CN1327636A - 检测设备 - Google Patents

Abstract

公开了一种部分响应最大或然率(PRML)比特检测设备,用于从输入信息信号得出比特序列(X_k)。该设备包括接收输入信息信号的输入装置;还包括在一采样时刻对输入信息信号采样的采样装置,以便得出在所述采样时刻的采样输入信息信号的样本值(Z_k);还包括计算装置(50,70),用于(a)在采样时刻t_i对所述采样时刻的一个或多个状态s_j(Sa,Sb,Sc)计算(50)一个最佳路径度量值PM(s_j,t_i)以及对每个所述一个或多个状态确定在紧接前面的采样时刻t_i－1的最佳的前面的状态,在所述采样时刻的状态标识一系列n个以后的比特;还包括计算装置,用于(b)在所述采样时刻t_i从具有最低的最佳路径度量值确定(70)最佳路径,在时间上向采样时刻t_i－N倒退,经过对于早先的采样时刻建立的、最佳的前面的状态,以便确定在所述采样时刻t_i－N的最佳状态;还包括计算装置,用于(c)输出相应于在所述采样时刻t_i－N的、所述确定的最佳状态的比特序列的所述n个比特的至少一个比特(X_k－MB－1),对于以后的采样时刻t_i+1,重复所述步骤(a)到(c)。设备的特征在于,n个以后的比特的互补序列被分配给同一个状态。

Description

检测设备

本发明涉及一种响应最大或然率(PRML)比特检测设备，用于从输入信息信号得出比特序列，包括

输入装置，用于接收输入信息信号；

采样装置，用于以预定的采样频率在采样时刻ti采样输入信息信号，以便得出在所述采样时刻ti的采样输入信息信号的样本值，所述采样频率与比特频率具有一定的关系；

计算装置，用于：

(a)计算在采样时刻t_i对于在所述采样时刻的一个或多个状态S_j(Sa，Sb，Sc)的最佳路径度量值PM(s_j，t₁)以及用于对于每个所述一个或多个状态确定在紧接的前面的采样时刻t_i－1的最佳的前面的状态，在所述采样时刻的状态标识一系列n个以后的比特，

(b)从具有最低的最佳路径度量值的、在所述采样时刻t_i处的状态确定最佳路径，在时间上向采样时刻t_1－N倒退，经过对于早先的采样时刻建立的、最佳的前面的状态，以便确定在所述采样时刻t_i－N的最佳状态，

(c)输出相应于在所述采样时刻t_f－N的、所述确定的最佳状态的比特序列的所述n个比特的至少一个比特。

(d)对于以后的采样时刻ti＋1，重复所述步骤(a)到(c)。

按照引言段落的比特检测设备被广泛地使用于磁的、磁光的和光的记录设备。这些系统通常采用带有d约束的调制码。这个约束规定，在RLL信道比特流中零和一的运行至少是有d＋1符号间隔长度。数值d＝2被使用于紧凑软盘(CD)和数字万用软盘(DVD)系统，而d＝1是在磁光记录和新的可重写的DVR格式中遇到的。除了这些优点以外，d约束限制了符号间干扰(ISI)，由此易于进行均衡和比特检测。结果，用于CD的早期接收方案通常能够通过用于噪声压缩和均衡的一固定的预滤波器和用于比特检测[1]的无存储器的限幅器而获得。最近，光记录系统，如CD-R，CD-RW，D-VCD，DVD，和特别是DVR以及接续在DVD以后的其它格式，呈现比CD更小的机械/光公差，结果，参量变化、噪声、来自相邻的轨道的串扰和ISI变得更为严重。因为这些开发，可以看出在可以在处理以接近最佳形式[2]，[3]，[4]，[5]，[6]的这种人工产物的混合的接收方案中增加的兴趣。这种方案通常围绕维特比检测器构建，维特比检测器是基于有限状态机(FSM)或网格的，它是对于d约束定做的。FSM的状态一对一地相应于可与d约束相兼容的信道比特的预定的长度n的允许的序列。这样的检测器的可得到的运行速度被它们的相加-比较-选择(ACS)环限制，并且不一定能与PC相关的记录系统的快速增加的比特速率相兼容，诸如CD-ROM，DVD-ROM，以及对于新呈现的视频记录格式，诸如DVR的比特速率的发展。

本发明的一个目的是提供一种按照开头段允许可靠的比特检测并具有高的运行速度的检测设备。按照本发明的检测设备的特征在于：n个以后比特的互补序列被分配以同一个状态。高的运行速度通过很大的检测器简化得到。这个简化是基于认识到当前关键的困难是定位记录过渡的位置。在过渡之间的信号的极性，通过比较，“初看起来”在字面上是可看到的，以及几乎不费力就可得到可靠的极性检测。

按照本发明的检测设备非常适合于根据运行长度限制码从输入信息信号得出比特序列(X_k)。在这种情况下，正如权利要求2要求的，优选地n等于所述码的最小允许的运行长度。通过利用这个事实，在检测器下面的状态图可被毁坏，只包含单个非瞬时状态，以及检测处理可以根据差值度量而被革新，如权利要求3主张的。所有路径共享这个状态。结果的关键环路包括一个加法和一个二进制选择，而环路内的数字字长度可以非常小(例如，3或4比特)。这些特性允许非常高的运行速度。

路径度量可以根据持续长度大于最小运行长度加1(或，大于d＋2)的部分响应被计算。在这种情况下，在与状态转移有关的比特序列之前的一个或多个比特必须通过辅助方法，或通过如权利要求4中描述的本地序列反馈，或通过如权利要求5中描述的门限检测，或通过如权利要求6中描述的运行长度回退检测，而被确定。

参照附图更详细地讨论本发明的这些和其它方面。其中：

图1示意地显示用于重现记录载体的一重现系统，

图2显示在其中状态代表长度d＋1的序列，具有d＝2，的情况下，一传统的检测器的状态图，

图3显示按照本发明的一检测器的状态图，

图4显示用于说明本发明的另一个图，

图5显示按照本发明的检测器在通用目的处理器中可实施的程序的形式的表示，

图6更详细地显示图5的程序的第一部分，

图7更详细地显示图5的程序的第二部分，

图8更详细地显示图5的程序的第三部分，

图9更详细地显示图5的程序的第四部分，

图10更详细地显示图5的程序的第五部分，

图11更详细地显示图5的程序的第六部分，

图12显示按照本发明的检测器以专用硬件的形式的表示，

图13更详细地显示图12的检测器的第一部分，

图14更详细地显示图12的检测器的第二部分，

图15A，15B，15C和15D更详细地显示第三、第四、第五和第六部分，

图16显示对于按照本发明的几个检测器和不按照本发明的检测器的误码率(BER)，作为信号噪声比(SNR)的函数，

图17显示对于按照本发明的几个检测器和不按照本发明的某些检测器的误码率(BER)，作为切向倾斜位置的函数。

图1示意地显示一重现系统2。其中，记录载体1，这里是光盘，被读数单元3读出。假定，被写在光盘1上的数据按照运行长度有限信道码被编码，其特征在于，d约束和k约束，像在紧凑软盘标准中使用的8-14 EFM编码方案。然而，本发明也可以应用于在DVD(数字视盘)标准中采用的8-16 EFM+编码方案。EFM码具有3的最小运行长度d＋1(在具有相同的数值的、被具有相反的数值的比特序列间隔开的、以后的比特之间的距离)和11的最大运行长度。EFM+码也具有3的最小运行长度d＋1和11的最大运行长度。在另一个实施例中，软盘是DVR-ROM软盘，它按照EFMCC编码方案被编码，也具有3的最小运行长度d＋1和11的最大运行长度。EFMCC编码方案在PH-NL000074中描述。另外，软盘可以是具有编码方案17PP的DVR-RW软盘，具有2的最小运行长度d＋1和8的最大运行长度。在再一个实施例中，软盘是磁型或磁光类型的。对于这里描述的检测器，只有最大运行长度约束是重要的。虽然本发明是对于其中d＝2地实际情形说明的，但本发明同样可应用于其它数值的d约束。

读数单元3的输出被均衡器4滤波，以便消除不想要的符号间干扰或最佳化时序恢复。均衡器4也包括采样装置，以便产生采样的输入信号z_k。均衡器4的输出信号被检测器5使用来得出检测的信道符号序列。后面将更详细地描述检测器5的运行。检测的信道符号被信道译码器7接收，该译码器把信道符号转换成中间符号(包括用户数据和奇偶检验符号)。中间符号由大大地减小误码率的纠错器8进行变换。纠错器8的输出构成重现系统2的输出。

记录载体不一定是圆盘形状，但可能具有卡的形式。

检测器输入z_k是通过把重放波形加到预滤波器或均衡器28而得到的，其输出在时序恢复方案的控制下与记录的数据a_k同步地被采样。如果总的系统是平稳的和噪声是加性的，则：

z_k＝h(a_k-M，……，a_k－1，a_k)＋n_k。    (1)

这里h(.)是记录的数据符号a_k－M，…，a_k－1，a_k的决定性(可能是非线性)函数。M表示总的系统的存储器长度，n_k表示z_k的噪声分量。M可以是在10和100之间量级。但对于数值z_k的可靠的估值，M数值约为3到5通常是足够的。

在下面的例子中，描述传统的检测器。例如，存储器长度限制为M＝3。后面将考虑M的更大的数值。对于M＝3，z_k取决于当前的数字a_k连同总共3个过去的数字a_k－3，a_k－2，a_k－1，一起规定在时刻k的系统状态。d＝2约束排除比特组合+-+和-+-，这样只允许六个状态。信道比特的考虑的序列的长度n等于3。该约束还排除各种状态连续性。

这反映在图2的状态图上。

图2所示的图具有6个状态s¹，…，s⁶，其中四个是过渡的(s²，s³，s⁵和s⁶)。

图上的分支唯一地表征4比特a_k－3，…，a_k的每个可能的接连，相应的无噪声检测器输入h(a_k－3，…，a_k)和分支度量G(z_k－h(a_k－3，…，a_k))，其中G(x)是x的预定的偶函数(典型地，G(x)＝x²或G(x)＝|x|)。每个状态具有路径度量，它逐渐引入状态的最短路径跟踪累积的分支度量。最短的路径在这里被定义为具有最低的路径度量值的路径。这个度量是时间的非递减函数，并且需要度量再归一化方案来克服这个问题。检测器的可达到的速度由对于状态s¹和s⁴在每个符号间隔必须被执行的ACS操作限制。相加和比较操作包括很大的数字字长度，这限制了通过量。度量再归一化给出附加开销以及再次限制通过量。这种检测处理的更详细的说明可以在维特比检测的标准教科书中找到，诸如[7]，第7章。

参照图3，描述了本发明的一个检测器，它克服以上的限制。作为按照本发明的检测器的基础的基本观点是在过渡之间的信号极性能不用维特比检测器的能力而被可靠地检测。另一方面，过渡的位置的可靠的检测确实需要这种能力。考虑到这种观点，我们必须在状态图上区分开可以进行的运行的相关长度(1，2，3和更多)。

图3的状态图比起图2的状态图来说被简化，其中图2的状态图上的、包括n个以后的比特的互补的序列的状态被分配以同一个状态。这导致图3的三状态图(对于n＝3)。

该图具有3个状态，s^a、s^b和s^c，给正在进行的运行的长度(分别为≥3，1，和2)划分界线。除了极性外，每个状态唯一地代表3比特a_k－3，a_k－2，a_k－1的组。具体地，s^a相应于三元组+++或---，即相应于图2的状态s¹或s⁴，s^b相应于++-(s²)或--+(s⁵)，以及s^c相应于+-(s³)或-++(s⁶)。跟踪一个单个状态(即，非过渡状态s^a)的路径度量是足够的。

用λ表示与状态s^a有关的路径度量，以及用β^ij表示在状态sⁱ和s^j之间的支路的分支度量。然后路径度量更新由下式控制：

λk＝min(λ_k－1＋β_k ^aa，λ_k－3＋β_k－2 ^ab＋β_k－1 ^bc＋β_k ^ca)    (2)

第一项相应于正在进行的运行的继续。第二项相应于在时刻k新的运行的开始。两条导致状态s^a的完成的路径aa和abca显示于图4。路径aa在先前的比特位置k－1处从状态s^a开始，涉及单个分支度量βk^aa。路径abca在先前的比特位置k－3处从状态s^a开始，包括三段ab、bc、ca，涉及三个独立的分支度量β_k－2 ^ab，β_k－1 ^bc，和β_k ^ca。

为了计算分支度量，我们需要知道对于每个支路的信道标称输出h。这个输出取决于以下数字a_k－3，…，a_k的极性，为此，我们需要跟踪这个串的当前的极性的每个状态，例如以对于数字a_k－3的主要判决的形式a_k－3 ^a，a_k－3 ^b，和a_k－3 ^c。这是本地序列反馈的形式，在[7，第7.7节]中更详细地描述。这些主要判决的更新按照状态图进行，即

a_k－3 ^b＋1＝a_k－3 ^a，a_k－3＋1 ^c＝a_k－3 ^b，和

a_k－3＋1 ^a＝a_k－3 ^a如果支路aa继续存在，和

a_k－3＋1 ^a＝a_k－3 ^c如果支路ca继续存在(3)

最可能的路径的恢复是通过追溯程序完成的。为此，状态s^a，s^b和s^c的接连必须随时被跟踪。追溯从非过渡状态(在本例中是状态s^a)和相应的极性a_k－3开始。在追溯期间，无论何时状态s^a通过来自s^c的状态时极性被倒置，其它情况下不变。

路径度量是时间的非递增函数，它趋向于无边界地增长。代替度量再归一化机制，我们可以使用差值度量。差值度量的使用固有地限制对于度量表示法所需要的数字字长度。特别适合的差值度量被定义为：

Δ_k＝λ_k－λ_k－1－β_k ^aa

根据这个度量，(2)式可重写为

Δk＝min(O，λ_k－3－λ_k－1－β_k ^aa＋β_k－2 ^ab＋β_k－1 ^bc＋β_k ^ca)(4)

或，等价地，可重写为Δ_k＝min(O，S_k)，其中

S_k＝－Δ_k－1－Δ_k－2＋β_k ^ca－β_k ^aa＋β_k－1 ^bc－β_k－1 ^aa＋β_k－2 ^ab－β_k－2 ^aa(5)

Δ_k的非零值通常是与过渡有关的。典型地对于连续的几个比特间隔，Δ_k是零，后面跟随的典型地对于非模糊的过渡是1个，有时对于具有1比特不确定性的模糊过渡是2个，在很少的情形下是3个Δ_k的负值。显然，Δ_k严格地是非正的。这在数字实施方案中节省一个比特。度量更新取决于在相同的时刻的分支度量的差值，这个性质也有助于限制字的长度。结果，典型地只要用大约3到4比特表示Δ_k就够了，正如进一步显示的。

为了确定新的差值度量，我们首先需要计算Sk。在先前的符号间隔中必须被确定的S_k的唯一分量是-Δ_k－1。所有其它分量或者是老的(Δ_k－2)，或者可以在事前通过流水线技术被确定(β_k ^ca－β_k ^aa＋β_k-1 ^bc－β_k－1 ^aa＋β_k－2 ^ab－β_k－2 ^aa)。计算S_k的最小操作时间所以总计为一个单次加法。一旦S_k被确定，就把S_k与零比较。

为此，只要观察S_k的正负号比特就够了，因此避免了明显的多比特比较，否则这是必需的。所以，检测器的关键环路包含直接加法加上二进制选择。这对于维特比检测器非常简单，并且允许非常高的运行速度。

存储器长度M大于与检测器的状态图有关的存储器长度，对于每个状态，可以通过跟踪与该状态有关的、继续存在的路径的“本地”判决a_k－M，…，a_k－4而被调节。这个加上的信息允许在系统的全部存储器长度上计算分支度量。“本地”判决a_k－M，…，a_k－4按照状态图以与判决a_k－3相同的方式被更新。与数字a_k－M，…，a_k－4有关的数据功率(DataPower)不被检测器利用，以及应当是总的接收的数据功率的一小部分，以便性能接近于对于具有存储器长度M的系统的全部长成的维特比检测器的性能(它必然复杂得多)。

对于实际感兴趣的光记录系统，通常满足这个条件。非线性ISI可以通过由查找表计算分支度量而被处理。对于带有顺序反馈和不带有顺序反馈这两种情况，根据在VD内提取的误差信号直接自适应地填充和更新这些表。本地顺序反馈和自适应非线性处理的更多细节可以在[7，第7章]中找到。根据初步判决、直接从眼图中的水平得出参考幅度值的方法在PHN17088(欧洲专利申请99969527.3)中描述。

按照本发明的检测器可以在通用微处理器中以程序的形式实施。如图5所示的程序。

在程序中使用的变量在程序部分P0中初始化以后，开始包括程序部分P1-P13的环路。另外，输入信号极性的初始值被确定。对于在程序部分P1得到的输入信号的每个样本z_k重复进行环路P1-P13。在程序步骤P2，包括被跟踪的最后M＋1状态sⁱ的阵列S[]被更新以使得S[i]＝S[i－1]，对于i＝M到1。对于S[0]的新的数值在程序步骤P11中被计算。

β_k ^aa的延迟值在程序部分P3中被计算为如下：β_k－2 ^aa＝β_k－1 ^aa和β_k－1 ^aa＝β_k ^aa

β_k ^ab的延迟值在程序部分P4中被计算为如下：β_k－2 ^ab＝β_k－1 ^ab和β_k－1 ^ab＝β_k ^ab

β_k ^bc的延迟值在程序部分P5中被计算为如下：β_k－1 ^bc＝β_k ^bc

对于差值度量的延迟值在程序部分P6中，被计算为如下：Δ_k－2＝Δ_k－1和Δ_k－1＝Δ_k

对于中间变量PA₁ ^1，2，PB₁ ^1，2和PC₁ ^1，2的延迟值在程序部分P7中被计算为如下：PA₂ ¹＝PA₁ ¹和PA₂ ²＝PA₁ ²PB₂ ¹＝PB₁ ¹和PB₂ ²＝PB₁ ²PC₂ ¹＝PC₁ ¹和PC₂ ²＝PC₁ ²

β_k ^aa、β_k ^ab、β_k ^bc和β_k ^ca的新的数值分别在P8-P11中被计算。对于Δ_k的新的数值在P12中被计算。在P13中，执行追溯，以便确定相应于最可能的路径的输出值a_k－M。在P14中，这个数值在检测器的输出端处被传递。下面将更详细地描述程序部分P8-P13。

下面参照图6更详细地描述包括β_k ^aa的计算的程序部分P8。如图所示，程序部分P8包括程序步骤P8.1-P8.7。

在P8.1中，确定PA₂ ²＝1是否成立。

在P8.2中，确定PA₂ ¹＝1是否成立。

在P8.3中，距离度量β_k ^aa根据样品值z_k和对于比特序列1，1，1，1，1，的预测幅度A(11111)进行计算。在这种情况下，距离度量是基于L1-度量的，即：

${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{aa}}=|z_k-\hat{A}\left(11111\right)|.$

在P8.4中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{aa}}=|z_k-\hat{A}\left(1\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\right)|$ 计算βk_a ^a。

在P8.5中，验证PA₂ ¹＝1是否成立。

在P8.6中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{aa}}=|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}1111\right)|$ 计算βk_a ^a。

在P8.7中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{aa}}=|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\right)|$ 计算β_k ^aa。

下面参照图7更详细地描述包括β_k ^ab的计算的程序部分P9。如图所示，程序部分P9包括程序步骤P9.1-P9.9。

在P9.1中，确定PA₂ ²＝1是否成立。

在P9.2中，确定PA₂ ¹＝1是否成立。

在P9.3中，距离度量β_k ^ab根据样本值z_k和对于比特序列1，1，1，1，1，的预测幅度

进行计算：

${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ab}}=|z_k-\hat{A}\left(1111\stackrel{-}{1}\right)|.$

在P9.4中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ab}}=|z_k-\hat{A}\left(1\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}1\right)|$ 计算β_k ^ab。

在P9.5中，验证PA₂ ¹=1是否成立。

在P9.6中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ab}}|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}111\stackrel{-}{1}\right)|$ 计算β_k ^ab。

在P9.7中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ab}}=|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}1\right)|$ 计算β_k ^ab。

程序步骤9.8更新PB₁ ²：PB₁ ²=PA₂ ¹。

程序步骤9.9更新PB₁ ¹：PB₁ ¹＝PA₂ ¹。

下面参照图8更详细地描述包括β_k ^bc的计算的程序部分P10。如图所示，程序部分P10包括程序步骤P10.1-P10.5。

在P10.1中，确定PB₂ ²=1是否成立。

在P10.2中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{bc}}=|z_k-\hat{A}\left(111\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\right)|$ 计算β_k ^bc。

在P10.3中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{bc}}=|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}11\right)|$ 计算β_k ^bc。

程序步骤10.4更新PC₁ ²：PC₁ ²＝PB₂ ¹。

程序步骤10.5更新PC₁ ¹：PV₁ ¹＝PB₂ ¹。

下面参照图9更详细地描述包括β_k ^ca的计算的程序部分P11。如图所示，程序部分P11包括程序步骤P11.1-P11.3。

在P11.1中，确定PC₂ ²＝1是否成立。

在P11.2中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ca}}=|z_k-\hat{A}\left(11\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}\right)|$ 计算β_k ^ca。

在P11.3中，按照 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ca}}=|z_k-\hat{A}\left(\stackrel{-}{1}\stackrel{-}{1}111\right)|$ 计算β_k ^ca。

下面参照图10更详细地描述程序部分P12。如图所示，程序部分P12包括程序步骤P12.1-P12.10。

在P12.1中，计算在公式5中规定的和值S_k。

在P12.2中，确定所述和值S_k＞0是否成立。

如果这是正确的话，则执行程序步骤P12.3到12.6。

在P12.3中，进行指派Δ_k＝0。

在P12.4中，指派PA₁ ²＝PA₂ ¹。

在P12.5中，指派PA₁ ¹＝PA₂ ¹。

在P12.6中，指派S[0]＝1。(前一个状态是s^a)

如P12.2的结果是不正确的话，则执行程序步骤P12.7到12.12。

在P12.7中，指派Δ_k＝S_k。

在P12.8中，指派PA₁ ²＝PC₂ ¹.

在P12.9中，指派PA₁ ¹＝-PC₂ ¹。

在P12.10中，指派S[0]＝3。(前一个状态是s^c)

图11上更详细地显示程序部分P13，包括追溯程序过程和包括程序步骤P13.1到P13.17。

在程序步骤P13.1中，本地变量被初始化：Ps＝1。

在P13.2中，代表跟踪的最后MB比特序列的一阵列path[]的第一项按照：path[0]＝PA₁ ¹被更新。MB是预定的数目。

在P13.3中，环路计数值i被初始化：i＝0。

在P13.4中，确定i＜MB-2是否成立。

如果不是这种情况，则完成程序部分P13。然而，如果P13.4的不等式是真实的，则程序从P13.5继续进行。

在P13.5中，确定Ps＝1是否成立。

P13.6执行分配Ps＝S[i]。

P13.7确定Ps＝1是否成立。

P13.8执行分配path[i＋1]＝path[i]。

P13.9确定Ps＝3是否成立。

P13.10执行分配path[i＋1]＝-path[i]。

P13.11确定Ps＝2是否成立。

P13.12执行分配Ps＝1。

P13.13执行分配path[i＋1]＝path[i]。

P13.14确定Ps＝3是否成立。

P13.15执行分配Ps＝2。

P13.16执行分配path[i＋1]＝path[i]。

P13.17把环路计数值加增量1。

另外，本发明可以用专用硬件实施。图12上显示了一个实施例。这里所显示的检测器包括一第一51。1，一第二51.2；一第三51.3和一第四51.4分支度量计算器，它们从接收的样本z_k和相应于最后5个检测的比特分别计算分支度量β_k ^aa，β_k ^ab，β_k ^bc，和β_k ^ca。检测器50包括一第一52.1和一第二52.2延时单元，用于产生延时的数值β_{k－ 1} ^aa，和β_k－2 ^aa。检测器50包括一第三53.1和一第四53.2延时单元，用于提供延时的数值β_k－2 ^ab，以及第五延时单元54，用于提供延时的数值β_k－1 ^bc。所述检测器还包括被耦合到第二延时单元52.2的输出端和被耦合到第四延时单元53.2的输出端的第一减法器55，计算差值β_k－2 ^ab－β_k－2 ^aa。所述检测器还包括第二减法器56，用于计算差值β_k－1 ^bc－β_k－1 ^aa。检测器还包括第三减法器57，用于计算差值β_k ^ca－β_k ^aa。减法器55，56和57的输出端被耦合到加法器59的各个输入端。加法器59还有一输入端，用于接收延时的差值度量Δ_k－2，和延时的差值度量Δ_k－1。加法器59的输出是和值S_k。符号检测器60提供信号Sign，表示和值S_k的极性。如果信号Sign表示负的极性，则复用器61选择和值S_k，否则选择0，作为输出信号Δ_k。所以，符号检测器60和复用器61一起形成一最小值检测器。输出信号Δ_k被提供给一第六58.1和一第七58.2延时单元，以便产生延时值Δ_k－2和Δ_k－1。符号检测器60的输出端60.1还被耦合到本地序列反馈单元62和追溯单元70，下面将更详细地描述。

图13更详细地显示本地序列反馈单元62。所述单元62具有用于存储一组中间变量PA₁ ^1，2，PB₁ ^1，2和PC₁ ^1，2的第一组寄存器62.1，。第一组寄存器62.1被耦合到用于存储这些中间变量的延时值PA₂ ^1，2，PB₂ ^1，2和PC₂ ^1，2的第二组寄存器62.2。PA₂ ¹的寄存器的输出端被耦合到PB₁ ¹和PB₁ ²的寄存器的输入端。PB₂ ¹的寄存器的输出端被耦合到PC₁ ¹和PC₁ ²的寄存器的输入端。PA₁ ¹和PA₁ ²的寄存器的输出端分别被耦合到第一和第二复用器62.3和62.4。复用器62.3和62.4有接收Sign信号作为控制信号的一选择输入端62.31和一选择输入端62.41。复用器62.3具有被耦合到寄存器PA₂ ¹的输出端的第一输入端和经过反相器62.5被耦合到PC₂ ¹的寄存器的输出端的第二输入端。复用器62.4具有被耦合到用于寄存器PA₂ ¹的输出端的第一输入端和直接被耦合到用于PC₂ ¹的寄存器的输出端的第二输入端。如果信号Sign表示正的极性，则复用器62.3和62.4选择在它们的第一输入端处的信号作为输出信号。如果信号Sign表示负的极性，则复用器62.3和62.4选择在它们的第二输入端处的信号作为输出信号。本地序列反馈单元具有用于提供变量值PA₂ ¹，PA₂ ²，PB₂ ²和PC₂ ¹到分支度量计算器511，512，513和514的输出端，和用于提供变量值PA₁ ¹给追溯单元70的输出端。

图14更详细地显示追溯单元70。追溯单元70具有一串延时单元71.1，…，71.n－1。第一延时单元71.1被耦合到复用器70.4，复用器70.4接收信号Sign作为选择信号。如果信号Sign表示正的极性，则复用器70.4选择被存储在寄存器70.2中的第一值作为输出信号。第一值表示图3所示的图的状态Sa。如果信号Sign表示负的极性，则复用器70.4选择被存储在寄存器70.3中的第二值作为输出信号。第二值表示所述的图的状态Sc。追溯单元70还包括一串组合单元72.1，…，72.n。第一组合单元72.1具有第一输入端，被耦合到存储表示状态Sa的数值的寄存器70.1，以及具有第二输入端，被耦合到复用器70.4的输出端。以后的组合单元72.i具有第一输入端，被耦合到前一个组合单元72.i-1的输出端的第一输入端，以及具有第二输入端，被耦合到延时单元71.i-1。组合单元72.1，…，72.n的输出按照下表被规定：

第一输入	第二输入
			Sa	Sc
	Sa	Sa			Sc
Sb			Sa	Sa
	Sc	Sb			Sb

追溯单元70具有第一串触发单元73.1，73.2，…，73.n。第一触发单元73.1具有第一输入端，接收来自本地序列反馈单元70的信号PA₁ ¹。另一个触发单元73.i具有二进制输入端，接收前一个触发单元73.i-1的二进制输出信号。触发单元73.i还具有一被耦合到组合单元72.i的三进制控制输入端。触发单元73.i的作用在下表中描述：

二进制输入	三进制输入
				Sa	Sb	Sc
	1	1	1				1
1				1	1	1

图15更详细地显示第一分支度量计算器51.1.计算器51.1包括第一寄存器51.10，其中输入信道的预期响应 被存储用于比特11111的序列。同样地，寄存器51.11、51.12、51.13存储预期响应 和 。计算器51.1包括一复用器51.14，它按照下表根据选择信号PA₂ ¹和PA₂ ²选择这些寄存器51.10、51.11、51.12、51.13中的一个：

复用器51.14的输出被耦合到绝对差值计算器51.15的第一输入端(在L1正常的情况下)，它接收在第二输入端处的信号z_k。绝对差值计算器51.5计算L1度量 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{aa}}=|z_k-\hat{A}|$ 。

图15B显示用于计算L1度量 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ab}}=|z_k-\hat{A}|$ 的可比较计算器51.2。这个计算器包括寄存器52.10、52.11、52.12和52.13，包括值

和

。同样地，复用器52.24按照下表根据选择信号PA₂ ¹和PA₂ ²选择寄存器中的一个：

图15C更详细地显示用于计算L1度量β_k ^bc＝|z_k－A|的计算器51.3。该计算器包括寄存器51.31和51.32，用于分别存储数值

(11111)和

。复用器51.33按照下表根据选择信号PB₂ ²选择寄存器中的一个：

图15D更详细地显示用于计算L1度量 ${{\mathrm{\β}}_k}^{\mathrm{ca}}=|z_k-\hat{A}|$ 的计算器51.4。该计算器包括寄存器51.41和51.42，用于分别存储数值

(11111)和 。复用器51.43按照下表根据选择信号PC₂ ²选择寄存器中的一个：

为了比较本发明的检测器与其它检测器的性能，对于总的离散时间系统响应0.29，0.5，0.59，0.5，0.29，仿真一个线性系统。这是对于具有如[8]所示的存储器长度的系统的最坏的情形，这样打算强调接收机非最佳性的影响。

噪声n_k是高斯的和白色的。信道信号噪声比以SNR表示，并且在匹配滤波器边界的意义上规定的，SNR＝E_bb/N₀，其中E_b是系统响应的能量以及N₀是噪声变量。

图16比较了全部长成的(6-状态)维特比检测器的误码率(曲线1)与按照本发明的检测器的几个实施例的误码率。曲线2、3、4、5分别显示具有分支度量函数G(x)＝x²的过渡检测器的第一实施例、具有分支度量函数G(x)＝|x|的本发明的第二实施例、具有分支度量函数G(x)＝|x|和3比特差值度量的本发明的第三实施例以及具有分支度量函数G(x)＝|x|和2比特差值度量的本发明的第四实施例。另外，曲线6显示以具有零门限的限幅器形式的逐个比特检测器的性能。

全部长成的维特比检测器使用L2范数，用于分支度量计算，即G(x)＝x²，它是对于高斯噪声的最佳值。通过使用这个范数，过渡检测器需要约高0.4dB的SNR达到约10-5的误码率。这个损耗可归咎于这个事实，它由于系统响应(10.¹⁰log[Eb/(Eb-0.29²)]＝0.38)的最后抽头而无法利用信号能量。如果使用L1范数(G(x)＝|x|)代替L2范数，则出现另外的约0.2dB的损耗。这个代替简化了数字接收机实施方案的硬件。对于L1范数，把差值度量Δ_k量化到3比特(或8个电平：7个均匀间隔的负的电平加一个零电平)实际上产生与未量化的差值度量相同的性能，而2比特量化产生约0.8dB的损耗。即使在后一种情况，过渡检测器仍旧优于逐个比特检测器约4dB。

为了完整起见，应当提出，对于L2范数，过渡检测器的性能对于Δ_k的量化变得更敏感。需要总共4到5比特。以便限制由于量化到0.1dB内的性能损耗。

接着，按照本发明的检测器被应用来重放从实验的DVD-ROM记录器得到的波形。为了强调该系统，线性密度比标准DVD-ROM系统高9.2％。重放的信号被数字化和通过由数字PLL控制的内插器再同步到记录数据。作用在这个再同步信号上的各种检测器的误码率在图17上作为透镜相对于盘的切向斜率的函数被进行比较。

在图17上，曲线1到4分别显示对于逐个比特检测器、运行长度退回检测器[9]、具有M＝4和G(x)＝|x|的本发明检测器以及具有M＝4的全部长成的维特比检测器的误码率。

对于逐个比特检测器，在0.55度的总共倾斜窗口上误码率保持低于10^-4。如[9]和[5]所描述的运行长度退回检测器增加这个窗口0.8度。具有M＝4和G(x)＝|x|的过渡检测器产生进一步的改进到1.1度，实际上与具有M＝4的全部长成的维特比检测器相当。M超过4的增加对于倾斜窗口的影响可以忽略。

参考文献

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Claims (8)

1.一种部分响应最大或然率(PRML)的比特检测设备，用于从输入信息信号得出比特序列(x_k)，包括

一输入端，用于接收输入信息信号，

采样装置(P1)，用于以预定采样频率在采样时刻t_i对输入信息信号采样，以便得出在所述采样时刻t_i的采样输入信息信号的样本值(z_k)，所述采样频率与比特率具有一定的关系，

计算装置，用于

(a)在采样时刻t_i对于在所述采样时刻的一个或多个状态s_j(Sa，Sb，Sc)计算(50；P2-P12)最佳路径度量值PM(s_j，t_i)以及对于所述一个或多个状态确定在紧接的前面的采样时刻t_i－1的最佳的前面的状态，在所述采样时刻的状态标识着一系列n个以后的比特，

(b)从在所述采样时刻t_i处的具有最低的最佳路径度量值的状态确定(70；P13)最佳路径，在时间上向采样时刻t_i－N倒退，经过对于早先的采样时刻建立的、最佳的前面的状态，以确定在所述采样时刻t_i－N的最佳状态，

(c)输出(P14)相应于在所述采样时刻t_i－N的所述已确定的最佳状态的比特序列的所述n个比特的至少一个比特(X_k－MB－1)，

(d)对于以后的采样时刻t_i＋1重复所述步骤(a)到(c)，

其特征在于，n个以后的比特的互补序列被分配给同一个状态。

2.按照权利要求1的检测设备，其特征在于，被安排来根据运行长度限制码从输入信息信号得出比特序列(x_k)，n等于所述码的最小允许运行长度。

3.按照权利要求2的检测设备，其特征在于，所述路径度量是差值度量。

4.按照权利要求2的检测设备，其特征在于，所述路径度量的所述计算是基于M-抽头部分响应进行的，其中M＞n＋1，并且所述计算包括本地序列反馈(60)。

5.按照权利要求2的检测设备，其特征在于，所述路径度量的所述计算是基于M-抽头部分响应进行的，其中M＞n＋1，并且所述计算包括门限检测。

6.按照权利要求2的检测设备，其特征在于，所述路径度量的所述计算是基于M-抽头部分响应进行的，其中M＞n＋1，并且计算包括运行长度退回检测。

7.按照权利要求1的检测设备，其特征在于，被安排来检测具有2个符号的最小允许运行长度的运行长度限制码。

8.按照权利要求1的检测设备，其特征在于，被安排来检测具有3个符号的最小允许运行长度的运行长度限制码。

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