JPH07212187A - アクチブフィルタ - Google Patents
アクチブフィルタInfo
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- JPH07212187A JPH07212187A JP436594A JP436594A JPH07212187A JP H07212187 A JPH07212187 A JP H07212187A JP 436594 A JP436594 A JP 436594A JP 436594 A JP436594 A JP 436594A JP H07212187 A JPH07212187 A JP H07212187A
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- variable
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- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】アクチブフィルタを構成する素子のばらつきや
寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフィ
ルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑える
こと。 【構成】本発明におけるアクチブフィルタは、可変ｇｍ
アンプ回路４１，４２と、容量（Ｃ１）４５，４６と、
ｇｍの値を変えるための電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８
と、可変負荷抵抗回路４３と、可変負性抵抗回路４４
と、によって構成されている。 【効果】デバイスをウェハの形でテストする段階で出力
抵抗を調整でき、アクチブフィルタを構成する素子のば
らつきや寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アク
チブフィルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動
を抑える。又、大きな回路の追加もなく低コストでかつ
比較的簡単に実現できる。
寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフィ
ルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑える
こと。 【構成】本発明におけるアクチブフィルタは、可変ｇｍ
アンプ回路４１，４２と、容量（Ｃ１）４５，４６と、
ｇｍの値を変えるための電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８
と、可変負荷抵抗回路４３と、可変負性抵抗回路４４
と、によって構成されている。 【効果】デバイスをウェハの形でテストする段階で出力
抵抗を調整でき、アクチブフィルタを構成する素子のば
らつきや寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アク
チブフィルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動
を抑える。又、大きな回路の追加もなく低コストでかつ
比較的簡単に実現できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アクチブフィルタに関
し、特にアクチブフィルタの遮断周波数特性による影響
を受けることなく或る特定の出力利得になるようにする
可変負荷抵抗回路又は、可変負性抵抗回路又は、可変負
荷抵抗回路と可変負性抵抗回路の両方、を備えたアクチ
ブフィルタに関する。
し、特にアクチブフィルタの遮断周波数特性による影響
を受けることなく或る特定の出力利得になるようにする
可変負荷抵抗回路又は、可変負性抵抗回路又は、可変負
荷抵抗回路と可変負性抵抗回路の両方、を備えたアクチ
ブフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】磁気ディスクにおいて、記録容量を増や
す方法としてＣＤＲ（Constant Densisty Recording）
方式が採用され始めている。ＣＤＲ方式では、ディスク
の内周と外周とで転送速度が変化するため、読みだしデ
ータを処理する波形整形回路のフィルタの帯域を転送速
度に応じて可変とする必要があり、遮断周波数を任意に
設定可能なアクチブフィルタが用いられている。更に、
磁気ディスクの転送速度は、高速化の傾向にあり、高帯
域アクチブフィルタが求められている。
す方法としてＣＤＲ（Constant Densisty Recording）
方式が採用され始めている。ＣＤＲ方式では、ディスク
の内周と外周とで転送速度が変化するため、読みだしデ
ータを処理する波形整形回路のフィルタの帯域を転送速
度に応じて可変とする必要があり、遮断周波数を任意に
設定可能なアクチブフィルタが用いられている。更に、
磁気ディスクの転送速度は、高速化の傾向にあり、高帯
域アクチブフィルタが求められている。
【０００３】従来のアクチブフィルタについて図４を用
いて説明する。図４は、従来のアクチブフィルタの構成
図である。同図に示されるアクチブフィルタの構成は、
IEEEJournal of Solid State Circuits. Vol. 27. No.
3. March 1992 に掲載されている。
いて説明する。図４は、従来のアクチブフィルタの構成
図である。同図に示されるアクチブフィルタの構成は、
IEEEJournal of Solid State Circuits. Vol. 27. No.
3. March 1992 に掲載されている。
【０００４】説明を簡単にする都合上、同図には、１次
ローパスフィルタと言われるフィルタを示している。同
図に示されるフィルタは、可変コンダクタンスアンプ
（コンダクタンスｇｍを可変させることのできるアンプ
で、以下、可変ｇｍアンプと言う）１，２と、コンダク
タンス（ｇｍ）を変化させるための電流源（Ｉｇｍ１）
８，９と、負荷抵抗（Ｒｌ１）３，４と、負性抵抗回路
（ＮＩＣ）５と、容量(Ｃ１）６，７と、によって構成
されている。この時、前記アクチブフィルタの遮断周波
数ｆｃは、
ローパスフィルタと言われるフィルタを示している。同
図に示されるフィルタは、可変コンダクタンスアンプ
（コンダクタンスｇｍを可変させることのできるアンプ
で、以下、可変ｇｍアンプと言う）１，２と、コンダク
タンス（ｇｍ）を変化させるための電流源（Ｉｇｍ１）
８，９と、負荷抵抗（Ｒｌ１）３，４と、負性抵抗回路
（ＮＩＣ）５と、容量(Ｃ１）６，７と、によって構成
されている。この時、前記アクチブフィルタの遮断周波
数ｆｃは、
【０００５】
【数１】
【０００６】となる。
【０００７】次に、図４に示されている可変ｇｍアンプ
（ｇｍ）１，２の構成例を図２に示す。可変ｇｍアンプ
は、トランジスタ（Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４）
と、電流源（Ｉｇｍ１）２５，２６によって構成され
る。この時のｇｍの値は、
（ｇｍ）１，２の構成例を図２に示す。可変ｇｍアンプ
は、トランジスタ（Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４）
と、電流源（Ｉｇｍ１）２５，２６によって構成され
る。この時のｇｍの値は、
【０００８】
【数２】
【０００９】と、表される。ここで、ＶＴは、熱電圧
（＝ｋＴ／ｑ）を示す。（ｋは、ボルツマン定数、Ｔ
は、絶対温度、ｑは、電子の電荷、をそれぞれ表す。） （数１）に示されているＩｇｍ１の値即ち、電流源の値
を変えることでｇｍの値を変えることができる。結果と
して、電流源（Ｉｇｍ１）２５，２６、の値を変えるこ
とによってフィルタの遮断周波数を変えることができ
る。
（＝ｋＴ／ｑ）を示す。（ｋは、ボルツマン定数、Ｔ
は、絶対温度、ｑは、電子の電荷、をそれぞれ表す。） （数１）に示されているＩｇｍ１の値即ち、電流源の値
を変えることでｇｍの値を変えることができる。結果と
して、電流源（Ｉｇｍ１）２５，２６、の値を変えるこ
とによってフィルタの遮断周波数を変えることができ
る。
【００１０】次に、図４に示される負性抵抗回路（ＮＩ
Ｃ）５、の一例を図３に示す。この負性抵抗回路は、ト
ランジスタ（Ｑ３１，Ｑ３２）３１，３２と、抵抗（Ｒ
ｅ）３３と、電流源（Ｉｎｉｃ１）３４，３５と、によ
って構成される。この時の出力抵抗値Ｚｎｉｃは、以下
のように表せる。
Ｃ）５、の一例を図３に示す。この負性抵抗回路は、ト
ランジスタ（Ｑ３１，Ｑ３２）３１，３２と、抵抗（Ｒ
ｅ）３３と、電流源（Ｉｎｉｃ１）３４，３５と、によ
って構成される。この時の出力抵抗値Ｚｎｉｃは、以下
のように表せる。
【００１１】
【数３】
【００１２】次に、前記アクチブフィルタの出力抵抗
（Ｚｏ）は、負性抵抗（Ｚｎｉｃ）と負荷抵抗（Ｒｌ）
の並列接続と考えることができるので、以下のように表
すことができる。
（Ｚｏ）は、負性抵抗（Ｚｎｉｃ）と負荷抵抗（Ｒｌ）
の並列接続と考えることができるので、以下のように表
すことができる。
【００１３】
【数４】
【００１４】さて、１次フィルタのＤＣ利得（Ｇｏ）
は、コンダクタンス（ｇｍ）と、出力抵抗（Ｚｏ）と、
を用いて表すと、
は、コンダクタンス（ｇｍ）と、出力抵抗（Ｚｏ）と、
を用いて表すと、
【００１５】
【数５】
【００１６】となる。この時、（数４）に示されるＲｌ
とＺｎｉｃを、
とＺｎｉｃを、
【００１７】
【数６】
【００１８】のように選ぶことで理論的に出力抵抗値
は、無限大となる。出力抵抗が無限大の時、（数５）の
ＤＣ利得は、（数１）に示されるフィルタの遮断周波数
に関係なく１倍となることがわかる。
は、無限大となる。出力抵抗が無限大の時、（数５）の
ＤＣ利得は、（数１）に示されるフィルタの遮断周波数
に関係なく１倍となることがわかる。
【００１９】ＤＣ利得が１倍の出力となる上記アクチブ
フィルタの後段に、必要とする利得のアンプを付加する
ことで、所望のＤＣ利得を持ったフィルタを実現するの
である。
フィルタの後段に、必要とする利得のアンプを付加する
ことで、所望のＤＣ利得を持ったフィルタを実現するの
である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、ア
クチブフィルタを構成する素子のばらつきや寄生素子に
よって出力抵抗が無限大とはならず、結果としてアクチ
ブフィルタのＤＣ利得が１倍にならないという問題点が
ある。又、出力抵抗が十分に大きな値とならないため
に、フィルタの遮断周波数に依存し、アクチブフィルタ
の遮断周波数を変える度に、ＤＣ利得が変動するという
問題がある。
クチブフィルタを構成する素子のばらつきや寄生素子に
よって出力抵抗が無限大とはならず、結果としてアクチ
ブフィルタのＤＣ利得が１倍にならないという問題点が
ある。又、出力抵抗が十分に大きな値とならないため
に、フィルタの遮断周波数に依存し、アクチブフィルタ
の遮断周波数を変える度に、ＤＣ利得が変動するという
問題がある。
【００２１】本発明の目的は、アクチブフィルタを構成
する素子のばらつきや寄生素子によるＤＣ利得の変動を
なくし、アクチブフィルタの遮断周波数の変化に伴うＤ
Ｃ利得の変動を抑えることにある。
する素子のばらつきや寄生素子によるＤＣ利得の変動を
なくし、アクチブフィルタの遮断周波数の変化に伴うＤ
Ｃ利得の変動を抑えることにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では、可変コンダクタンスアンプと、容量と、
該アンプの電流出力を得るための負荷抵抗と、負性抵抗
回路と、によって構成されるアクチブフィルタにおい
て、前記アクチブフィルタの振幅が、フィルタの遮断周
波数特性による影響を受けることなく或る特定の値にな
るように、前記アクチブフィルタの実際の特性に応じ
て、前記アクチブフィルタの負荷抵抗又は、負性抵抗又
は、負荷抵抗と負性抵抗の両方、の値を変えることがで
きるように、可変負荷抵抗回路又は、可変負性抵抗回路
又は、可変負荷抵抗回路と可変負性抵抗回路の両方、の
いずれかを備えた。
に本発明では、可変コンダクタンスアンプと、容量と、
該アンプの電流出力を得るための負荷抵抗と、負性抵抗
回路と、によって構成されるアクチブフィルタにおい
て、前記アクチブフィルタの振幅が、フィルタの遮断周
波数特性による影響を受けることなく或る特定の値にな
るように、前記アクチブフィルタの実際の特性に応じ
て、前記アクチブフィルタの負荷抵抗又は、負性抵抗又
は、負荷抵抗と負性抵抗の両方、の値を変えることがで
きるように、可変負荷抵抗回路又は、可変負性抵抗回路
又は、可変負荷抵抗回路と可変負性抵抗回路の両方、の
いずれかを備えた。
【００２３】
【作用】アクチブフィルタ設計時には、負荷抵抗と負性
抵抗によって出力抵抗が十分に大きくなるように各々の
値が決められるが、前記の通り、寄生素子などによって
出力抵抗が十分大きな値とならず、結果として、ＤＣ利
得が、アクチブフィルタの遮断周波数特性による影響を
受けることになる。
抵抗によって出力抵抗が十分に大きくなるように各々の
値が決められるが、前記の通り、寄生素子などによって
出力抵抗が十分大きな値とならず、結果として、ＤＣ利
得が、アクチブフィルタの遮断周波数特性による影響を
受けることになる。
【００２４】そこで、アクチブフィルタ設計時に負荷抵
抗，負性抵抗をそれぞれ可変負荷抵抗回路、可変負性抵
抗回路に置き換えることによって、実際のアクチブフィ
ルタのＤＣ利得特性を調べ、負荷抵抗回路と負性抵抗回
路を調整することによって目的のあるＤＣ利得となるよ
うに補正できるようにする。
抗，負性抵抗をそれぞれ可変負荷抵抗回路、可変負性抵
抗回路に置き換えることによって、実際のアクチブフィ
ルタのＤＣ利得特性を調べ、負荷抵抗回路と負性抵抗回
路を調整することによって目的のあるＤＣ利得となるよ
うに補正できるようにする。
【００２５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照して説明す
る。図１は、本発明の一実施例としてのアクチブフィル
タを示す回路図である。なお本実施例は、フィルタの特
性としては、１次フィルタの場合を示している。
る。図１は、本発明の一実施例としてのアクチブフィル
タを示す回路図である。なお本実施例は、フィルタの特
性としては、１次フィルタの場合を示している。
【００２６】図１において、可変ｇｍアンプ回路４１，
４２と、容量（Ｃ１）４５，４６と、ｇｍの値を変える
ための電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８と、可変負荷抵抗
回路４３と、可変負性抵抗回路４４と、によって構成さ
れている。
４２と、容量（Ｃ１）４５，４６と、ｇｍの値を変える
ための電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８と、可変負荷抵抗
回路４３と、可変負性抵抗回路４４と、によって構成さ
れている。
【００２７】可変ｇｍアンプ回路４１，４２は、差動入
力，差動出力であり、電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８に
よってｇｍの値を変えることができる。
力，差動出力であり、電流源（Ｉｇｍ１）４７，４８に
よってｇｍの値を変えることができる。
【００２８】可変負荷抵抗回路４３と可変負性抵抗回路
４４のデフォルトの抵抗値は、最も適切であると考えら
れる抵抗値に設計されている。
４４のデフォルトの抵抗値は、最も適切であると考えら
れる抵抗値に設計されている。
【００２９】前記のアクチブフィルタにおいて、実際の
ＤＣ利得の特性を確認した後、可変負荷抵抗回路４３又
は、可変負性抵抗回路４４又は、可変負荷抵抗回路４３
と可変負性抵抗回路４４の値を適切な値に調整すること
によって、アクチブフィルタを構成する素子のばらつき
や寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフ
ィルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑え
ることができる。
ＤＣ利得の特性を確認した後、可変負荷抵抗回路４３又
は、可変負性抵抗回路４４又は、可変負荷抵抗回路４３
と可変負性抵抗回路４４の値を適切な値に調整すること
によって、アクチブフィルタを構成する素子のばらつき
や寄生素子によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフ
ィルタの遮断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑え
ることができる。
【００３０】ここで、可変負荷抵抗回路４３の構成例を
図５に示す。同図の可変負荷抵抗回路は、調整用の抵抗
が３本の時の構成である。最も適切であると考えられる
デフォルトの抵抗（Ｒｌ１）１４１，１４２と直列に調
整用の抵抗（Ｒｔ１，Ｒｔ２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ
５，Ｒｔ６）１４３，１４４，１４５，１４６，１４
７，１４８、が接続され、同抵抗の両端に挿入されたス
イッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）１４
９，１５０，１５１，１５２，１５３，１５４は、電流
パルスで切断可能なアルミニウムの可溶接続片か、また
は逆方向に大電流を流せば永久的に短絡状態に変化する
ツェナーダイオードである。このスイッチ（Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）１４９，１５０，１５
１，１５２，１５３，１５４を前述のとおり電流パルス
によって開放（アルミニウムの可溶接続片の時）、又は
逆方向大電流を流すことによって短絡（ツェナーダイオ
ードの時）することにより調整用の抵抗（Ｒｔ１，Ｒｔ
２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ５，Ｒｔ６）１４３，１４
４，１４５，１４６，１４７，１４８をデフォルトの抵
抗（Ｒｌ１）１４１，１４２と直列に接続する。例え
ば、スイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５）１４９，１５
０，１５２，１５３を短絡状態にしたものと仮定する
と、Ｒｌ’は、
図５に示す。同図の可変負荷抵抗回路は、調整用の抵抗
が３本の時の構成である。最も適切であると考えられる
デフォルトの抵抗（Ｒｌ１）１４１，１４２と直列に調
整用の抵抗（Ｒｔ１，Ｒｔ２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ
５，Ｒｔ６）１４３，１４４，１４５，１４６，１４
７，１４８、が接続され、同抵抗の両端に挿入されたス
イッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）１４
９，１５０，１５１，１５２，１５３，１５４は、電流
パルスで切断可能なアルミニウムの可溶接続片か、また
は逆方向に大電流を流せば永久的に短絡状態に変化する
ツェナーダイオードである。このスイッチ（Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）１４９，１５０，１５
１，１５２，１５３，１５４を前述のとおり電流パルス
によって開放（アルミニウムの可溶接続片の時）、又は
逆方向大電流を流すことによって短絡（ツェナーダイオ
ードの時）することにより調整用の抵抗（Ｒｔ１，Ｒｔ
２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ５，Ｒｔ６）１４３，１４
４，１４５，１４６，１４７，１４８をデフォルトの抵
抗（Ｒｌ１）１４１，１４２と直列に接続する。例え
ば、スイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５）１４９，１５
０，１５２，１５３を短絡状態にしたものと仮定する
と、Ｒｌ’は、
【００３１】
【数７】
【００３２】となる。一般に、調整用抵抗（Ｒｔ１，Ｒ
ｔ２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ５，Ｒｔ６）１４３，１４
４，１４５，１４６，１４７，１４８の関係は、デフォ
ルトの抵抗（Ｒｌ１）１４１，１４２よりも小さな値を
とる。このように負荷抵抗値を調整するのである。
ｔ２，Ｒｔ３，Ｒｔ４，Ｒｔ５，Ｒｔ６）１４３，１４
４，１４５，１４６，１４７，１４８の関係は、デフォ
ルトの抵抗（Ｒｌ１）１４１，１４２よりも小さな値を
とる。このように負荷抵抗値を調整するのである。
【００３３】次に、可変負性抵抗回路について説明す
る。図６に示される可変負性抵抗回路は、トランジスタ
（Ｑ５１，Ｑ５２）５１，５２と、電流源（Ｉｎｉｃ
５）５７，５８と、デフォルトの抵抗（Ｒｅｄ）５３
と、調整用の抵抗（Ｒｅ５３，Ｒｅ５４，Ｒｅ５５）５
４，５５，５６と、前記調整用抵抗（Ｒｅ５３，Ｒｅ５
４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６、に並列に接続される
スイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５９，６０，６１
と、で構成される。同図においては、調整用の抵抗が３
本の時を示し、調整用の抵抗を除いては、図３に示され
る負性抵抗回路と同じである。同抵抗の両端に挿入され
たスイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５９，６０，６
１は、電流パルスで切断可能なアルミニウムの可溶接続
片である。同スイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５
９，６０，６１、を切断することによって調整用の抵抗
（Ｒｅ５３，Ｒｅ５４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６を
デフォルトの抵抗と直列接続する。例えば、図６に示さ
れるスイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０）５９，６０を切断する
と同可変負性抵抗回路の負性抵抗値Ｚｎｉｃ’は、
る。図６に示される可変負性抵抗回路は、トランジスタ
（Ｑ５１，Ｑ５２）５１，５２と、電流源（Ｉｎｉｃ
５）５７，５８と、デフォルトの抵抗（Ｒｅｄ）５３
と、調整用の抵抗（Ｒｅ５３，Ｒｅ５４，Ｒｅ５５）５
４，５５，５６と、前記調整用抵抗（Ｒｅ５３，Ｒｅ５
４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６、に並列に接続される
スイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５９，６０，６１
と、で構成される。同図においては、調整用の抵抗が３
本の時を示し、調整用の抵抗を除いては、図３に示され
る負性抵抗回路と同じである。同抵抗の両端に挿入され
たスイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５９，６０，６
１は、電流パルスで切断可能なアルミニウムの可溶接続
片である。同スイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０，Ｓ６１）５
９，６０，６１、を切断することによって調整用の抵抗
（Ｒｅ５３，Ｒｅ５４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６を
デフォルトの抵抗と直列接続する。例えば、図６に示さ
れるスイッチ（Ｓ５９，Ｓ６０）５９，６０を切断する
と同可変負性抵抗回路の負性抵抗値Ｚｎｉｃ’は、
【００３４】
【数８】
【００３５】となる。
【００３６】一般に、調整用の抵抗（Ｒｅ５３，Ｒｅ５
４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６は、デフォルトの抵抗
（Ｒｅｄ）よりも小さい値をとる。以上のように、負性
抵抗値の調整を行う。
４，Ｒｅ５５）５４，５５，５６は、デフォルトの抵抗
（Ｒｅｄ）よりも小さい値をとる。以上のように、負性
抵抗値の調整を行う。
【００３７】前記可変負荷抵抗回路と可変負性抵抗回路
の抵抗値を互いに調整することで、素子のばらつきや寄
生素子などによる出力抵抗の低下分を補うのである。結
果として、出力抵抗は極めて大きくなり、ＤＣ利得は１
倍となる。
の抵抗値を互いに調整することで、素子のばらつきや寄
生素子などによる出力抵抗の低下分を補うのである。結
果として、出力抵抗は極めて大きくなり、ＤＣ利得は１
倍となる。
【００３８】次に、ｎ次のアクチブフィルタの場合の可
変負荷抵抗回路及び可変負性抵抗回路の調整方法を示
す。
変負荷抵抗回路及び可変負性抵抗回路の調整方法を示
す。
【００３９】図７にｎ次のアクチブフィルタの構成を示
す。この図は、図１に示した１次のアクチブフィルタを
ｎ段接続したものに等しく、図７において示されるｎ次
アクチブフィルタは、可変ｇｍアンプ（ｇｍ１，ｇｍ
ｎ）６０１，６０２，６０３，６０４と、可変負荷抵抗
回路（Ｒｌ６０１，Ｒｌｎ）６０５，６０６と、可変負
性抵抗回路（Ｚｎｉｃ６０１，Ｚｎｉｃｎ）６０７，６
０８と、容量（Ｃ６０１，Ｃｎ）６０９，６１０，６１
１，６１２と、電流源（Ｉｇｍ６０１，Ｉｇｍｎ）６１
３，６１４，６１５，６１６と、によって構成される。
この時の可変ｇｍアンプの構成は図２に示されるものに
等しく、電流源（Ｉｇｍ６０１，Ｉｇｍｎ）６１３，６
１４，６１５，６１６を変化させることでトランスコン
ダクタンス（ｇｍ）の値を変化させ、結果としてフィル
タの遮断周波数を変えることができる。
す。この図は、図１に示した１次のアクチブフィルタを
ｎ段接続したものに等しく、図７において示されるｎ次
アクチブフィルタは、可変ｇｍアンプ（ｇｍ１，ｇｍ
ｎ）６０１，６０２，６０３，６０４と、可変負荷抵抗
回路（Ｒｌ６０１，Ｒｌｎ）６０５，６０６と、可変負
性抵抗回路（Ｚｎｉｃ６０１，Ｚｎｉｃｎ）６０７，６
０８と、容量（Ｃ６０１，Ｃｎ）６０９，６１０，６１
１，６１２と、電流源（Ｉｇｍ６０１，Ｉｇｍｎ）６１
３，６１４，６１５，６１６と、によって構成される。
この時の可変ｇｍアンプの構成は図２に示されるものに
等しく、電流源（Ｉｇｍ６０１，Ｉｇｍｎ）６１３，６
１４，６１５，６１６を変化させることでトランスコン
ダクタンス（ｇｍ）の値を変化させ、結果としてフィル
タの遮断周波数を変えることができる。
【００４０】負荷抵抗は、一般に等しい値を用いること
から、図７に見られるように可変負荷抵抗回路（Ｒｌ６
０１，Ｒｌｎ）のスイッチ（アルミニウム可溶接続片又
は、ツェナーダイオードのスイッチ、図５を参照）を切
断するための端子（Ｐ６０１，Ｐ６０２，Ｐ６０３）６
１７，６１８，６１９は、全ての可変負荷抵抗回路にお
いて共通にすることができ、この端子（Ｐ６０１，Ｐ６
０２，Ｐ６０３）６１７，６１８，６１９に、アルミニ
ウム可溶接続片の場合は、電流パルスを流すことで開
放、ツェナーダイオードの場合は、逆方向大電流を流す
ことで短絡できる。即ち、全ての可変負荷抵抗回路を一
度に調整できる。
から、図７に見られるように可変負荷抵抗回路（Ｒｌ６
０１，Ｒｌｎ）のスイッチ（アルミニウム可溶接続片又
は、ツェナーダイオードのスイッチ、図５を参照）を切
断するための端子（Ｐ６０１，Ｐ６０２，Ｐ６０３）６
１７，６１８，６１９は、全ての可変負荷抵抗回路にお
いて共通にすることができ、この端子（Ｐ６０１，Ｐ６
０２，Ｐ６０３）６１７，６１８，６１９に、アルミニ
ウム可溶接続片の場合は、電流パルスを流すことで開
放、ツェナーダイオードの場合は、逆方向大電流を流す
ことで短絡できる。即ち、全ての可変負荷抵抗回路を一
度に調整できる。
【００４１】負性抵抗の値も全てにおいて等しい場合
は、図７に見られるように、可変負性抵抗回路（図６）
のアルミニウム可溶接続片のスイッチを切断するための
端子(Ｐ６０４，Ｐ６０５，Ｐ６０６）６２０，６２
１，６２２は、全ての可変負性抵抗回路において共通に
でき、この端子（Ｐ６０４，Ｐ６０５，Ｐ６０６）６２
０，６２１，６２２に電流パルスを流すことによって一
度に切断し、調整を行うことができる。
は、図７に見られるように、可変負性抵抗回路（図６）
のアルミニウム可溶接続片のスイッチを切断するための
端子(Ｐ６０４，Ｐ６０５，Ｐ６０６）６２０，６２
１，６２２は、全ての可変負性抵抗回路において共通に
でき、この端子（Ｐ６０４，Ｐ６０５，Ｐ６０６）６２
０，６２１，６２２に電流パルスを流すことによって一
度に切断し、調整を行うことができる。
【００４２】以上の構成にすることで、一度で全ての負
荷抵抗及び負性抵抗を調整できる。
荷抵抗及び負性抵抗を調整できる。
【００４３】又、（数５）によると、出力抵抗が一定と
仮定する時、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が小さい
時ほどＤＣ利得が１倍からずれ、逆にトランスコンダク
タンス（ｇｍ）が大きい時ほどＤＣ利得が１倍に近ずく
ことがわかる。従って、負荷抵抗及び負性抵抗の調整に
際しては、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が最も小さ
い時即ち、フィルタの設定される遮断周波数が最も小さ
い時の状態にすることが望ましい。前述の状態での調整
を行えば、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が大きい時
即ち、フィルタの遮断周波数が大きい時の状態における
ＤＣ利得は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が最も小
さい時即ち、フィルタの設定される遮断周波数が最も小
さい時の状態におけるＤＣ利得よりも１倍に近くなるこ
とがわかる。
仮定する時、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が小さい
時ほどＤＣ利得が１倍からずれ、逆にトランスコンダク
タンス（ｇｍ）が大きい時ほどＤＣ利得が１倍に近ずく
ことがわかる。従って、負荷抵抗及び負性抵抗の調整に
際しては、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が最も小さ
い時即ち、フィルタの設定される遮断周波数が最も小さ
い時の状態にすることが望ましい。前述の状態での調整
を行えば、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が大きい時
即ち、フィルタの遮断周波数が大きい時の状態における
ＤＣ利得は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）が最も小
さい時即ち、フィルタの設定される遮断周波数が最も小
さい時の状態におけるＤＣ利得よりも１倍に近くなるこ
とがわかる。
【００４４】
【発明の効果】本発明によれば、デバイスをウェハの形
でテストする段階で出力抵抗を調整でき、結果として、
アクチブフィルタを構成する素子のばらつきや寄生素子
によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフィルタの遮
断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑えることがで
きる。又、大きな回路の追加もなく低コストでかつ比較
的簡単に実現できる。
でテストする段階で出力抵抗を調整でき、結果として、
アクチブフィルタを構成する素子のばらつきや寄生素子
によるＤＣ利得の変動をなくし、アクチブフィルタの遮
断周波数の変化に伴うＤＣ利得の変動を抑えることがで
きる。又、大きな回路の追加もなく低コストでかつ比較
的簡単に実現できる。
【図１】本発明の一実施例としての１次アクチブフィル
タを示す構成図である。
タを示す構成図である。
【図２】図４における可変コンダクタンスアンプ（可変
ｇｍアンプ）の具体例を示した回路図である。
ｇｍアンプ）の具体例を示した回路図である。
【図３】図４における負性抵抗回路（ＮＩＣ）の具体例
を示した回路図である。
を示した回路図である。
【図４】アクチブフィルタの従来例を示す構成図であ
る。
る。
【図５】図１における可変負荷抵抗回路の具体例を示し
た回路図である。
た回路図である。
【図６】図１における可変負性抵抗回路の具体例を示し
た回路図である。
た回路図である。
【図７】本発明の一実施例としてのｎ次アクチブフィル
タを示す構成図である。
タを示す構成図である。
４１，４２…ｇｍアンプ回路、４３…可変負荷抵抗回
路、４４…可変負性抵抗回路、４５，４６…容量（Ｃ
１）、４７，４８…遮断周波数制御電流源（Ｉｇｍ
１）。
路、４４…可変負性抵抗回路、４５，４６…容量（Ｃ
１）、４７，４８…遮断周波数制御電流源（Ｉｇｍ
１）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木村 博 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所システム開発研究所内 (72)発明者 渡辺 国夫 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所システム開発研究所内 (72)発明者 広岡 嗣喜 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所システム開発研究所内 (72)発明者 奈良 孝 群馬県高崎市西横手町111番地株式会社日 立製作所半導体事業部内
Claims (3)
- 【請求項１】可変コンダクタンスアンプと、容量と、該
アンプの電流出力を得るための負荷抵抗と、負性抵抗回
路と、によって構成されるアクチブフィルタにおいて、 前記アクチブフィルタの振幅が、フィルタの遮断周波数
特性による影響を受けることなく或る特定の値になるよ
うに、前記アクチブフィルタの実際の特性に応じて、前
記アクチブフィルタの負荷抵抗又は、負性抵抗又は、負
荷抵抗と負性抵抗の両方、の値を変えることができるよ
うな、可変負荷抵抗回路又は、可変負性抵抗回路又は、
可変負荷抵抗回路と可変負性抵抗回路の両方を具備する
ことを特徴とするアクチブフィルタ。 - 【請求項２】請求項１記載のアクチブフィルタにおい
て、その全体を１チップＬＳＩ化したことを特徴とする
アクチブフィルタ。 - 【請求項３】磁気ディスクシステムにおいて、請求項１
又は２に記載のアクチブフィルタを内蔵することを特徴
とする磁気ディスクシステム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP436594A JPH07212187A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | アクチブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP436594A JPH07212187A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | アクチブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212187A true JPH07212187A (ja) | 1995-08-11 |
Family
ID=11582357
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP436594A Pending JPH07212187A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | アクチブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07212187A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100372123B1 (ko) * | 1999-03-11 | 2003-02-14 | 가부시끼가이샤 도시바 | 액티브 필터 회로 |
| WO2008010331A1 (fr) * | 2006-07-19 | 2008-01-24 | Nec Corporation | Circuit de régulation automatique de conductance de sortie d'un circuit de type de sortie de courant différentiel et circuit de filtre |
| US7865087B2 (en) | 2006-11-15 | 2011-01-04 | Sharp Kabushiki Kaisha | Bandpass filter circuit, band-elimination filter circuit, infrared signal processing circuit |
| US8260155B2 (en) | 2006-07-18 | 2012-09-04 | Sharp Kabushiki Kaisha | Carrier detection circuit, method for controlling carrier detection circuit, and infrared signal processing circuit having the carrier detection circuit |
| WO2013008354A1 (ja) * | 2011-07-14 | 2013-01-17 | パナソニック株式会社 | フィルタ回路および半導体集積回路 |
-
1994
- 1994-01-20 JP JP436594A patent/JPH07212187A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100372123B1 (ko) * | 1999-03-11 | 2003-02-14 | 가부시끼가이샤 도시바 | 액티브 필터 회로 |
| US8260155B2 (en) | 2006-07-18 | 2012-09-04 | Sharp Kabushiki Kaisha | Carrier detection circuit, method for controlling carrier detection circuit, and infrared signal processing circuit having the carrier detection circuit |
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| JP4730568B2 (ja) * | 2006-07-19 | 2011-07-20 | 日本電気株式会社 | 差動電流出力型回路の出力コンダクタンス自動調整回路およびフィルタ回路 |
| US8736360B2 (en) | 2006-07-19 | 2014-05-27 | Nec Corporation | Output conductance automatic regulation circuit of differential current output type circuit and filter circuit |
| US7865087B2 (en) | 2006-11-15 | 2011-01-04 | Sharp Kabushiki Kaisha | Bandpass filter circuit, band-elimination filter circuit, infrared signal processing circuit |
| WO2013008354A1 (ja) * | 2011-07-14 | 2013-01-17 | パナソニック株式会社 | フィルタ回路および半導体集積回路 |
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