CN1612477A - 自适应均衡器、解码装置和误差检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及自适应均衡器、解码装置和误差检测装置，在用于通信设备、磁记录设备或光学记录/再现设备中的波形均衡器中，提供了一前馈滤波器(FFF)，在随后的级中，提供了用于确定单元的利用FDTS的判定反馈均衡器或固定延迟树形搜索/判定反馈均衡器(FDTS/DFE)。仅对通过FFF均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并且执行不考虑随后的响应(即后沿ISI)。反馈滤波器(FBF)产生后沿ISI的响应，而DFE结构从通过FFF提供的响应中减去产生的响应以使结果成为部分响应。

Description

自适应均衡器、解码装置和误差检测装置

技术领域

本发明涉及用于在光学记录设备或磁记录设备中使再现波形均衡到部分响应(PR)的自适应均衡器、使用自适应均衡的解码装置和误差检测装置。

背景技术

通常，使用最小均方(LMS)算法执行自适应均衡的自适应均衡器已经公知。

FDTS/DFE(即，使用固定延迟树形搜索(FDTS)作为信号确定装置的判定反馈均衡器(DFE))也例如公开在J.Moon和L.R.Carley的“Performance comparison of detection methods in magneticrecording”，IEEE Transaction on magnetics”，第26卷，1990年第6期第3155-3172页中。

在使用上述的LMS算法执行自适应均衡时，原始数据必须临时地从波形中确定。在具有大量噪声和均衡误差并具有较低的信号差噪声比(SDNR)的数据相对于阈值检测以执行临时确定时，确定结果包含了大量的噪声，因此使得难以实现具有增加的自适应增益的高速预测。

对于要求动态高速操作的锁相环(PLL)、自动增益控制(AGC)等也是这样。即，为获得误差信号相对于阈值具有较低的SDNR的数据的检测导致了大量误差，由此使得难以实现高速的操作。

即使在试图均衡在部分响应所要求的频率范围中具有不够的输出或具有丢失部分的输入波形时，不能均衡的频率范围仍然存在。这种误差作为很大程度上取决于输入数据的模式的均衡误差保留。这使解码装置的性能极大地降低，由此导致了位误码率(BER)增加。

在上述的FDTS/DFE中，前馈滤波器(FFF)需要均衡输入波形到满足因果性的波形。如果通过FFF均衡的波形的前沿符号间干扰(ISI)(即ISI的前沿部分)仍然使不满足因果性的波形输入到FDTS/DFE，则DFE结构不能消除后沿ISI(即，前沿ISI之后的部分)。因此，从前沿ISI中产生的均衡误差不能被消除。因此，通过FDTS，由前沿ISI产生的均衡误差导致了误码率增加。

通常，FFF具有噪声白化功能。这是希望FDTS基于噪声白化改善确定性能。然而，根据输入波形，十分难以设计具有噪声白化能力同时满足因果性的FFF。

此外，在基于满足具有噪声白化能力的因果性条件选择FFF时，在FDTS中的检测距离易于比公知的PR均衡化更短。

通过FFF执行不满足因果性的均衡化，即使试图通过使用LMS算法提供自适应结构以使FDTS/DFE来控制FFF，这种结构仍然不能很好地工作。原因在于，通过FDTS/DFE提供的误差检测，不可能确定误差是由前沿ISI还是后沿ISI引起。结果，确定停留到局部最小方案以仅允许以剩下的大量的均衡误差进行均衡。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种能够使用FDTS/DFE等执行足够的均衡化处理的自适应均衡器、解码装置和误差检测装置。

为实现上述的目的，本发明提供一种自适应均衡器。该自适应均衡器包括对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)和均衡电路，该均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并用于执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化。均衡电路具有判定反馈均衡器(DFE)的结构。自适应均衡器进一步包括产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)。均衡电路从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应。

本发明提供一种解码装置。该解码装置包括对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)和均衡电路，该均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并用于执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化。均衡电路具有带有反馈环的判定反馈均衡器(DFE)的结构。该解码装置进一步包括产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)、在反馈环中提供的噪声预测器和对从噪声预测器中输出的信号进行噪声预测的最大似然解码的解码器。均衡电路从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应。

本发明进一步提供一种误差检测装置。该误差检测装置包括对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)和均衡电路，该均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化。均衡电路具有判定反馈均衡器(DFE)的结构。该解码装置进一步包括产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)、在反馈环中提供的噪声预测器和误差检测电路。均衡电路包括使用固定的延迟树形搜索(FDTS)的确定电路并从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应，以及误差检测电路通过使用由固定延迟树形搜索提供的确定值检测要返回到自动增益控制器和锁相环中至少一个中的误差信息。

本发明进一步提供一种自适应均衡方法。该方法包括如下的步骤：使均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化，使反馈滤波器(FBF)产生后沿符号间干扰的响应，以及从通过反馈滤波器提供的响应中减去后沿符号间干扰的产生的响应以使以使相减的结果提供部分响应。

根据这种自适应均衡器、解码装置和误差检测装置，仅对通过上游FFF均衡的波形的ISI的第一部分执行部分响应并执行不考虑第一部分随后的后沿ISI的均衡。FBF产生后沿ISI的响应，DFE结构从通过FFF提供的响应中减去所产生的响应以使结果成为PR响应。结果，本发明允许使用FDTS/DFE等进行适当的均衡化处理，同时执行PR均衡化。此外，本发明还可应用于有效的解码处理和误差检测。

附图说明

附图1所示为根据本发明的一种实施例的光学记录设备或磁记录设备的基本结构的方块图；

附图2所示为在附图1中所示的PR均衡器的细节的方块图；

附图3所示为在附图2中所示的PR均衡器的输入波形的图形；

附图4所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的FFF的结构的方块图；

附图5所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的FBF的结构的方块图；

附图6所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的预测器的结构的方块图；

附图7所示为对于τ＝1的FDTS的树形结构；

附图8所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的FBW的结构的方块图；

附图9所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的FDTS单元的结构的方块图；

附图10所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的LMS-FFF的结构的方块图；

附图11所示为在附图10中所示的FIR系数更新单元中的第i个抽头系数fi的详细方块图；

附图12所示为在附图10中所示的IIR系数更新单元中的第i个抽头系数hi的详细方块图；

附图13所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的LMS-FBF的结构的方块图；

附图14所示为在附图13中所示的FIR系数更新单元中的第i个抽头系数bi的详细方块图；

附图15所示为在附图13中所示的IIR系数更新单元中的第i个抽头系数ci的详细方块图；

附图16所示为在附图2中所示的PR均衡器中提供的LMS-预测器的结构的方块图；

附图17所示为在附图13中所示的系数更新单元中的第i个抽头系数fi的详细方块图；

附图18所示为具有前沿ISI的均衡化的波形的一个实例的曲线图；

附图19所示为移相器的特征的实例；

附图20所示为使在附图18中所示的均衡化波形通过移相器提供的波形；

附图21所示为并入了移相器的方块的PR均衡器的细节的方块图；

附图22所示为在附图21中所示的PR均衡器中的相位控制器的结构的方块图；

附图23所示为在附图21中所示的PR均衡器中提供的电平误差检测器的结构的方块图；

附图24所示为在附图21中所示的PR均衡器中提供的定时误差检测器的结构的方块图。

具体实施方式

根据本发明的一种实施例，在用于通信设备、磁记录设备或光学记录/再现设备的波形均衡器中，提供前馈滤波器(FFF)，并且在随后阶段，提供判定反馈均衡器(DFE)或者利用用于确定单元的FDTS的固定延迟树形搜索/判定反馈均衡器(FDTS/DFE)。仅对通过FFF均衡化的波形的符号间干扰(ISI)的第一部分执行部分响应(PR)并执行不考虑随后响应(下文中称为“后沿ISI”)的均衡化。反馈滤波器(FBF)产生对后沿ISI的响应，以及DFE结构从通过FFF提供的响应中减去所产生的响应以使结果成为部分响应。

现在参考附图描述本发明的实施例。

附图1所示为根据本发明的一种实施例光学记录设备或磁记录设备的基本结构的方块图。

如附图1所示，该设备包括调制电路10、根据调制信号控制记录激光头或磁头的记录电流的记录控制电路20、将各种类型的数据记录到媒体100/从媒体100中再现各种类型的数据的激光拾取装置或磁头30、再现放大器40、自动增益控制器(AGC)50、锁相环(PLL)60、部分响应(PR)均衡器70、最大似然解码器80和解调电路90。

附图2所示为在附图1中所示的PR均衡器70的细节的方块图。

如图所示，PR均衡器70包括前馈滤波器(FFF)110、最小均方前馈滤波器(LMS-FFF)111、最小均方反馈滤波器(LMS-FBF)112、FBF113、反馈白化器(FBW)114、固定延迟树形搜索(FDTS)单元115、延迟单元116、LMS预测器117和预测器118。

PLL60对离散数据取样以在PR检测点上的定时上产生再现的输入波形并基于时钟将离散的数据输送给FFF110。在附图2中所示的所有方块都是基于时钟操作的数字电路。

现在结合输入波形和均衡化的波形的实例描述。然而，这些描述仅是实例，因此不构成对本发明的权利要求的限制。

首先，如附图3中的波形(a)所示，采样的读出波形输入到如在附图2中所示的FFF110。例如，在试图均衡第一两条数据的波形到PR(11)时，获得了如附图3所示的波形(b)所示的具有均衡波形的输出。

FFF110是执行如下计算的数字滤波器。

${y0}_n=\underset{i=0}{\overset{N_1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_i\·x_{n-i}-\underset{i=0}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\·y{0}_{n-i}---\left(1\right)$

参考附图4，FFF110具有其中延迟单元120、乘法器121和加法器122如图所示地连接的结构。系数fi和hi(i是整数)通过从FFF110的LMS块(下文描述)输送的值中定义。提供对应于FDTS树长度(在这种情况下为“2”)的延迟元件以分别获得x(n-N1-2)和y0(n-N2-2)。这些值与上述的数字滤波器计算无关，但是计算FFF110的LMS块(下文描述)的计算要求它。

在附图2中所示的FBF113具有从FBW113的LMS块(下文描述)输送的抽头系数bi(i＝0，1，…和L1)和ci(i＝0，1，…和L2)以取消在附图3中所示的波形(b)所示的均衡化的波形中的第三条数据之后的后沿ISI。FBF113是用于计算下式的数字滤波器：

$y{1}_n=\underset{i=0}{\overset{L_1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i\·{\hat{a}}_{n-2-i}-\underset{i=0}{\overset{L_2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\·y{1}_{n-i}---\left(2\right)$

FBF113具有其中延迟单元140、乘法器141和加法器142如附图5所示地连接的结构。然而，上文的描述基于hk(k＝0，1，…和L2)的值都是0的假设。系数fi和hi(i是整数)通过从FFF110的LMS块(下文描述)输送的值定义。也提供对应于FDTS树长度(在这种情况下为“2”)的延迟元件以分别获得a(n-2-L1-2)和y1(n-L2-2)。这些值与上述的数字滤波器计算无关，但是FBF LMS块的计算(下文描述)要求它。作为FDTS确定结果的数据a(n-2)(即0或1)输入到FBF113。

然而，在后沿ISI不存在并且bk(k＝0，1，…和L1)的值都是0时，这等效于其中没有提供FBF因此不必要求FBF的情况。

然后通过减法器从FFF均衡化的波形(即在附图3中所示的波形(a))中减去确定结果并对所得的波形进行整形以使其具有如在附图3中所示的波形(c)的波形PR(11)。经整形的波形y2(n)可以表示如下：

y2_n＝y0_n-y1_n    (3)

在附图2中所示的预测器118是用于白化噪声的方块，它具有预测系数pk(k＝0，1，…和N)。下文描述如何确定pk。预测器118是用于计算下式的数字滤波器：

${y3}_n={y2}_n-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i\·{y2}_{n-i}---\left(4\right)$

预测器118具有其中延迟单元150、乘法器151和加法器152如附图6地连接的结构。

接着描述FDTS115的操作。

根据在下列文献中描述的表达式(7)执行FDTS的分支量度计算：E.Eleftheriou and W.Hirt，“Noise-predictivemaximum-likelihood(NPML)detection for the magnetic recordingchannel”in IEEE Conf.Records，ICC’96，1996年6月第556-560页。然而，在此假设使用最小量度并且表达式的符号反向。此外，虽然该文献描述了RP4的实例，但是在此的计算对于PR(11)的实例执行。此外，在此讨论τ＝1的FDTS截止深度的实例。

通过下式给出传递函数P(D)：

P(D)＝p₁·D+p₂·D²+…+p_N·D^N                   (5)

由于PR(11)的预测器传递函数是1+D，G(D)如下定义：

G(D)＝(1+D)·(1-P(D))≡1-g₁·D…-g_N+1·D^N+1    (6)

这个系数gi通过在下文描述并在附图16中示出的LMS预测器117中的G(D)计算块计算。

通过下式给出在时间n的分支量度：

${\mathrm{\λ}}_n={(y{3}_n+\underset{i=2}{\overset{N+2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{n-i}\·g_i+a_{n-1}\·g_1-a_n)}^2---\left(7\right)$

在DFE结构中的FBW单元114使用临时确定值以计算下式：

${y5}_n=\underset{i=2}{\overset{N+2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{n-i}\·g_i---\left(8\right)$

FBW包括如附图8所示的延迟单元160、乘法器161和加法器162。

接着，使用如在附图2中所示的y4改写分支量度的表达式。

λ_n＝(y4_n+a_n-1·g₁-a_n)²

                                               (9)

对于τ＝1的FDTS的树形结构在附图7中示出。FDTS计算单元的内部结构在附图9中示出。如附图9所示，FDTS计算装置包括路径量度计算块161和162、分支量度计算单元163至166、加法器167至170、最小值选择电路171和172和比较器电路173。

在此，根据在附图7中所示的分支的值a(n)和a(n-1)，对分支量度b11、b10、b01和b00执行如下的计算。

b11＝(y4_n+g₁-1)²

b10＝(y4_n+g₁)²

b01＝(y4_n-1)²

b00＝(y4_n)²                                     (10)

这些计算分别对应于分支量度计算单元163至166。对于路径量度p11、p10、p01和p00，执行下述的计算。

p11＝p1+b11

p10＝p1+b10

p01＝p0+b01

p00＝p0+b00                                     (11)

这些计算对应于将路径量度计算块161和162的输出加到分支量度量度计算块163至166的输出的加法器167至170。

为了确定a(n-1)的值，在附图9中所示的最小值选择电路171和172分别执行计算MIN1＝min(p11，p10)和MIN＝mini(p01，p00)。在比较器电路173产生MIN1＜MIN0的结果时，确定a(n-1)＝1，以及在比较器电路173产生MIN1≥MIN0的结果时，确定a(n-1)＝0。

路径量度p11、p10、p01和p00输入到在附图9中所示的比较器电路173，并且比较器电路173分别选择下一候选者p1和p0用于输出。具体地说，比较器电路173执行更新以使对于MIN1＜MIN0满足p1＝p11和p0＝p10和使对于MIN1≥MIN0满足p1＝p01和p0＝p00。

接着，描述作为FFF110的LMS块的LMS-FFF111的操作。

附图10所示为LMS-FFF111的内部方块图。如图所示，LMS-FFF111包括有限脉冲响应(FIR)系数更新单元181和无限脉冲响应(IIR)系数更新单元182。系数更新的结果输出到对应的FIR和IIR抽头系数端。FFF输出波形的评估函数F(n)由下式给出：

F(n)＝{y2_n-(a_n+a_n-1)}²                          (12)这里n表示当前的时间。

在LMS算法中，滤波器系数被控制为使误差平方最小。

例如，在对于具有FFF抽头数i的FIR部分相对于系数fi执行偏微分，由下式给出：

$\frac{\∂}{\∂f_i}F\left(n\right)=2\{{y2}_n-(a_n+a_{n-1})\}\·x_{n-i}---\left(13\right)$

然而，在实际中，由于在这个系统中的FDTS具有固定的延迟，因此提供具有τ+1＝2延迟的确定结果，由此执行下面的偏微分。

$\frac{\∂}{\∂f_i}F(n-2)=2\{{y2}_{n-2}-(a_{n-2}+a_{n-3})\}\·x_{n-2-i}---\left(14\right)$

通过在附图10中所示的FIR系数更新单元181内部执行这个计算。

附图11所示为在附图10中所示的FIR系数更新单元181中的第i个抽头系数fi的详细的方块图。虽然提供FIR系数更新部分(在附图11中仅示出了一个)以使它的数量等于抽头系数的数量，即N+1，由于所有的FIR系数更新部分的结构都相同，因此描述第i个抽头系数作为实例。

如图所示，FIR系数更新部分包括FIR偏微分计算单元191和移动平均计算单元192、乘法器193、减法器194和延迟单元195。

通过FIR偏微分计算单元191执行上述的偏微分。使用偏微分的结果执行相对于由移动平均计算单元192提供的移动平均M0的移动平均计算。然后将结果乘以更新系数α0并将结果值从在先前的时钟周期中获得的fi中减去，由此执行了更新。

类似地，通过下式给出在IIR单元182中相对于系数hi的偏微分：

$\frac{\∂}{\∂h_i}F\left(n\right)=2\{{y2}_n-(a_n+a_{n-1})\}\·(-{y0}_{n-i})---\left(15\right)$

然而，在实际中，由于在这个系统中的FDTS具有固定的延迟，因此提供具有τ+1＝2延迟的确定结果，由此执行下面的偏微分。

$\frac{\∂}{\∂h_i}F(n-2)=2\{{y2}_{n-2}-(a_{n-2}+a_{n-3})\}\·(-{y0}_{n-2-i})---\left(16\right)$

通过在附图10中所示的IIR系数更新单元182执行这个计算。

附图12所示为在附图10中所示的IIR系数更新单元182中的第i个抽头系数hi的详细的方块图。虽然提供IIR系数更新部分(在附图12中仅示出了一个)以使它的数量等于抽头系数的数量，即N2+1，由于所有的IIR系数更新部分的结构都相同，因此描述第i个抽头系数作为实例。

如图所示，IIR系数更新部分包括IIR偏微分计算单元201、移动平均计算单元202、乘法器203、减法器204和延迟单元205。

通过IIR偏微分计算单元201执行上述的偏微分。使用偏微分的结果执行相对于由移动平均计算单元192提供的移动平均M1的移动平均计算。然后将结果乘以更新系数α1并将结果值从在先前的时钟周期中获得的hi中减去，由此执行了更新。

接着，描述作为FBF113的LMS块的LMS-FBF112的操作。

附图13所示为LMS-FBF112的内部结构的方块图。如图所示，LMS-FBF112包括FIR系数更新单元211和IIR系数更新单元212。将系数更新结果输送到对应的FIR和IIR抽头系数端。

与FFF的情况类似地讨论FBF输出波形的评估函数F(n)。

例如，在用于FBF113的FIR单元中对于抽头数i相对于系数bi执行偏微分，由下式给出：

$\frac{\∂}{\∂b_i}F\left(n\right)=2\{{y2}_n-(a_n+a_{n-1})\}\·(-a_{n-2-i})---\left(17\right)$

然而，在实际中，由于在这个系统中的FDTS具有固定的延迟，因此提供具有τ+1＝2延迟的确定结果，由此执行下面的偏微分。

$\frac{\∂}{\∂b_i}F(n-2)=2\{{y2}_{n-2}-(a_{n-2}+a_{n-3})\}\·(-a_{n-4-i})---\left(18\right)$

通过FIR系数更新单元211内部执行这个计算。

附图14所示为FIR系数更新单元211中的第i个抽头系数fi的详细的方块图。虽然提供在附图14中所示的FIR系数更新部分(在图中仅示出了一个)以使它的数量等于抽头系数的数量，即L1+1，由于所有的FIR系数更新部分的结构都相同，因此描述第i个抽头系数作为实例。

如图所示，FIR系数更新部分包括FIR偏微分计算单元221和移动平均计算单元222、乘法器223、减法器224和延迟单元225。

通过FIR偏微分计算单元211执行上述的偏微分。使用偏微分的结果执行相对于由移动平均计算单元222提供的移动平均M2的移动平均计算。然后将结果乘以更新系数α2并将结果值从在先前的时钟周期中获得的bi中减去，由此执行了更新。

类似地，通过下式给出相对于在IIR单元中系数ci的偏微分：

$\frac{\∂}{\∂c_i}F\left(n\right)=2\{{y2}_n-(a_n+a_{n-1})\}\·{y1}_{n-i}---\left(19\right)$

通过IIR系数更新单元212执行这个计算。

然而，在实际中，由于在这个系统中的FDTS具有固定的延迟，因此提供具有τ+1＝2延迟的确定结果，由此执行下面的偏微分。

$\frac{\∂}{\∂c_i}F(n-2)=2\{{y2}_{n-2}-(a_{n-2}+a_{n-3})\}\·{y1}_{n-2-i}---\left(20\right)$

附图15所示为IIR系数更新单元222中的第i个抽头系数ci的详细的方块图。虽然提供IIR系数更新部分(在附图15中仅示出了一个)以使它的数量等于抽头系数的数量，即L2+1，由于所有的IIR系数更新部分的结构都相同，因此描述第i个抽头系数作为实例。

如图所示，IIR系数更新部分包括IIR偏微分计算单元231和移动平均计算单元232、乘法器233、减法器234和延迟单元235。

通过IIR偏微分计算单元231执行上述的偏微分。使用偏微分的结果执行相对于由移动平均计算单元232提供的移动平均M3的移动平均计算。然后将结果乘以更新系数α3并将结果值从在先前的时钟周期中获得的ci中减去，由此执行了更新。

接着，描述LMS预测器117的操作。

附图16所示为LMS预测器117的内部结构的方块图。

如图所示，LMS预测器117具有系数更新单元241、G(D)计算块242等。将y2n和FDTS确定结果a(n-2)输入到LMS预测器117，并计算在时间n-2的误差信号w(n-2)。这个w(n-2)输入到FIR噪声预测器，并将结果和表示w(n-2-i)的信号输入到系数更新单元241，以使每个抽头系数pi(i＝1，2，…，和N)更新。

现在，下面的e²(n)被认为预测器评估函数。

$e^2\left(n\right)=\{w_n-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{n-i}\·p_i{\}}^2---\left(21\right)$

这里n表示当前时间。

现在，考虑通过使用LMS算法使该值最小的方法。

例如，对于在预测器中的抽头数i相对于系数pi执行偏微分，由下式给出：

$\frac{\∂}{\∂p_i}\left[e^2\left(n\right)\right]=2\{w_n-\underset{j=i}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{n-j}\·p_j\}\·w_{n-i}---\left(22\right)$

然而，在实际中，由于在这个系统中的FDTS具有固定的延迟，因此提供具有τ+1＝2延迟的确定结果，由此执行下面的偏微分。

$\frac{\∂}{\∂p_i}\left[e^2(n-2)\right]=2\{w_{n-2}-\underset{j=i}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{n-2-j}\·p_j\}\·w_{n-2-i}---\left(23\right)$

通过系数更新单元241内部执行这个计算。

附图17所示为系数更新单元241中的第i个抽头系数pi的详细的方块图。虽然提供系数更新部分(在附图17中仅示出了一个)以使它的数量等于抽头系数的数量，即N，由于所有的FIR系数更新部分的结构都相同，因此描述第i个抽头系数作为实例。

如图所示，系数更新部分包括偏微分计算单元251和移动平均计算单元252、乘法器253、减法器254和延迟单元255。

通过偏微分计算单元251执行上述的偏微分。使用偏微分的结果执行相对于由移动平均计算单元252提供的移动平均M4的移动平均计算。然后将结果乘以更新系数α4并将结果值从在先前的时钟周期中获得的pi中减去，由此执行了更新。

如上文所述，PR(11)自适应均衡器具有FFF和FDTS/DFE的混合结构。

上文已经描述了均衡化的波形没有前沿ISI的情况，如附图3所示。下文描述均衡具有前沿ISI的均衡化的波形的方法，如附图18所示。

首先，例如考虑旋转具有前沿ISI的均衡化的波形的相位。旋转相位θ意味着在沿着频率轴看时相位θ乘以特征值，如附图19所示。符号fs表示采样频率。

现在，具有通过对如在附图19中所示的频率特征执行反向离散傅立叶变换(IDFT)获得的抽头系数定义为移相器。

附图20所示为使均衡化的波形通过移相器获得的波形。

它显示增加相位θ使在前沿ISI中产生过冲增加，而降低相位θ增加在前沿ISI中的下冲。因此以自动控制将反馈应用到θ以减小前沿ISI可以实现这种均衡化，从而使前沿ISI显示适当的较小的值。

附图21所示为并入了移相器的块的整个系统的方块图。

除了在附图2中所示的块结构之外，这个系统进一步包括移相器261、相位控制器262、电平误差检测器263和定时误差检测器264。

相位控制器262计算θ并将它输送给移相器261，然后移相器261使输入波形的相位旋转θ。

在附图20中的过冲作为在波形检测点上的前沿ISI的干扰出现。在θ如附图20所示较大时，在检测点上的误差在正方向上增加，在θ较小时，在检测点上的误差在负方向上增加。因此，在下面表达式中的计算可以产生与θ的误差成比例的值。

{y2_n-(a_n+a_n-1)}·(a_n+1+a_n)                       (24)

然而，在实际中，通过FDTS获得的数据延迟对应于两个时钟的时间量。此外，由于在表达式24中的a(n+1)是在时间n上获得的数据之后的数据，直到下一确定之前不能获得数据。因此，对应于另一个时钟的延迟获得的确定值(即以总共三个时钟的延迟获得的确定值)用于计算下面的表达式。

{y2_n-3-(a_n-3+a_n-3-1)}·(a_n-3+1+a_n-3)             (25)

相位控制器262是使用上述的计算更新θ的块。附图22所示为相移控制器262的详细方块图。相位控制器262具有θ计算单元271、移动平均计算单元272、乘法器273、减法器274和延迟单元275。θ计算单元271执行上述的计算。在M5中的移动平均通过移动平均计算单元272确定并乘以更新系数α5，所得的结果值从在先前的时钟周期中获得的θ中减去。

接着描述电平误差检测器263。附图23所示为电平误差检测器263的结构的方块图。电平误差检测器263具有其中延迟单元281、加法器282和乘法器283如附图23所示地连接的结构。

电平误差检测器263通过使用下式计算电平误差。

{y2_n-(a_n+a_n-1)}·(a_n+a_n-1)                      (26)

然而，在实际中，由于通过FDTS提供的数据延迟对应于两个时钟的时间量，因此执行下面的偏微分。

{y2_n-2-(a_n-2+a_n-2-1)}·(a_n-2+a_n-2-1)

                                                (27)

接着描述定时误差检测器264。附图24所示为定时误差检测器264的结构的方块图。定时误差检测器264具有其中延迟单元291、加法器292和乘法器293如附图24所示地连接的结构。

定时误差检测器264通过使用下式计算定时误差。

-y2_n·(a_n-1+a_n-2)+y2_n-1·(a_n+a_n-1)              (28)

然而，在实际中，由于通过FDTS提供的数据延迟对应于两个时钟的时间量，因此执行下面的偏微分。

-y2_n-2·(a_n-2-1+a_n-2-2)+y2_n-2-1·(a_n-2+a_n-2-1)  (29)

具有上述的结构的实施例可以基于相对于使用阈值确定单元的情况相比改善了性能的FDTS提供确定值，同时执行PR均衡化。

执行对从FFF中输出的波形的第一响应的部分响应允许在随后的级中设置例如适合于维特比解码PR的最大似然解码器。

此外，与噪声预测器的组合改善了FDTS的确定性能。此外，将噪声预测器的输出输送给NPML解码器允许对具有降低的ISI的波形的NPML解码。

此外，通常，在具有前沿ISI的波形输入到FDTS/DFE时，均衡化误差是否由前沿ISI或后沿ISI引起不能识别，从而FFF输出的前沿ISI不能自适应地消除。然而，根据本发明，由于提供了移相器，因此可以通过对由前沿ISI引起的均衡化误差进行微分执行均衡化。

此外，根据本发明，通过使用具有改善的确定性能的FDTS提供的确定结果，从具有降低的ISI的波形中可以检测电平误差和相位误差。

Claims (28)

1.一种自适应均衡器，包括：

对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)；

均衡电路，用于根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并用于执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化，该均衡电路具有判定反馈均衡器(DFE)的结构；和

用于产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)；

其中均衡电路从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应。

2.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中判定反馈均衡器具有使用固定延迟树形搜索(FDTS)的确定电路。

3.根据权利要求2所述的自适应均衡器，其中前馈滤波器通过固定的延迟树形搜索提供的确定结果而自适应地对波形进行均衡化。

4.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中除了后沿间符号干扰之外均衡电路根据部分响应方案将均衡化的波形自适应地均衡到期望的波形。

5.根据权利要求2所述的自适应均衡器，其中反馈滤波器使用通过判定反馈均衡器提供的确定结果执行自适应均衡化。

6.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中反馈滤波器包括用于自适应地确定形成对应于与后沿符号间干扰的一部分的波形的抽头系数的系数更新单元。

7.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中前馈滤波器使用通过判定反馈均衡器提供的确定结果而执行自适应均衡化，同时，均衡电路根据部分响应方案将除了后沿符号间干扰之外的均衡化的波形自适应地均衡到期望的波形。

8.根据权利要求6所述的自适应均衡器，其中在系数更新单元自适应地确定抽头系数的同时，反馈滤波器执行处理以使用通过判定反馈均衡器提供的确定结果而执行自适应均衡化。

9.根据权利要求3所述的自适应均衡器，其中前馈滤波器包括对应于固定的延迟树形搜索的树形长度的输入波存储器以延迟均衡化的波形。

10.根据权利要求5所述的自适应均衡器，其中反馈滤波器包括对应于固定的延迟树形搜索的树形长度的输入波存储器以延迟均衡化的波形。

11.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中前馈滤波器和反馈滤波器包括有限脉冲响应(FIR)和无限脉冲响应(IIR)结构。

12.根据权利要求1所述的自适应均衡器，进一步包括在通过前馈滤波器前沿符号间干扰均衡化的波形在部分响应之前具有不希望的响应时，用于清除前沿符号间干扰的前沿符号间干扰清除电路。

13.根据权利要求12所述的自适应均衡器，其中前沿符号间干扰清除电路包括移相器。

14.根据权利要求12所述的自适应均衡器，其中前沿符号间干扰清除电路自适应地清除前沿符号间干扰。

15.根据权利要求13所述的自适应均衡器，进一步包括给移相器自适应地提供消除前沿符号间干扰所要求的相移量以由此自适应地清除前沿符号间干扰的相位控制器。

16.根据权利要求2所述的自适应均衡器，其中判定反馈均衡器具有其中提供噪声预测器的反馈环。

17.根据权利要求16所述的自适应均衡器，进一步包括控制噪声预测器的计算电路以使噪声预测器通过使用由固定树形搜索提供的确定值自适应地预测噪声。

18.根据权利要求17所述的自适应均衡器，其中计算电路使用最小均方(LMS)算法通过执行有限脉冲响应计算对误差信号执行自适应均衡计算，所述误差信号从前馈滤波器的输出中减去通过由反馈滤波器提供的结果而获得的波形和通过固定延迟树形搜索提供的确定值之间的差值中获得。

19.根据权利要求17所述的自适应均衡器，其中噪声预测器的输出输送给噪声预测最大似然(NPML)解码器并进行解码。

20.根据权利要求2所述的自适应均衡器，进一步包括通过使用由固定的延迟树形搜索提供的确定值检测要反馈到自动增益控制器或锁相环中的至少一个的误差信息的误差检测电路。

21.一种解码装置，包括：

对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)；

均衡电路，该均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并用于执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化，该均衡电路具有带有反馈环的判定反馈均衡器(DFE)的结构；

用于产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)；

在反馈环中提供的噪声预测器；和

对从噪声预测器中输出的信号进行噪声预测的最大似然解码的解码器；

其中均衡电路从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应。

22.根据权利要求21所述的解码装置，其中判定反馈均衡器具有使用固定的延迟树形搜索(FDTS)的确定电路，以及解码装置进一步包括控制噪声预测器以使通过使用由固定延迟树形搜索提供的确定值噪声预测器自适应地预测噪声的计算电路。

23.一种误差检测装置，包括：

对波形均衡化的前馈滤波器(FFF)；

均衡电路，该均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并用于执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化，该均衡电路具有判定反馈均衡器(DFE)的结构；

用于产生后沿符号间干扰的响应的反馈滤波器(FBF)；

在反馈环中提供的噪声预测器；和

误差检测电路；

其中均衡电路包括使用固定的延迟树形搜索(FDTS)的确定电路并从通过前馈滤波器提供的响应中减去通过反馈滤波器产生的响应以使相减的结果提供部分响应，以及误差检测电路通过使用由固定延迟树形搜索提供的确定值检测要返回到自动增益控制器和锁相环中至少一个中的误差信息。

24.根据权利要求23所述的误差检测装置，其中误差信息包括检测信号的电平和定时中的至少一个。

25.一种自适应均衡方法，该方法包括如下的步骤：

使均衡电路根据部分响应(PR)方案仅对通过前馈滤波器(FFF)均衡的波形的符号间干扰(ISI)的前沿部分执行响应并执行不考虑在前沿部分之后的后沿符号间干扰的均衡化；

使反馈滤波器(FBF)产生后沿符号间干扰的响应；以及

从通过反馈滤波器提供的响应中减去后沿符号间干扰的产生的响应以使相减的结果提供部分响应。

26.根据权利要求25所述的自适应均衡方法，其中均衡电路具有其中提供噪声预测器的反馈环的判定反馈均衡器的结构。

27.根据权利要求26所述的自适应均衡方法，其中噪声预测器通过使用由固定的延迟树形搜索提供的确定值自适应地预测噪声。

28.根据权利要求27所述的自适应均衡方法，其中使用最小均方(LMS)算法通过执行有限脉冲响应计算对从前馈滤波器的输出中减去通过由反馈滤波器提供的结果获得的波形和通过固定延迟树形搜索提供的确定值之间的差值中获得的误差信号执行自适应均衡计算。

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