CN1267134A - 有源滤波器电路 - Google Patents

Abstract

电路规模小,畸变少且对噪声性能有利的有源滤波器电路。电流放大器GM1、GM2是由MOS晶体管电路组成的单一构成的反相放大器、同相放大器。在GM1的输入端子1a和GM2的输出端子2b的连接点上连接电容器C1的一个电极,在电流放大器GM2的输入端子1b和电流放大器GM1的输出端子2a的连接点上连接电容器C2的另一个电极。滤波器的输入信号X在被提供给电容器C1的另一端的同时提供给加法电路4。

Description

有源滤波器电路

本发明涉及被广泛用于模拟信号处理的有源滤波器电路，特别涉及可以适用于MOS晶体管IC电路的有源滤波器电路。

作为得到所需要的频率特性的IC内置的有源滤波器，以往使用由电流输出的差动放大器构成的可变GM放大器。例如，可以通过在高截止型或者其变形型的有源滤波器中适用上述可变GM放大器构成各种滤波器。

图12是展示使用以往的GM放大器的信号消除滤波器(TRAP)的构成的电路图。设置有可变GM放大器21、22。在GM放大器21的输出端子和GM放大器22的非反相输入端子的连接点和接地点之间插入电容器C31。在GM放大器21的非反相输入端子和GM放大器22的输出端子之间插入电容器C32。GM放大器22的输出端子，经由缓冲器23被连接在GM放大器21的反相输入端子以及经由控制该滤波器电路的选择度Q的缓冲器电路24被连接在GM放大器22的反相输入端子上。向GM放大器21、22提供用于得到所需要的频率特性的控制信号。向GM放大器21的非反相输入端子提供滤波器的输入信号X，GM放大器22的输出，经由缓冲器23变为滤波器的输出信号Y。

在上述构成中，输出信号Y相对输入信号X的传递函数用下式表示(其中：s是jω，gm1、2是各GM放大器21、22的电导，C₃₁、C₃₂是各电容器C31、C32的静电容量)。

【式1】 $\frac{Y}{X}=\frac{s^2+\frac{\mathrm{gm}1}{C_{31}}\·\frac{\mathrm{gm}2}{C_{32}}}{s^2+\frac{1}{Q}\frac{\mathrm{gm}2}{C_{32}}s+\frac{\mathrm{gm}1}{C_{31}}\frac{\mathrm{gm}2}{C_{32}}}...(1-1)$

由式(1-1)可知，通过控制可变GM放大器各自的互导gm1、gm2，就可以得到所希望的频率特性。在此为了简化说明将滤波器的Q固定。

图13是展示一般被用于上述图12的可变GM放大器中的具体电路构成的电路图。差动对晶体管Q1、Q2各自的基极为非反相输入、反相输入端。基极连接在电压源VB上的晶体管Q3、Q4是电压电流转换部分，各集电极被连接在电源Vcc上，各发射极被连接在晶体管Q1、Q2各自的集电极上。晶体管Q1、Q2的各发射极在通过确定电流转换系数的电阻R连接的同时，经由恒流I1的各恒流电源接地。

输出控制系统的晶体管Q5、Q6的各基极被连接在晶体管Q2、Q1的各发射极上。晶体管Q5、Q6的两发射极通过恒流I2的恒流电源接地。晶体管Q5、Q6的集电极成为差动电流输出。

上述构成的电路是基本的吉伯电路，从输入V_i到输出电流I_o(＝I5-I6)的传递函数用下式表示(I₁、I₂是图中I1、I2的电流值)。

【式2】 $I_o=\frac{1}{R}\frac{I_2}{I_1}{V}_i...(2-1)$

从(2-1)式可知，图13的电路的gm用下式表示。

【式3】 $\mathrm{gm}=\frac{1}{R}\frac{I_2}{I_1}...(3-1)$

从式(3-1)可知，gm由电流I₁、I₂的比控制。

如果根据上述说明将I1设置成固定电流，将I2设置成可变电流将图12构成的控制信号置换成图13的I2，则滤波器的频率特性可变。

可是，上述以往的可变GM放大器采取这样的构成，即，有效地利用双极晶体管的二极管特性，压缩、解压输入信号后传送信号。由此，呈现出以下的问题。

首先，考虑噪声性能的问题。在图13的情况下，使用由晶体管Q1、Q2以及Q3、Q4构成的差动电路压缩输入信号，用晶体管Q5、Q6解压。

在此，上述电路统治的噪声是晶体管Q3、Q4以及Q5、Q6的散粒噪声。因此，被附加了相对被压缩的输入信号产生的散粒噪声，其结果使噪声性能恶化。进而，各晶体管的基极内阻(rbb’)的热噪声也产生了不可忽视程度的噪声。

作为改善上述噪声性能的方法，一般有以下2点。

(1)增加电流I1、I2，减少输入转换噪声。即，增加输入输出的动态范围，等效地改善S/N。

(2)增加晶体管的基极面积，使rbb’减少从而改善噪声性能。

通过上述2点改善方法，相信噪声性能得到某种程度的改善。但是，如果实施这种改善方法，则必然招致电流消耗的增加。另外，由于增加电流，所使用的晶体管需要某种程度的增大。另外，为了减小rbb’就必须使用更大的晶体管。由此引起元件面积的增大。

如上所述，一般，滤波器电路，除了满足根据用途所要求的频率特性之外还要重视噪声性能。而伴随近年来IC的多功能化、高性能化，强烈要求滤波器电路低电力消耗和高集成化。

在使用以往的可变GM放大器的情况下，提高包含噪声性能的滤波器性能，和同时降低消耗电力以及提高集成化是困难的。

另一方面，考虑用MOS晶体管电路构成差动放大器的情况。通过使用MOS晶体管，可以期望低消耗电力以及高集成化。

图14是展示由MOS晶体管构成的差动放大器的电路图。向栅提供差动输入的N沟MOS晶体管M41、M42的源极共同通过恒流源Io被接地。P沟MOS晶体管M43、M44的源极被一同连接在电源上，各个漏极被连接在上述各晶体管M41、M42的漏极上。MOS晶体管M43、M44，其各自的栅被共通连接在晶体管M43的漏极上，构成电流镜电路。从晶体管M42、M44的漏极接点得到电流输出I_out。

上述构成的电路如果根据MOS晶体管的特性，使用图14的各位置的电流i₁₁、i₁₂、电压V1、V2、Vm、任意的电导g，因为用i₁₁＝g(V₁-V_m-Vth)²，i₁₂＝g(V₂-V_m-Vth)²，i₁₁+i₁₂＝I_o(恒流)给出，所以作为ΔV＝V₁-V₂，i_out＝i₁₁-i₁₂，输出电流可以用下式表示。

【式4】 $i_{\mathrm{out}}=\sqrt{2\mathrm{gIo}}\·\mathrm{\ΔV}\·\sqrt{1-\frac{g}{2\mathrm{Io}}\mathrm{\ΔV}}...(4-1)$

从(4-1)式可知，输出电流i_out，相对输入ΔV不是线性而产生2次畸变。因而，即使构成包含采用MOS晶体管电路的差动放大器的滤波器，也容易产生畸变，需要采取某些对应措施。

本发明就是鉴于上述的问题而提出的，其目的在于提供一种比以往的差动放大器构成可以缩小电路规模，在MOS晶体管电路中有效的，畸变少并且对噪声性能有利的有源滤波器电路。

本发明的有源滤波器电路，具备：MOS晶体管电路构成的第1电流放大器，具备一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置1个用于控制电导的端子；第1电容器，一个电极被连接在上述第1电流放大器的输入端子上；MOS晶体管电路构成的第2电流放大器，具备一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置一个用于控制电导的端子，上述输入端子被连接在上述第1电流放大器的输出端子上，上述输出端子被连接在上述第1电流放大器的输入端子上；第2电容器，一个电极被连接在上述第1电流放大器的输出端子和上述第2电流放大器的输入端子的连接点上。

如果采用本发明，则MOS晶体管电路构成的电流放大器，具备一个输入端子和一个输出端子，不使用反复压缩·解压的差动放大器构成。因为以少的元件数，利用从MOS晶体管性质得到的阻抗传送信号，所以对噪声有利。

图1是展示涉及本发明的实施方案1的有源滤波器的构成的电路图。

图2是展示图1中的电流放大器(反相放大器)的具体的构成例的电路图。

图3是图1中的一部分电路构成的概念图。

图4是展示图1中的电流放大器(同相放大器)的具体构成例的电路图。

图5是将上述图2、图4所示的2个电路构成适用于图1的具体的电路图。

图6是展示适用本发明的电路构成的颜色信号消除滤波器(C-TRAP)的模拟结果的特性曲线图。

图7是展示以往技术中的滤波器和本发明的滤波器的噪声频率特性的特性曲线图。

图8是展示本发明的实施方案2的有源滤波器的构成的电路图。

图9是展示图8中的电流放大器(同相放大器)的具体构成例子的电路图。

图10是展示图8中的电流放大器(反相放大器)的具体构成例子的电路图。

图11是将上述图9、图10所示的2个电路构成适用于图8的具体的电路图。

图12是展示使用一以往的电流输出的差动放大器构成的GM放大器的信号消除滤波器(TRAP)的构成的电路图。

图13是展示一般被用于图12的可变GM放大器的具体的电路构成的电路图。

图14是展示用MOS晶体管构成的差动放大器的电路图。

图1是展示涉及本发明的实施方案1的有源滤波器的构成的电路图。电流放大器GM1是由MOS晶体管电路构成的单一构成的反相放大器，具备一个输入端子1a和一个输出端子2a，并且设置发出用于控制电导的控制信号a的端子3a。在电流放大器GM1的输入端子1a上连接有电容器C1的一个电极。

另外，电流放大器GM2是由MOS晶体管电路组成的单一构成的同相放大器，具备一个输入端子1b和一个输出端子2b，并且设置有发出用于控制电导的控制信号b的端子3b。电流放大器GM2的输入端子1b被连接在电流放大器GM1的输出端子2a上。电流放大器GM2的输出端子2b被连接在电流放大器GM1的输入端子1a上。在上述电流放大器GM2的输入端子1b和电流放大器GM1的输出端子2a的连接点上连接有电容器C2的一个电极。

在电流放大器GM1的输入端子1a和接地之间插入有电阻R。滤波器的输入信号X，在提供给电容器C1的另一电极的同时被提供给加法电路4。加法电路4由一个以上的MOS晶体管构成，具有加算来自电流放大器GM1的输出端子2a的输出信号和输入信号X的功能。

从上述电流放大器GM2的输出端子2b得到滤波器的输出信号Y1。从上述电流放大器GM1的输出端子2a得到滤波器的输出信号Y2。作为上述加法电路4的加法输出得到滤波器的输出信号Y3。

在上述图1的构成中，以下式表示从滤波器的输入信号X到各自的输出信号Y1、Y2以及Y3的传递函数(其中，s是jω，gm1、2是各电流放大器GM1、GM2的电导，R是电阻R的电阻，C₁、C₂是各电容器C1、C2的静电容量)。

【式5】 $\frac{Y1}{X}=\frac{s^2}{s^2+\frac{1}{C_{1}R}s+\frac{\mathrm{gm}1}{C_1}\·\frac{\mathrm{gm}2}{C_2}}...(5-1)$ $\frac{Y2}{X}=\frac{\frac{\mathrm{gm}1}{C_2}s}{s^2+\frac{1}{C_{1}R}s+\frac{\mathrm{gm}1}{C_1}\·\frac{\mathrm{gm}2}{C_2}}...(5-2)$ $\frac{Y3}{X}=\frac{s^2+\frac{1}{C_{1}R}s-\frac{\mathrm{gm}1}{C_2}s+\frac{\mathrm{gm}1}{C_1}\·\frac{\mathrm{gm}2}{C_2}}{s^2+\frac{1}{C_{1}R}s+\frac{\mathrm{gm}1}{C_1}\·\frac{\mathrm{gm}2}{C_2}}...(5-3)$

在上式中，(5-1)式表示旁路滤波器(HPF)，(5-2)式表示带通滤波器(BPF)。另外，(5-3)式根据条件成为陷波滤波器(TRAP：信号消除滤波器)和相移滤波器(APF)。

如果采用上述图1的构成，通过用各自的控制信号a、b，使放大器GM1、2各自的电导gm1、gm2变化，就可以使用上述各式表示的传递函数变化，得到所需要的频率特性。

上述图1的滤波器电路也可以考虑使用以往的差动放大器的构成，但元件数增多，电路规模增大不可避免。即，由于原本是差动输入，因而将非反相输入或者反相输入固定为某一基准电压实际上需要单一动作。这种情况下需要另一基准电压源，电路规模增大是必然的。另外，因为该基准电压源的噪声影响滤波器的噪声性能，所以设计上需要注意。

上述缺点，通过使用包含利用本发明采用的MOS晶体管的电流放大器GM1、GM2的构成而得到消除。以下，详细说明。

图2是展示图1的电流放大器GM1的具体的构成例的电路图，构成电流倒相电路。源极接地的2个N沟MOS晶体管M2、M3栅变为相通。电流镜电路C-MIR是理想电流源，被连接在电源VDD上提供MOS晶体管M2、M3各自的漏极电流。在MOS晶体管M2的漏极电流通路上串联连接MOS晶体管M1。向MOS晶体管M1的栅提供用于控制电导的控制信号VC(栅控制电压VC)。向MOS晶体管M2的漏极以及共通的栅提供输入电流Ii，从MOS晶体管M3的漏极得到输出电流Io。

在上述构成中，输入电流Ii，被以晶体管M2、M3构成的NMOS电流镜电路和理想电流源C-MIR反相成为输出电流I_o。该电路的输入阻抗由MOS晶体管M2、M3确定。以下，用公式说明。

【式6】

I2＝Ii+I1                           …(6-1)

I1＝k(Vgs₁-V_t)²                  …(6-2)

I2＝k(Vgs₂-V_t)²                  …(6-3)

Vgs₂+Vgs₁＝VC                     …(6-4)

在此，k是与MOS晶体管的W/L成比例的常数，Vgs₁、Vgs₂是MOS晶体管M1、M2的栅·源极间电压，V_t是MOS晶体管的阈值电压，VC是MOS晶体管M1的栅控制电压。

根据(6-1)、(6-2)、(6-3)式，Ii变为下式。

【式7】

Ii＝k(Vgs₂-Vgs₁)(Vgs₂+Vgs₁-2V_t)    …(7-1)

根据(6-4)、(7-1)式，Ii变为下式。

【式8】

Ii＝k(2Vgs₂-VC)(VC-2V_t)              …(8-1)

进而根据(8-1)式Vgs₂变为下式。

【式9】 ${\mathrm{Vgs}}_2=\frac{\mathrm{VC}}{2}+\frac{\mathrm{Ii}}{2k(\mathrm{VC}-2V_t)}...(9-1)$

图2电路的输入阻抗Zi用下式表示。

【式10】 $\mathrm{Zi}=\frac{1}{2k(\mathrm{VC}-2V_t)}...(10-1)$

从上述(10-1)式可知，图2的电流倒相电路的输入阻抗，由控制电压VC控制。因而，可以将图1的电阻R置换为图2的电流倒相电路的输入阻抗。进而，因为晶体管M3的漏极和电流镜电路C-MIR的输出节点被连接，所以变为高阻抗，图2的电流输出I_o成为电流放大器(GM1)的输出。

即，如果用理想符号置换图2的电流倒相器电路则变为图3的概念图。由此，很明显构成图1的电阻R和电流放大器GM1，电阻R根据控制电压VC(相当于控制信号a)可变，起到了其作用。

图4是展示图1的电流放大器GM2的具体构成的电路图，构成电压电流转换电路。因为使用和上述图2相同的元件所以标同一符号。即，和图2相比电路连线不同，MOS晶体管M3，其栅被连接在MOS晶体管M2的漏极上。向晶体管M2的栅提供输入电压Vi。即，晶体管M3变为将反相晶体管M2的栅输入信号后的信号作为栅输入的状态。输出电流I_o得到MOS晶体管M2、M3的漏极电流I1、I3的差。

用公式说明上述电路的电导。首先，电流I2、I3用下式表示。式中的标记符号以在上述图2中说明的为基准。进而，Vgs₃是MOS晶体管M3的栅·源极间电压。

【式11】

I1＝k(Vgs₁-V_t)²＝k(Vi-V_t)²         …(11-1)

I3＝k(Vgs₃-V_t)²                      …(11-2)

进而，Vgs₃如下式那样表示。

【式12】

Vgs₃＝VC-Vgs₁                        …(12-1)

根据上述(11-1)、(11-2)、(12-1)式，I3用下式表示。

【式13】

I3＝k(VC-Vi-V_t)²                     …(13-1)

输出电流I_o用下式表示。

【式14】

I_o＝I1-I3＝-k(VC-2V_t)(VC-2Vi)        …(14-1)

根据(14-1)式图4的电压电流转换电路的电导gm变为下式。

【式15】

gm＝-k(VC-2V_t)                        …(15-1)

从(15-1)式可知，图4电压电流转换电路的电导可以由控制电压VC控制。控制电压VC相当于GM2控制信号b。

图5是将上述图2、图4所示的2个电路构成适用于图1的GM1、GM2的有源滤波器的具体的电路图。图2的MOS晶体管M1～M3用M1A～M3A表示，图4的MOS晶体管M1～M3用M1B～M3B表示。相当于控制电压VC的控制信号a、b被分别提供给晶体管M1A～M1B的栅。展示有相当于GM1的输入端子1a、输出端子2a、控制信号端子3a的节点。展示有相当于GM2的输入端子1b、输出端子2b、控制信号端子3b的节点。另外，如参照图3说明的那样，还展示了与电阻R相当的部分。

进而，用被串联连接在电源VDD-接地电位之间的N沟MOS晶体管M1C、M2C构成加法电路4。输入信号X，通过用晶体管M2C和M1C构成的源跟随器得到输出信号Y3。另外，转换从晶体管M1B的源极输出的输出信号Y2的信号用晶体管M1的栅接收进行电压电流转换。

即，反相输出信号Y2后的信号以晶体管M2C的源极作为负载被电压转换，得到输出信号Y3。这时从输出信号Y2到Y3的增益Y3g由晶体管M2C和M1C的W/L比确定。其由下式表示。

【式16】 $Y3g=Y2\·\sqrt{\frac{{(W/L)}_{M2C}}{{(W/L)}_{M1C}}}...(16-1)$

由此，在输出信号Y3上加上用输入信号X和(16-1)式表示的信号。这样加法电路4就可以用非常简单的2个晶体管(M1C、M2C)构成。因而，有助于缩小元件规模。

如果采用上述实施例，则由采用不使用差动放大器的MOS晶体管的电路构成，与用以往的双极性技术构成的电流放大器相比可以用大致一半的元件数构成滤波器。

另外，并不象以往技术那样反复进行信号的压缩·解压，而是象上述(8-1)和(13-1)式明确展示的那样，利用从MOS晶体管的性质得到的阻抗发送信号。其结果，可以说是对噪声性能也有利的构成。进而，还可以用元件数减半的效果改善噪声性能。

以下，作为本发明的具体的应用例，说明与图5的构成的滤波器有关，将输出信号Y3作为陷波滤波器(TRAP)使用的情况。

首先再次考察传递函数。在将输出信号Y3作为捕获信号使用的情况下，只要操作上述(5-2)式的分子即可。即，只要使以下的关系式成立即可。

【式17】 $\frac{1}{C_{1}R}=\frac{\mathrm{gm}1}{C_2}...(17-1)$

在此，考虑元件的相对误差，将(17-1)式中的电容器C1和C2的容量值设置成相同。这时，R和gm1的关系如下。

【式18】 $\frac{1}{R}=\mathrm{gm}1...(18-1)$

图6是展示在考虑以上关系设计的TV图象信号的亮度信号处理中使用的颜色信号消除滤波器(C-TRAP)的模拟结果的特性曲线图。

图7是展示在图12所示的以往技术中的滤波器(TRAP)和本发明的滤波器(TRAP)的噪声频率特性的特性曲线图。在此，捕获频率假设为PAL方式的颜色信号频率，4.43MHz。

从上述特性曲线所示的结果也可以清楚地知道，本发明的滤波器的噪声性能好。频带内噪声性能与以往相比大致改善10dB。

另一方面，因为本发明是利用了MOS晶体管的性质的阻抗(电导)可变滤波器，所以可以减小信号电流。由此与以往相比，可以减低消耗电力。在实际中的上述4.43MHz的C-TRAP的情况下，对于在以往中大致是700μA的信号电流，在本发明的构成中变为其1/7的大致100μA。

如果采用这样的实施方案，则可以提供同时改善以往技术中困难的元件规模和噪声性能的两种问题。即，通过应用不使用差动放大器构成而使用MOS晶体管的可变电流放大器，可以实现不仅可以实现电路规模的缩小和减低电力消耗，而且可以改善噪声性能的滤波器电路。

图8是展示本发明的实施方案2的有源滤波器的构成的电路图。电流放大器GM1A的输出端子、电流放大器GM2B的输入端子以及电流放大器GM4D的输出端子用节点N1连接。电流放大器GM2B的输出端子、电流放大器GM3C的输入/输出端子以及电流放大器GM4D的输入端子用节点N2连接。在上述节点N1上连接电容器C10的一端，向电容器C10的另一端提供输入信号V_b。在上述节点N2上连接电容器C20的一端，向电容器C20的另一端提供输入信号V_h。另外，向GM1A的输入端子提供输入信号V₁的GM2B的输出端子(节点N2)与该滤波器的输出端子V_out连接。

上述各电流放大器，是MOS晶体管电路构成，具备不使用差动放大器的一个输入端子和一个输出端子。并且虽然在此未图示但具有用于控制电导的端子。在此GM1A和GM2B变为同相放大器，GM3C和GM4D变为反相放大器。

上述构成变为多用途滤波器结构，输入信号V₁可以从输出端子V_out得到LPF(低通滤波器)输出，输入信号V_b可以从输出端子V_out得到BPF(带通滤波器)输出，输入信号V_h可以从输出端子V_out得到HPF(旁路滤波器)输出(例如，在只有BPF和HPF的构成中省略GM1A)。另外，可以将GM4D设置成同相放大器，将GM2B设置成反相放大器。GM3C必须是反相放大器。GM1A的极性可以是任意极性。

电流放大器GM1A的输出端子电压Vn1，以及滤波器输出V_out用下式表示(其中，s是jω，gm1～4是各电流放大器GM1A、2B、3C、4D的电导，C₁、C₂是各电容器C10、C20的静电容量)。

【式19】 $\mathrm{Vn}1=V_b+\frac{1}{s{C}_1}(\mathrm{gm}1\·V_1-\mathrm{gm}4\·\mathrm{Vout})...(19-1)$ $\mathrm{Vout}=V_h+\frac{1}{s{C}_2}(\mathrm{gm}2\·\mathrm{Vn}1-\mathrm{gm}3\·\mathrm{Vout})...(19-2)$

根据(19-1)以及(19-2)式，得到V_out如下。

【式20】 $\mathrm{Vout}=\frac{\frac{\mathrm{gm}1}{\mathrm{gm}4}{V}_1-\frac{s{C}_2}{\mathrm{gm}4}{V}_b+\frac{s^2{C}_1{C}_2}{\mathrm{gm}2\·\mathrm{gm}4}{V}_h}{\frac{s^2{C}_1{C}_2}{\mathrm{gm}2\·\mathrm{gm}4}+\frac{s{C}_2\mathrm{gm}3}{\mathrm{gm}2\·\mathrm{gm}4}+1}...(20-1)$

在此，设定为gm1＝gm2＝gm4，gm3＝m·gm1，C₁＝C₂，如果假设ω_o＝gm1/C₁，则变为下式。

【式21】 $\mathrm{Vout}=\frac{V1+\left(\frac{s}{w_0}\right)V_b+\left(\frac{s^2}{w_0}\right)V_h}{{\left(\frac{s}{w_0}\right)}^2+m\left(\frac{s}{w_0}\right)+1}...(21-1)$

由此，用单一的电流放大器(GM1A，2B，3C，4D)和电容(C1，C2)的构成，就可以对各个输入信号V₁、V_b、V_h实现LPF、BPF、HPF的2次滤波器特性。

图9是展示用于图8的电流放大器(GM1A，2B)的同相放大器的具体构成例子的电路图。源极接地的N沟MOS晶体管M11的栅在输入端子IN上加输入电压V1，其漏极电流i₁，经由串联连接的N沟MOS晶体管M13再由在电源VDD上连接漏极的P沟MOS晶体管M14、M15组成的电流镜电路折返输出。另外，晶体管M11、M13构成反相电路，其输出V2被输入到源极接地的N沟MOS晶体管M12的栅。该晶体管的漏极电流i₂被作为-i₂输出(i_out＝i₁-i₂)。

如果将晶体管M11和M13设置成相同的尺寸，则理想状态是V2＝Vb2-V1。在此，设V1的旁路电压为Vb，设交流成分为υ₁，如果将输入到晶体管M13的栅的控制电压Vb2设置为2Vb，则变为V1＝Vb+υ₁，V2＝Vb-υ₁，输出电流i_out＝i₁-i₂如下。根据MOS晶体管的特性，i₁＝g(V1-Vth)²，i₂＝g(V2-Vth)²(其中，g是任意的电导，Vth是MOS晶体管的阈值电压)。因而，i_out为，

i_out＝g{(Vb+υ₁-Vth)²-(Vb-υ₁-Vth)²}

    ＝4g(Vb-Vth)·υ₁

其表示输出电流i_out与输入υ₁成线性关系，没有畸变。

图10是展示用于图8的电流放大器(GM3C、4D)的反相放大器的具体构成例的电路图。在和图9同样源极接地的晶体管M21、M22以及电流镜电路构成的晶体管M14、M15上进一步设置构成反相电路的N沟MOS晶体管M23、M24。向晶体管M23的栅提供控制电压Vb2。晶体管M24的栅是输入端子IN，并且被连接在晶体管M22的栅上。M23、M24的连接点的输出被提供给晶体管M21的栅。即，相对图9的构成，变为i₁和i₂交替输入型，输出电流变为i_out’＝i₂-i₁＝-i_out。

进而，图8、图9的电流放大器的增益，因为上述的系数g与栅的宽度大致成比例地变化，所以可以由此设定。另外，除了以上的构成之外，同相、反相电流放大器，哪个附加倒相器都可以。

图11是将上述图9、图10所示的2个电路构成适用于图8的电流放大器GM1A、GM2B、GM3C、GM4D的有源滤波器的具体的电路图。使用图9的同相放大器的GM1A、GM2B各自的电路，是在图9中说明的MOS晶体管的符号的末尾分别附加A、B标识加以区别。使用图10的反相放大器的GM3C、GM4D各自的电路，是在图10中说明的MOS晶体管的符号的末尾分别附加C、D标识加以区别。

在图11的电路中，电流放大器GM1A和GM4D共有具有连接同样的电容器C10的这种关系的电流镜电路，标记为晶体管M14AD、M15AD。另外，电流放大器GM2B和GM3C共有具有连接同样的电容器C20这种关系的电流镜电路，标记为晶体管M14BC、M15BC。另外，关于GM3C和GM4D，因为共有在图10中的反相电路M23、M24，所以、标记为M23CD、M24CD。

另外，在电源VDD-接地电位之间串联设置电流源Ib和N沟晶体管M31、M32的二极管连接结构，构成旁路电路。即，从电流源Ib的输出和M31、M32的二极管连接构成的连接点输出各电流放大器的电导控制用电压Vb2。

作为该电路的特征之一，具有以下的性质。

当构成反相电路的晶体管M11A和M13A、晶体管M11B和M13B、晶体管M23CD和M24CD的增益偏离-1时，输出被分别施加在晶体管M12A、M12B、M21D以及M21C的栅上。于是，晶体管M21D、M21C的漏极电流在电流镜中被反相，由于分别和晶体管M12A、12B的漏极电流相减，因此这种电流偏差部分(DC偏差)被抵消。其结果，直流偏差(DC偏差)小。但是，当将滤波器的选择度Q设定为非1的情况下，晶体管M21C的尺寸不同抵消量减少。即便考虑这种情况，仍可以称为是直流均衡好的电路。

如果采用本实施方案，则可以用MOS晶体管可以实现畸变少，抑制元件数的增加的2次有源滤波器。即，通过应用不使用差动放大器构成使用MOS晶体管的可变电流放大器，就可以同时改善以往困难的元件规模和噪声性能这两个问题。

如果采用上述的本发明，则可以构成不使用差动放大器使用MOS晶体管的可变电流放大器，提供电路规模缩小和减低电力消耗以及对噪声性能有利的高性能的有源滤波器电路。

Claims (10)

1.一种有源滤波器电路，其特征在于：具备

由MOS晶体管电路构成的第1电流放大器，具有一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置一个用于控制电导的端子；

第1电容器，一个电极被连接在上述第1电流放大器的输入端子上；

由MOS晶体管电路构成的第2电流放大器，具有一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置一个用于控制电导的端子，上述输入端子被连接在上述第1电流放大器的输出端子上，上述输出端子被连接在上述第1电流放大器的输入端子上；

第2电容器，一个电极被连接在上述第1电流放大器的输出端子和上述第2电流放大器的输入端子的连接点上。

2.如权利要求1所述的有源滤波器电路，其特征在于：

在上述第1电流放大器中包含在上述输入端子和接地之间由一个以上的MOS晶体管构成的电阻电路。

3.如权利要求2所述的有源滤波器电路，其特征在于：

上述第1电流放大器由电流倒相器电路构成。

4.如权利要求3所述的有源滤波器电路，其特征在于：

上述电流倒相器电路设置有2个MOS晶体管，源极接地且栅共通；电流镜电路构成的电流源，提供这2个MOS晶体管各自的漏极电流；和MOS晶体管，与上述2个MOS晶体管一方的漏极电流路径串联连接，用于控制上述电导，向上述2个MOS晶体管一方的漏极以及共通的栅提供输入电流，从上述2个MOS晶体管的另一漏极得到输出电流。

5.如权利要求1所述的有源滤波器电路，其特征在于：具备加法电路，由向上述第1电容器的另一电极提供输入信号，将上述第1电流放大器的输出信号和上述输入信号相加的一个以上的MOS晶体管构成。

6.如权利要求1所述的有源滤波器电路，其特征在于：进一步具备

MOS晶体管电路构成的第3电流放大器，具有一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置一个用于控制电导的端子，上述输入端子和输出端子被连接在上述第1电流放大器的输出端子上。

7.如权利要求1所述的有源滤波器电路，其特征在于：进一步具备

MOS晶体管电路构成的第4电流放大器，具有一个输入端子和一个输出端子，并且至少设置一个用于控制电导的端子，上述输出端子被连接在上述第2电流放大器的输出端子上。

8.如权利要求1所述的有源滤波器电路，其特征在于：

上述MOS晶体管电路的构成具备源极接地的第1MOS晶体管和将反相第1MOS晶体管的栅输入信号的信号作为栅输入且源极接地的第2MOS晶体管，该构成还包含输出第1、第2MOS中的漏极电流的差的电路。

9.如权利要求6、7的某一项所述的有源滤波器电路，其特征在于：

上述MOS晶体管电路构成，具有源极接地的第1MOS晶体管；源极接地的第2MOS晶体管，将反相第1MOS晶体管的栅输入信号的信号作为栅输入，在包含输出第1、第2MOS晶体管的漏极电流的差的电路的同时，作为上述第1、第2MOS晶体管的电流源设置电流镜电路，该电流镜电路相对被共通连接在上述第1、第2电容器之一上的第1至第4之一的电流放大器共有。

10.如权利要求9所述的有源滤波器电路，其特征在于：

在上述第1至第4的电流放大器的各自的上述第2MOS晶体管中，用上述电流镜电路折返其一部分抵消流过被共通连接的上述电容器中的电流的DC偏差。

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