pt前面的路径量度时，通过y_i来表示维特比解码器的当前输入，通过y_i-1来表示前面有1个时钟的维特比解码器输入，通过y_i-2来表示前面有2个时钟的维特比解码器输入，通过y_i-3来表示前面有3个时钟的维特比解码器输入，以及通过y_i-4来表示前面有4个时钟的维特比解码器输入。

[公式4]

Pt＝P+(-α-y_i-4)²+(-α-y_i-3)²+(- 0.5α-y_i-2)²

                       +(0.5α-y_i-1)²+(α-y_i)²

另一方面，错误码型的预期值是[-α，-α，-α，-0.5α，+0.5α]。因此，当通过Pe表示错误码型的路径量度时，表示Pe如下。

[公式5]

Pe＝P+(-α-y_i-4)²+(-α-y_i-3)²+(-α-y_i-2)²

                       +(-0.5α-y_i-1)²+(0.5α-y_i)²

因此，建立了下面的关系式。

[公式6]

SAM1_i＝Pe-Pt＝α(y_i-2+2y_i-1+y_i)

这里，当通过x表示偏移校正值时，通过u_i表示当前偏移重叠之前的经量化的数据，通过u_i-1表示前面有1个时钟的偏移重叠之前的经量化的数据，通过u_i-2表示前面有2个时钟的偏移重叠之前的经量化的数据，可以得到下面的公式。

[公式7]

SAM1_i＝Pe-Pt＝α(y_i-2+2y_i-1+y_i)

在理想状态中，通过a_i来表示开始应该设置为-α的一个值，通过b_i来表示开始应该设置为-0.5α的一个值，通过c_i来表示开始应该设置为+0.5α的一个值，以及通过d_i来表示开始应该设置为+α的一个值。这些值a_i、b_i、c_i和d_i展现出一种分布，在该分布中，由于噪声等，它们的平均值分别达到A、B、C和D，如图6中示出的经量化数据列的幅度直方图。

如果已知SAM1码型，则建立下面的关系式。

[公式8]

u_i-2＝b_i，u_i-1＝c_i，u_i＝d_i

因此，得到下面的公式。

[公式9]

SAM1_i＝4αx+α(u_i-2+2u_i-1+u_i)＝4αx+α(b_i+2c_i+d_i)

(当把正确码型设置为“11100”时)

下面，通过SAM2来表示这个情况的简化的SAM。当假设这个情况中的错误码型为“11000”时，正确码型的预期值为[+α，+α，+α，+0.5α，-0.5α]，而错误码型的预期值是[+α，+α，+0.5α，-0.5α，-α]。因此，可以按相似的方式得到下面的公式。

[公式10]

SAM2_i＝α(y_i-2+2y_i-1+y_i)＝4αx+α(b_i+2c_i+d_i)

(当把正确码型设置为“00011”时)

下面，通过SAM3来表示这个情况的简化的SAM。当假设这个情况中的错误码型为“00111”时，正确码型的预期值为[-α，-α，-α，-0.5α，+0.5α]，而错误码型的预期值是[-α，-α，-0.5α，+0.5α，+α]。因此，可以按相似的方式得到下面的公式。

[公式11]

SAM3_i＝-α(y_i-2+2y_i-1+y_i)＝-{4αx+α(a_i+2b_i+c_i)}

(当把正确码型设置为“11000”时)

下面，通过SAM4来表示这个情况的简化的SAM。当假设这个情况中的错误码型为“11100”时，正确码型的预期值为[+α，+α，+0.5α，-0.5α，-α]，而错误码型的预期值是[+α，+α，+α，+0.5α，-0.5α]。因此，可以按相似的方式得到下面的公式。

[公式12]

SAM4_i＝-α(y_i-2+2y_i-1+y_i)＝-{4αx+α(a_i+2b_i+c_i)}

[使用简化的SAM的算法推导]

当考虑限于简化的SAM的SAM时，SAM包括SAM1、SAM2、SAM3和SAM4。这里，4个码型的每一个的出现概率实质上是相同的。因此，可以考虑[公式3]中的n个SAM的添加为n/4(SAM1+SAM2+SAM3+SAM4)的添加。

[公式13]

$\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i=\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{SAM}1}_i+{\mathrm{SAM}2}_i+{\mathrm{SAM}3}_i+{\mathrm{SAM}4}_i)$

同时，a的平均值是A，b的平均值是B，c的平均值是C以及d的平均值是C。因此建立了下面的关系式。

[公式14]

$\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i=\frac{n}{4}A,\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i=\frac{n}{4}B,\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i=\frac{n}{4}C,\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i=\frac{n}{4}D$

通过[公式15]中示出的变换可以求和这些公式。这里，[公式15]变成不具有x的常数项，而使[公式3]最小的x等效于使SAM的方差σ²([公式1])最小的x。

[公式15]

$\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i=\frac{\mathrm{n\α}}{2}(-A-B+C+D)$

另一方面，可以考虑[公式3]中的n个(SAM的平方)的添加为n/4{(SAM1的平方)+(SAM2的平方)+(SAM3的平方)+(SAM4的平方)}的添加。当SAM1等于SAM2和SAM3等于SAM4时，在[公式16]中示出的变换和求和是可能的。

[公式16]

$\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{SAM}}_i}^2=\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}({{\mathrm{SAM}1}_i}^2++{{\mathrm{SAM}2}_i}^2+{{\mathrm{SAM}3}_i}^2+{{\mathrm{SAM}4}_i}^2)$

$=\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}({{\mathrm{SAM}1}_i}^2+{{\mathrm{SAM}3}_i}^2)+\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}({{\mathrm{SAM}2}_i}^2+{{\mathrm{SAM}4}_i}^2)$

$=2\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}\left({(4\mathrm{\αx}+(a_i+{2b}_i+c_i)\mathrm{\α})}^2\right)+{(4\mathrm{\αx}+(b_i+{2c}_i{d}_i)\mathrm{\α})}^2$

$=2\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}({\left(4\mathrm{\αx}\right)}^2+{8\mathrm{\α}}^2(a_i+{2b}_i+c_i)x+{\left((a_i+{2b}_i{+c}_i)\mathrm{\α}\right)}^2)\\ +({\left(4\mathrm{\αx}\right)}^2+{8\mathrm{\α}}^2(b_i+{2c}_i+d_i)x+{\left((b_i+{2c}_i+d_i)\mathrm{\α}\right)}^2)\end{array}\right)$

$=2\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}{32\mathrm{\α}}^2{x}^2+{8\mathrm{\α}}^2(a_i+{3b}_i+{3c}_i+d_i)x\\ {+\left((a_i+{2b}_i+c_i)\mathrm{\α}\right)}^2{\left((b_i+{2c}_i+d_i)\mathrm{\α}\right)}^2\end{array}\right)$

$=\frac{n}{2}({32\mathrm{\α}}^2{x}^2+{8\mathrm{\α}}^2(A+3B+3C+D)x)+$

$2\underset{i=1}{\overset{n/4}{\mathrm{\Σ}}}({\left((a_i+{2b}_i+c_i)\mathrm{\α}\right)}^2+{\left((b_i+{2c}_i+d_i)\mathrm{\α}\right)}^2)$

因此，可以对[公式3]进行变换和求和，如在[公式17]中所示。

[公式17]

${\left(\frac{\mathrm{\σ}}{\mathrm{\μ}}\right)}^2=\frac{n}{{\left(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SAM}}_i\right)}^2}\·\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{SAM}}_i}^2-1$

$=\frac{1}{{2\mathrm{\α}}^2{(-A-B+C+D)}^2}({32\mathrm{\α}}^2{x}^2+{8\mathrm{\α}}^2(A+3C+3C+D)x+\·\·\·)-1$

为了找到使[公式3]最小的偏移校正值，使[公式17]相对于x微分，并把系数概括成K。然后，得到下面的公式。

[公式18]

$\frac{d}{\mathrm{dx}}\left({\left(\frac{\mathrm{\σ}}{\mathrm{\μ}}\right)}^2\right)=K(8x+(A+3B+3C+D))$

因此，当假设[公式18]为0和相对于x求解时，在[公式19]中可以得到使[公式3]最小的偏移校正值。

[公式19]

$x=-\frac{1}{8}(A+3B+3C+D)$

此外，相对于[公式3]，当认为在某个常数处的微分值如[公式20]中所示时，可以表示如下。

[公式20]

(σ/μ)²的瞬时微分值＝K(8x+(a_i+3b_i+3c_i+d_i))

如在[公式21]中所示，把瞬时微分值乘以规定的、足够小的系数k，并把所产生的这个值从当前偏移调节值x_i中减去，以找到经更新的偏移调节值x_i+1。因此，偏移校正值逐渐收敛到所要求的值，并且即使直流电平起伏，也可以自适应地控制偏移校正值。

[公式21]

x_i+1＝x_i-k(8x_i+(a_i+3b_i+3c_i+d_i))

此外，当如下所示地分解[公式21]时，就电路而论是方便的。

[公式22]

x_i+1＝x_i-k(8x_i+(a_i+2b_i+c_i)+(b_i+2c_i+d_i))

这里，假设通过G_i来表示在SAM1和SAM2码型的例子中的[u_i-2+u_i-1+u_i]，以及通过H_i来表示在SAM3和SAM4码型的例子中的[u_i-2+u_i-1+u_i]。然后，表示G_i和H_i如下。

[公式23]

G_i＝b_i+2c_i+d_i，H_i＝a_i+2b_i+c_i

因此，给出下面的公式。

[公式24]

x_i+1＝x_i-k(8x_i+H_i+G_i)

[偏移校正值运算单元(第一)]

现在将参考图2描述根据上述算法([公式19])配置的偏移校正值运算单元7。

由等待时间-调节移位寄存器201、寄存器2021、2022、2023、码型检测器207、平均运算单元203、204、205、206、乘法器2081、2082、加法器209、除法器210、以及乘法器211构成图2所示的偏移校正值运算单元7。这些部件的操作如下所示。

等待时间-调节移位寄存器201具有经量化的数据列输入。用规定级数的级联寄存器来构成等待时间-调节移位寄存器201，其作用是调节经量化数据的定时和维特比解码器6的解码等待时间。把等待时间-调节移位寄存器201的输出输入到寄存器2021。使寄存器2021、2022、2023级联成如图所示，以构成移位寄存器。寄存器2021、2022、2023的输出分别对应于上述算法推导中的u_i、u_i-1、u_i-2。

码型检测器207具有从维特比解码器6输入的经解码数据，并检测经解码数据的码型是否符合SAM1、SAM2、SAM3或SAM4的正确码型，或另一方面，是否它们中没有符合的。如果经解码数据的码型与它们中的任何一个符合，则码型检测器207把1输出到SAM1、SAM2、SAM3或SAM4的相应输出。如果它们中没有符合的，则码型检测器207输出0到所有输出。

提供平均运算单元203，使之运算上述算法中的a_i的平均值A，并监测码型检测器207的SAM3、SAM4的输出。当SAM3、SAM4的输出的值达到1时，平均运算单元203取得寄存器2023的值，执行以前取得的值和移动平均的运算，并输出结果。

提供平均运算单元204，使之运算上述算法中的b_i的平均值B，并监测码型检测器207的SAM1、SAM2、SAM3、SAM4的输出。当SAM1、SAM2的值达到1时，平均运算单元204取得寄存器2023的值，当SAM3、SAM4的值达到1时，平均运算单元204取得寄存器2022的值。然后，平均运算单元204执行以前取得的值和移动平均的运算，并输出这个结果。

提供平均运算单元205，使之运算上述算法中的c_i的平均值C，并监测码型检测器207的SAM1、SAM2、SAM3、SAM4的输出。当SAM1、SAM2的值达到1时，平均运算单元205取得寄存器2022的值，当SAM3、SAM4的值达到1时，平均运算单元205取得寄存器2021的值，然后，平均运算单元205执行以前取得的值和移动平均的运算，并输出这个结果。

提供平均运算单元206，使之运算上述算法中的d_i的平均值D，并监测码型检测器207的SAM1、SAM2的输出。当SAM1、SAM2的输出的值达到1时，平均运算单元206取得寄存器2021的值，执行以前取得的值和移动平均的运算，并输出这个结果。

把平均运算单元204的输出输入到乘法器2081，使输出在那里乘以3。把平均运算单元205的输出输入到乘法器2082，使输出在那里乘以3。

把平均运算单元203的输出、乘法器2081的输出、乘法器2082的输出、以及平均运算单元206的输出都输入加法器209，使所有这些输出在那里相加。

把加法器209的输出输入到除法器210，它使输入数据与输出的1/8相乘。把除法器210的输出输入到乘法器211，它使输出乘以-1而使符号反相。

具有上述配置，执行[公式19]中的运算，并把这个值加到经量化的数据列作为实质上达到最佳误码率的偏移校正值。

[偏移校正值运算单元(第二)]

现在将参考图3描述根据上述算法([公式24])配置的偏移校正值运算单元7。

由等待时间-调节移位寄存器301、寄存器3021、3022、3023、码型检测器307、乘法器303和加法器304、数据保持电路305、306、加法器308、309、311、乘法器310、寄存器312、乘法器313以及系数选择器314构成图3所示的偏移校正值运算单元7。这些部件的操作如下所示。

等待时间-调节移位寄存器301具有经量化的数据列输入。用规定级数的级联寄存器来构成等待时间-调节移位寄存器301，其作用是调节经量化数据的定时和维特比解码器6的解码等待时间。把等待时间-调节移位寄存器301的输出输入到寄存器3021。使寄存器3021、3022、3023级联成如图所示，以构成移位寄存器。寄存器3021、3022、3023的输出分别对应于上述算法推导中的u_i、u_i-1、u_i-2。

码型检测器307具有从维特比解码器6输入的经解码数据，并检测经解码数据的码型是否符合SAM1、SAM2、SAM3或SAM4的正确码型，或另一方面，是否它们中没有符合的。如果经解码数据的码型与它们中的任何一个符合，则码型检测器307把1输出到SAM1、SAM2、SAM3或SAM4的相应输出。如果它们中没有符合的，则码型检测器307输出0到所有输出。

把寄存器3021、3022、3023连接到执行乘以2的运算的乘法器303以及加法器304，如图所示。加法器304的输出对应于上述算法推导中的[u_i+2u_i-1+u_i-2]。

提供数据保持电路305使之保持上述算法中的[H_i＝a_i+2b_i+c_i]，并监测码型检测器307的SAM3、SAM4的输出。当SAM3、SAM4的输出的值达到1时，数据保持电路305取得和保持加法器304的一个值。当SAM3、SAM4的输出达到0时，数据保持电路305继续保持以前取得的值。

提供数据保持电路306使之保持上述算法中的[G_i＝b_i+2c_i+d_i]，并监测码型检测器307的SAM1、SAM2的输出。当SAM1、SAM2的输出的值达到1时，数据保持电路306取得和保持加法器304的一个值。当SAM1、SAM2的输出达到0时，数据保持电路306继续保持以前取得的值。

通过加法器308使保持电路305、306的输出相加，并输出到加法器309。如图所示，把加法器309添加到加法器308的输出端，用乘法器313使保持在寄存器312中的当前偏移校正值乘以8而得到一个值([公式24]中的8x_i)。用乘法器310使加法器309的输出乘以系数选择器314的输出。

当码型检测器307输出0时，即，当经解码数据的码型与SAM1、SAM2、SAM3和SAM4中任何一个都不符合时，系数选择器314输出0。另一方面，当经解码数据的码型与它们中的任何一个符合时，系数选择器314输出规定的常数k。加法器311使乘法器310的输出与保持在寄存器312中的当前偏移校正值相加。加法器311的输出变成等效于[公式22]的右侧，并更新寄存器312。

具有上述配置，执行[公式24]中所示的运算，并把这个值加到经量化数据列作为达到实质上最佳误码率的偏移校正值。

第二实施例

下面，将参考附图描述本发明的第二实施例。虽然第二实施例实质上与图4所示的第一实施例相同，但是，其特征在于，在偏移校正值运算单元7和加法器4的前面级中提供了高通滤波器8，用于偏移校正。

光盘的再现信号包含由记录媒质的反射性起伏、灵敏度变化、或等等引起的大量低频噪声。由于这种低频噪声趋向于引起解码误差，所以希望用高通滤波器来除去尽可能多的噪声。

另一方面，低频噪声的带宽展现与记录码(诸如(d，k)RLL码+NRZI转换)中的低频分量的交越。因此，如果用高通滤波器不当心地除去低频，则可能丢失重要的“记录码的低频分量”，导致解码误差增加。

这里，期望操作根据本发明的校正偏移设备，使之只是在设计中对于常数等加以某些方面的注意而补偿了码中丢失的低频分量，如下所述。

在图2中示出的偏移校正值运算单元7中，平均运算单元203、204、205、206运算移动平均。这里，当移动平均是FIR型数字滤波器中的一类时，使这个滤波器特性与高通滤波器8的特性相关联。特别，要注意到这个平均应该采用怎样长的时间跨度，即，从当前时间点返回到过去某个时间的时间点。然后，设计所要求的滤波器带宽，以及设置偏移校正运算中的控制带宽，使之等于或大于高通滤波器8的截止带宽。

另一方面，在图3所示的偏移校正值运算单元7中，适当地选择系数选择器314输出的常数k，并设置偏移校正运算中的控制带宽，使之等于或大于高通滤波器8的截止带宽。

具有如此的设计，校正了偏移，使得通过高通滤波器8丢失的低频分量得以补偿。因此，可以得到一种似乎只除去低频噪声分量的操作，并进一步降低了解码误差。

本发明中，尽管示出的高通滤波器8是一种下一级模数转换器3的数字滤波器，但也可以是前一级中的数字滤波器。

虽然已经详细地描述示出本发明，但是可以清楚地理解，这些只是作为示意和例子，而不是作为限制，只通过所附的权利要求书中的各条款来限制本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种校正偏移设备，包括：

偏移调节装置，用于把一个偏移调节量加到输入信号上；

维特比解码装置，用于在由所述偏移调节装置执行偏移调节之后，使输入信号经过二进制化的维特比解码；以及

连接到所述偏移调节装置和所述维特比解码装置的计算装置，用于计算偏移调节量，从而使所得到的一个值最小，所述所得到的最小值是通过把幸存路径和合并到维特比解码装置中的所述幸存路径的另一条路径之间的路径量度差的标准偏差除以所述路径量度差的平均值而得到的。

2.如权利要求1所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括一种装置，用于通过从当前偏移调节量中减去通过使规定系数乘以一个值的瞬时微分值得到的值而计算偏移调节量，所述一个值是通过把幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差的标准偏差除以所述路径量度差的平均值而得到的。

3.如权利要求1所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把所述维特比解码装置假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，并且把所述维特比解码装置的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数，以及

当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算所述幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差。

4.如权利要求2所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把所述维特比解码装置假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，并且把所述维特比解码装置的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数，以及

当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差。

5.如权利要求1所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括用于计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的一种装置，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

6.如权利要求2所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括用于计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的一种装置，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

7.如权利要求3所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括用于计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的一种装置，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

8.如权利要求4所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括用于计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的一种装置，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

9.如权利要求1所述的校正偏移设备，其特征在于，

所述计算装置包括计算偏移调节量使之满足x＝-(A+3B+3C+D)/8的一种装置，其中分别用x、A、B、C和D来表示调节量、在通过高频截止滤波器之后的对应于维特比解码预期值-α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于-0.5α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于+0.5α的输入信号以及在通过高频截止滤波器之后对应于+α的输入信号。

10.如权利要求3所述的校正偏移设备，其特征在于，进一步包括连接到前一级所述偏移调节装置的低频截止滤波器。

11.如权利要求4所述的校正偏移设备，其特征在于，进一步包括连接到前一级所述偏移调节装置的低频截止滤波器。

12.一种校正偏移方法，所述方法包括下列步骤：

通过把偏移调节量加到输入信号上而调节偏移；

在所述偏移调节步骤中调节偏移之后，在输入信号上为了二进制化而执行维特比解码；以及

计算偏移调节量，以致使通过把幸存路径和在所述维特比解码步骤中合并到所述幸存路径中的另一条路径之间的路径量度差的标准偏差除以所述路径量度差的平均值而得到的一个值最小。

13.如权利要求12所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算通过从当前偏移调节量中减去通过使规定系数乘以一个值的瞬时微分值得到的值而计算偏移调节量的步骤，所述一个值是通过把所述幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差的标准偏差除以路径量度差的平均值得到的。

14.如权利要求12所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把在所述维特比解码步骤中假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，并且把所述维特比解码步骤中的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数；以及

当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算所述幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差。

15.如权利要求13所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述输入信号的原始位列的记录码具有至少为2的最小反相间隔，把在所述维特比解码步骤中假设的孤立标志的脉冲响应比值设置为(1∶2∶1)，并且把所述维特比解码步骤中的预期值设置为-α，-0.5α，+0.5α，+α，假设α为规定常数；以及

当分别以y_i，y_i-1，y_i-2，来表示当前输入数据、前面有1个取样的输入数据以及前面有2个取样的输入数据时，通过±α(y_i-2+2y_i-1+y_i)来计算所述幸存路径和所述另一条路径之间的路径量度差。

16.如权利要求12所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的步骤，其中，分别用x_i、x_i-1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

17.如权利要求13所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的步骤，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

18.如权利要求14所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的步骤，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

19.如权利要求15所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算所述偏移调节量使之满足x_i+1＝x_i-k(8x_i+a+3b+3c+d)的步骤，其中，分别用x_i、x_i+1、a、b、c、d和k来表示当前调节量、调节之后的调节量、对应于维特比解码预期值-α的最新输入信号、对应于-0.5α的最新输入信号、对应于+0.5α的最新输入信号、对应于+α的最新输入信号以及规定常数。

20.如权利要求12所述的校正偏移方法，其特征在于，

所述计算步骤包括计算所述偏移调节量使之满足x＝-(A+3B+3C+D)/8的步骤，其中分别用x、A、B、C和D来表示调节量、在通过高频截止滤波器之后对应于维特比解码预期值-α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于-0.5α的输入信号、在通过高频截止滤波器之后对应于+0.5α的输入信号以及在通过高频截止滤波器之后对应于+α的输入信号。

Images