CN1260628C - 用于波形相位和周期检测的设备及方法 - Google Patents

Abstract

电路(10)用于确定波形信号(28和30)的周期和它们之间的相位关系。延迟线(12)有采样口(14)、设置口(16)、参考口(18)、以及输出口(20)，并进一步内含与锁定元件(34)和编码器(36)相关的延迟元件(32)。延迟线(12)接收第一个信号(28)到采样口(14)，并通过开关(22)也接入设置口(16)。然后编码器(36)就在延迟线(12)的输出口(20)以每个延迟元件产生的延迟为单位提供第一个信号(28)的周期。然后控制单元(24)操纵开关(22)导向第二个信号(30)进入设置口(16)，与在采样口(14)的第一个信号(28)做比较，在输出口(20)获得第二个信号(30)的周波的边沿相对于第一个信号(28)的边沿的数值，这样就能用算术单元(26)计算出第二个信号(30)的周期和信号(28和30)之间的相位关系。

Description

用于波形相位和周期检测的设备及方法

本发明所属技术领域

本发明涉及波形相位的精确确定。在应用中，这种精确性可以用于扩展使用波能检测的分辨率，也可以用于精确控制波能的相位。在本文中应用的例子是彩色视频信号检波和激光干涉计位移检测，但是，本发明也可在其它领域广泛应用，只要波形相位的检测和控制在其中是十分重要的。

与本发明相关的背景技术

人类社会越来越依赖于各种使用波能的设备和过程。家庭常见的例子是电气系统，例如收音机，电视，以及计算机电路。工业上常见的例子是光检测工具，例如激光仪器，尽管此时光波通常在某个点转换成电气信号。

波的最基本的特性是它的振幅和频率。但是波的时序特征，“相位”，也十分重要。Random House出版的《英语词典》(1966)给出了“phase”的第九个定义：“周波的特定的阶段或超前点；周期的一个组成部分，它表达超前的时间，从某个绝对起始位置开始测量该值。”波本质是周期性的，一旦某个特定波形的特定周期的一个点被定义为起始位置，那么同一个波形的其它点，或在其它并存的波形的任何点，就可以用一个相位值来描述。更简单的说，我们可以用相位值来描述两个不同的波或同一个波的两个部分之间的时序关系。这些值有许多用处，例如告诉我们周波的多少比例已经逝去，或者从周波的开始过去了多少时间，或者同步的程度如何，或者在同一个波的部分之间或不同波之间的相位滞后。

本发明涉及改善测量的精确度并可选择性地改善对波形相位属性的控制。因为波形相位对用于家庭和工业的设备和过程的操作非常重要，本发明提供了两个使用波形相位的截然不同的例子。第一个来自电视领域，在信号检波时，复合信号波形的一个部分必须精确的与另一个波形同步，从而精确的提取和使用彩色视频信息。第二个例子来自激光干涉计，相对于参考信号的检测信号的相位的改变可以用于确定物理位移。当然，在许多其它例子中使用波形相位是可能的，此处使用的例子不能被解释成限制本发明的内涵，或随附的权利要求的范围。

电视机的例子

在视频系统比如用于彩色电视机的系统，显示图像是一行一行的产生的。电视电影被摄象机水平地一行一行地扫描，通过一组过滤透镜来产生红、绿、蓝三原色(“RGB”)彩色信号。这些信号被组合并传送到三信号集合。其中一个是亮度信号，它代表图像的亮度。另两个是彩色微分信号，它们携带颜色信息的色调和饱和度。

对使用国家电视系统委员会(NTSC，主要被美国、其它美洲地区、日本采用)颁布的标准的广播系统，这些微分信号用术语I和Q表达(分别表示“内相”和“求积”)。另外，对使用相位选择线系统(PAL，被欧洲和中国采用)标准的广播系统，这些叫做U和V。I/O和U/V信号用于在接近视频信号带宽边缘的频率附近调制平衡的调节器：即所谓的彩色子载波频率(fsc，对NTSC是3.58MHz左右，对PAL是4.43MHz左右)。进一步，因为子载波被抑制，在求积时产生振幅调制边缘带宽(相位偏差90度)，这些被一起加到色度信号中，其中相位代表色调，振幅代表广播的颜色信息的饱和度。然后，把色度信号和亮度信号合并形成活跃的数据信号，同步信息也进一步的加入，形成复合视频基带信号，它适合于无线频率传播，或存储到录像带中供以后提取和回放。

在远程接受端，基带信号的同步元件尤其重要。它们用于把色度信号和亮度信号分离开来，并最终对接受端把色度信号解调回I/Q或U/V信号。对于线和场，方波同步脉冲被用于所需的特定频率(通常使用术语水平同步和垂直同步)。与之对应，因为子载波被抑制，在该信号包含活跃的数据内容之前，一些周波的子载波冲激脉冲信号被包含在每条线上。这叫做色爆，它包含有精确相位的固定数目的正弦周波(对NTSC是9个，对PAL是10个)，从而接受端就可以用它们作为参考来正确的对线上其后的颜色信息的相位变化解码。

在数字系统例如数字电视，监视器，或录像机等，使用数字接受端来对复合的视频信号数字化，通过滤波来分离色度信号和亮度信号，并把色度信号解调回I/O或U/V信号。为了执行该解调，接受端必须产生一对与色爆同步的正弦波。因此，用于数字化活跃的数据的采样时钟必须有与色爆固定的相位关系，这样，正确的相位，进而这些正弦函数的正确的值，才能够在每个采样时刻被计算出来。进一步说，该同步信号必须伴随在每条线的开始，紧跟在色爆周期之后。

当前业界使用的方法是使用数字相位锁定环(DPLL)，它在色爆周期调节相位和频率。DPLL包含一个DCO(数控振荡器)，一个数字回路滤波器和一个相位比较器。数字化的色爆信号与DCO的输出相比较，检测出相位偏差，该偏差被过滤和用于改变DCO的频率和相位，很象一个传统的模拟PLL(相位锁定环)。但是，因为在色爆周期的任何相位偏差都随着线上的活跃的数据内容的采样时钟的前进而累积，所以锁定的频率必须精确到数十个ppm(部分每百万)的数量级。当前的DPLL技术要达到该精确度只能使用高精度、温度稳定的压控晶体振荡器(VCXO)来驱动DCO。进一步地，DPLL的锁定范围受到晶体极高Q的严重限制，晶体的频率必须非常接近fsc，或者是它的整数倍(比如4fsc)。对大型的线到线的频率波动，比如在典型的VCR中见到的现象，精确的锁定是极端困难的。更进一步说，因为色爆的振幅远小于完整的信号范围(通常数字化表达成8比特)，DCO锁定的数字化的色爆信号最多也只有6比特的精确度，这就给相位偏差带来了更多的机会。简而言之，上面描述的DPLL只能很好地工作在非常稳定的输入信号比如来自电视台的信号，这些信号出于广播的目的维持在非常精确的频率上。

当前业界使用的方法的另一个问题是，在实践中，接受端的采样时钟的频率可能不是fsc的整数倍。由于DPLL只能锁定到fsc的整数倍，只允许足够小的初始频率偏差，数据必须先按DCO的频率采样，然后再按应用确定的频率采样。这些对数字数据的多种速率的操作需要在硬件实现时很昂贵的数字滤波，而更糟的是，人为的降低了图像的质量。

综上所述，从电视广播中再生的图像，尤其是录像带介质的图像，当分解复合电波的各部分之间的相位关系时，其颜色和质量都受到先有技术的严重限制。

干涉计例子

1887年Albert Michelson发明了干涉计，然后使用干涉计来检测原子的细微结构。Michelson的实验允许来自弧形灯的光从一个狭长的裂缝透过并穿过50％的光束分解器。光就分成了两个部分，一个参考光束直接照到固定的镜子，另一个检测光束照到移动的检测镜。它们都被反射回来并穿过光束分解器，并在此汇合，而产生了光束之间的干涉。

有许多不同种类的干涉计，本处使用的例子是位移干涉计。在如Michelson的设施中，当测量镜移动(位移)时，反射的光与从固定镜子反射的光周期性的同相和异相。移动光波的1/4或3/4的波长将产生光束之间的异相或破坏性干涉，这将导致光的抵消，并在视图表面产生一个黑线(即缝隙)。类似地，1/2波长的运动增量产生同相或建设性干涉，这将导致在视图的表面产生明亮的线条或缝隙。可以计算出亮缝和暗缝的数目，用于计算运动的长度(即所测量的镜子的位移，以1/2波长为增量)。

目前，位移激光干涉计一般使用Michelson一百多年前使用的同样的原则，但是由于更现代化的技术，已使用更可观的改善了的设备。比如，弧形灯通常被激光替代，电子光检测器通常替代人类的眼睛用于计算缝隙的数目。

对Michelson的基本技术的一个改进是对测量光束在测量镜子来回的次数加倍，使之做多次穿越。因此，单一测量光束路径产生1/2的波长的分辨率(术语称做光增强因子为2，因为光旅行的直接距离是到镜子的距离的两倍，一次去，一次回)，而双倍的路径(两次来回)产生1/4波长的分辨率等。但是，对多于4倍的测量光束路径就十分累赘了，因此2、4、8之外的光增强因子在实践中并不考虑。

另一个改进是双频激光干涉计。此时，需要提供有两个不同频率(f₁和f₂)的直角线性偏振光束。该光束被偏振光分解器分解成只有频率f₁的参考光束和开始只包含频率f₂的测量光束。这两束光都按传统干涉计的方式运行。但是，当测量镜移动时，测量光束产生Doppler(多普勒)移动效应(粗略的说，以每秒12英尺的速率产生2MHz的频率偏移)，这样该频率变成了f₂±Δf₂。干涉计的检测器展示的是离散的光频率(f₁，f₂±Δf₂)，它们的差(f₁-f₂±Δf₂)以及它们的和(f₁+f₂±Δf₂)。但是，由于传统的电子设备的限制，检测器只能检测到差分分量(f₁-f₂±Δf₂)，该分量就是检测信号(f_M＝f₁-f₂±Δf₂)。也获得了参考信号(f_R)(通常取激光头的调制平均值)，其频率是两个初始光束频率的差(f_R＝f₁-f₂；典型值是2MHz)。因此，测量信号也可以表达成f_M＝f_R±Δf₂。

位移干涉计的目标是确定位移。因此有速度方程λ/F*(f_M-f_R)，其中λ是激光源的波长(λ＝633是HeNe激光的典型值，1nm＝1*10^-9米)，F是光增强因子。术语q可被引入表达分辨率扩展，速度＝λ/(F*q)(q*f_M-q*f_R)。这很有用，因为：

方程1.1距离＝∫(速度)dt

方程1.2距离＝λ/(F*q)∫(q*f_M-q*f_R)dt

方程1.1和1.2是“基本方程”，它在许多双频激光干涉计分辨率扩展方法中都有用。现在讨论先有技术的主要方法。

基本方法(没有分辨率扩展)

没有任何分辨率扩展，q＝1，方程1.2简化：

方程2.1距离＝λ/F*

$({\∫}_{t_0}^{t_i}\left(f_M\right)\mathrm{dt}+{\∫}_{t_1}^{t_2}\left(f_M\right)\mathrm{dt}+...+{\∫}_{t_{i-1}}^{t_i}\left(f_M\right)\mathrm{dt}$

$-{\∫}_{t_0}^{t_1}\left(f_R\right)\mathrm{dt}-{\∫}_{t_1}^{t_2}\left(f_R\right)\mathrm{dt}-...-{\∫}_{t_{i-1}}^{t_i}\left(f_R\right)dt)$

产生的参考和检测信号被当作方波处理，该方波有为每个周波定义的共同的参考点，比如说定义在上升沿。通过直接计算在参考和检测信号中的这些边沿，基本方法可以执行有λ/2，λ/4，λ/8的分辨率，依赖于干涉计使用的是什么类型的光(即，决定于F)。进一步，如果假设t_i是f_M的上升沿的时间，t_i是f_R的上升沿的时间，方程2.1简化为

方程2.2距离＝λ/F*(f_M的边沿数目-f_R的边沿数目)

使用基本方法，可获得的测量分辨率由光的波长以及所使用光路径的倍增效应控制。在该方法中，只使用了边沿的数目，而参考频率和测量频率的实际相位关系没有使用。但是，该方法为下面更复杂的方法提供了一个起点。

快速脉冲方法

本方法中，参考和检测信号相锁定到更高的频率q*f_R和q*f_M，这些信号的边沿被计算。该方法使用的方程与基本方法的一致，除了q*f_R和q*f_M替代了f_R和f_M：

方程3.1距离＝λ/(F*q)*(∫(q*f_M-q*f_R)dt)

           ＝λ/(F*q)

$({\∫}_{t_0}^{t_1}(q*f_M-q*f_R)\mathrm{dt}$

$+{\∫}_{t_1}^{t_2}(q*f_M-q*f_R)\mathrm{dt}$

$+...+{\∫}_{t_{i-1}}^{t_i}(q*f_M-q*f_R)dt)$

典型的，该方法可以提供的分辨率范围是λ/4和λ/480。但是，随着要获得的分辨率的提高，速度限制变的严重起来。比如，用于采样的典型的锁定频率必须是q*f_R和q*f_M之中最高者的至少两倍(由于对采样频率的Nyquist限制)。

参考相位锁定方法

该方法只对参考信号相位锁定到q*f_R，使用该信号作为锁定频率，f_C，来对测量信号采样。该方法改进了快速脉冲方法中速度的限制，不必把相位锁定到测量信号的更宽的频率带宽。方程3.1仍然有效，但是，进一步假设每个t_i都与f_M的上升沿时间重合，即：

方程4.1 $1={\∫}_{t_{j-1}}^{t_j}\left(f_M\right)\mathrm{dt}$

那么，方程3.1就简化成：

方程4.2距离＝λ/(F*q)*

$\left(\right[q-{\∫}_{t_0}^{t_1}\left(f_C\right)\mathrm{dt}]+[q-{\∫}_{t_1}^{t_2}\left(f_C\right)\mathrm{dt}]+...+[q-{\∫}_{t_{i-1}}^{t_i}\left(f_C\right)\mathrm{dt}\left]\right)$

          ＝λ/(F*q)*

([q-(fm的边沿t₀和t₁之间的f_C的数目)]

+[q-(fm的边沿t₁和t₂之间的f_C的数目)]

+...

+[q-(f_M的边沿t_i-1和t_i之间的f_C的数目)])

模/数A/D方法

本方法用锯齿波替换了快速脉冲方法中产生的快速频率，在该锯齿波中，电压变化代表相位差异。模/数(A/D)转换器被用于转换电压在沿着锯齿波的预定义的点，以获得预期的干涉分辨率。该方法与使用超快相位锁定环来更新计数器的方法类似，在某个特定的点，转换器的输出可以与更新的计数器相同。在某种程度上，该方法可以提供改善了的测量分辨率。

插值方法

该方法模仿快速脉冲方法，使用一组递增的长周期分离脉冲信号，似乎它们是一个短周期信号。递增的分离的长脉冲伴随着使用延迟线。Zygo公司在它们的ZMI系统中使用该技术。

先有技术的概述

不幸的是，随着分辨率的提高，先有方法变的不实用了。比如，快速脉冲方法产生超出实际计算方法之外的锁定频率，A/D方法产生超出实际电子设备处理能力之外的模拟信号。

综上所述，现有技术的激光位移干涉计可获得的测量分辨率受到相当大的限制，原因在于它们不能精确的确定两个光波之间的相位关系。

本发明概述

本发明的一个目的是提供一个精确的确定波形周期的系统。

本发明的另一个目的是提供精确的确定两个波形的相位关系的系统。

本发明的另一个目的是提供精确的产生与外部输入的波形有预先确定的相位关系的波形。

本发明的另一个目的是提供精确地确定两个外部输入的波形相对某产生的锁定波形的相位关系的系统。

简单的说，本发明的第一个优选实施例是确定波形周期的设备，包括有采样口、设置口、参考口和输出口的延迟线。该延迟线包括一系列延迟元件，第一个连接到采样口，每个都分别连接到锁定元件。锁定元件连接到编码器，后者又连接到输出口，而设置口和参考口每个都分别连接到锁定元件。该设备进一步包括连接到输出口和算术口的控制单元，第一个波形连接到采样口和控制单元，第二个波形连接到设置口和控制单元，参考口连接到外部供应的直流电压。控制单元计算在第二个波形的目标周波期间产生的第一个波形的周波数，并把该值传递给算术单元。控制单元还指导算术单元从输出口获得目标周波开始的初始值和目标周波结束时的终了值。然后，算术单元根据第一个波形的周期，周波数，初始值和终了值来计算第二个波形的周期。该实施例可以用于预先输入的“已知”的第一波形的周期值，或者把第一个波形临时切换到设置口从而在输出口获得测量值。

简单地说，本发明的第二个优选实施例是确定相位关系的设备。该设备在结构上与第一个优选实现相同，除了算术单元使用必要的更复杂的公式来根据第一个波形的周期，周波数，初始值和终了值计算第二个波形相对于第一个波形的相位。

本发明的一个优点是提供精确的设备来确定波形的周期和波形之间的相位。进一步说，仅增加所需的开关和算术计算能力就能实现执行该两个任务的设备。这极其有用，因为用于计算相位关系的公式需要被比较的波形的周期的已知值或测量值。

本发明的另一个优点是它可以确定具有十分不同和不相关的频率的波形的周期和相位关系。

本发明的另一个优点是它可以在实践时采用如下的方式：先简单地做初始调整，然后在使用过程中连续地自调整。该能力对阻止传统电子电路诸如热效应和电压随时间的波动之类的问题带来的精确性的丧失极其有用。

下面将通过几个图表描述本发明的优选实施例的工业应用，本技术领域内的普通技术人员在了解该描述所解释的本发明的内涵之后，将更清晰地了解本发明的这些或那些目标和优点。

图表简述

本发明的目标和优点将随附加的图表和详细的解说而更易于理解：

图1的方框图描述了本发明的基本实施例；

图2描述了图1的延迟线的一些内部细节；

图3是图1的输入信号的时序图；

图4的方框图描述了本发明的一个实施例，应用于解调彩色电视信号时所产生的信号的相位的同步；

图5是图4的输入信号的时序图；

图6描述了图4的累加器的一些内部细节；

图7的方框图描述了本发明的一个实施例，应用于处理位移干涉计时如何计算信号之间的相位；

图8是图7的输入信号的时序图。

本发明的最佳实施例

本发明的相位分辨率扩展技术采用了主动延迟线的概念。该概念可以根据特定的应用使用许多不同的复杂电子电路来实现。正如此处的许多图表，尤其是图1所描述的，本发明的一个优选实施例设备被描述为一般参考特征10。

图1描述了发明电路10的基本实现，其中提供了一个传统的延迟线12，它有采样口14、设置口16、参考口18、输出口20。还包括开关22、控制单元24、算术单元26。电路10的输入信号是第一个信号28(f_A)和第二个信号30(f_R)。

图2描述了图1的延迟线12的内部细节。包括一系列活动的延迟元件32(DE)，其输出都分别接到动态锁定元件34(LE)。延迟线12的设置口16和参考口18对每个锁定元件34都是一样的。当设置口16被预先设置为低电位，然后接收到一个上升信号时，每个锁定元件34就根据它们各自接受到的延迟元件32的输入电压和它们公用的参考口18的电压之间的相对大小而被设置，因此，当设置口16的信号“设置”延迟线12时，至少有一次从0到1的转换存在于该组锁定元件34的某处。

锁定元件34的输出被输送到编码器36，后者在延迟线12的输出口20产生二进制值。本处的例子和图表有300个延迟元件32和锁定元件34。选择延迟元件32和锁定元件34的数目的动机是考虑被比较的信号或信号的一部分的可能的最长的周期。每个延迟元件32提供100-200兆分之一数量级的延迟增量(t_D)，当用合适数目的延迟元件32加倍时，可以确保所提供的延迟数量比感兴趣的信号周期长。类似的，所用的延迟元件32和锁定元件34的数量的另一个考虑动机是编码器36输出的比特的位数，也即延迟线12的输出口20所提供的二进制值(这里的例子和图表使用9位二进制位，可以至少达到300)。

图1的电路10可以用于精确的确定第一个信号28(f_A)的周期(T_A)。为了做到这一点，控制单元24首先设置开关22，使获得的信号分别输入到延迟线12的采样口14和设置口16，该获得的信号是通过把第一个信号28(f_A)分成两部分获得的。这会沿着锁定元件34产生一连串的“1”，一个“1”到“0”的转换，一连串的“0”，然后是一个0到1的转换(必须注意，延迟线12的总延迟被设计成比被比较的信号的单个周期长)。延迟线12在输出口20提供一个值(X)表示在1到0的转换和0到1的转换之间的0的数目

现在我们知道第一个信号28(f_A)的周期(T_A)了，因为T_A＝X。周期(T_A)以t_D为单位表达。如果期望用传统的秒表示，可以使用公式T_A＝X*t_D。这些乘法运算和结果保存供以后使用等操作都由算术单元26完成。

图1的电路10也可以确定第二个信号30(f_B)的周期(T_B)以及第一个信号28(f_A)和第二个信号30(f_B)之间的时序(比如相位)。图3是电路10的时序图。第一个信号28(f_A)仍然输入到采样口14，而控制单元24设置开关22使第二个信号30(f_B)输入到设置口16。

第二个信号30(f_B)的任何上升沿都导致延迟线12有效的保持其输出为该周波的波峰。控制单元24监视第一个信号28(f_A)和第二个信号30(f_B)，当它在第二个信号30检测到一个上升沿(B₁)时，它命令算术单元26在延迟线12的输出口20存储该值为X₁，后者是以t_D为单位的二进制值，它反映了两个上升沿A₀和B₁之间的延迟。进一步的，除了记录上升沿(B₁)之外，控制单元24还重置一个内部计数器，计算第一个信号28(f_A)的上升沿(本例中是A₁-A₅)的后续数目(Y)，直到记录了第二个信号30(f_B)的后续上升沿(B₂)。一旦后续上升沿(B₂)到达，延迟线12的输出再次有效的保持在第二个信号30(f_B)的半个周波处，控制单元24命令算术单元26在延迟线12的输出口20存储该值为X₂，后者是反映最后的两个上升沿A₅和B₂之间的延迟的二进制值。最后，控制单元24也把记数值(Y)保存在算术单元26。

使用算术单元26就可以计算出第二个信号30(f_R)的周期(T_B)：

方程5.1T_B＝Y*T_A-X₁+X₂

其中Y，X₁，X₂刚被以t_D的增量的形式计算出来，而T_A是已知的，因为它被检测过。转换到传统的以秒为单位是很容易的。进一步，第二个信号30(f_R)相对于第一个信号28(f_A)的相位用公式θ＝X₁/T_A很容易计算出来(如果需要，可以乘以2π或360转换成弧度或角度单位。)

对电路10需要特别指出的一点是，第一个信号28(f_A)和第二个信号30(f_B)的频率不必相同甚至不必很接近(即，它们可以有完全不同的周期T_A和T_B)。

电路10确实包含一些潜在的偏差，比如V_REF，t_D，t_A的变化等，但是这些都可以闭环控制，确保任何实际偏差最小。所使用的延迟元件的数目(本例是300)其单个T_D之间会有变化。X₁，X₂的精确度受V_REF，t_D的变化的影响，V_REF可以用稳定的直流源(比如，V_REF＝V_DD/2，V_DD是本优选实现的CMOS沟的直流电源)。实际上，正如下面将详细叙述的，有可能建立一个对V_REF的变化动态自补偿的实现，从而获得更高的稳定性和精确度。如上所述，这使T_A可以被测量。或者，使用一个十分稳定的源来提供已知的T_A的值，比如，如果使用温度稳定晶体振荡器，T_A可以作为常量简单的输入供计算使用。

前面是基本发明电路10。现在讨论特定的实现来解决在“背景技术”一节所引入的两个问题。但是，再次强调本处的特定例子不能用于限制性的解释本发明的真实范围。

本发明在电视的应用

正如在“背景技术”一节所描述的，为了解调彩色电视信号，需要一对与该信号的色爆部分同步的正弦波形。为了数字化的实现，必须使用与色爆有固定相位关系的采样时钟，这样才能在每个采样时刻计算出正弦函数的正确的相位和正确的值。图4描述了完成该功能的电路50。

电路50包括：延迟线52，开关54，限制器56，控制单元58，算术单元60，累加器62，查询表64。延迟线52有采样口74，设置口76，参考口78，和输出口80。延迟线52，开关54，和算术单元60与电路10的等价物相同。但是，控制单元58不同，因为它同时包含采样时钟计数器66和色爆计数器68(没有显示，但是我们给它们标上数字以供引用)。进一步，正如下面讨论的，发明人更偏向在它的实施例中使用完整的周波，而不是仅依赖于检测到上升沿来指示周波的发生。电路50的输入是采样时钟信号70(f_S)(类似电路10的第一个信号28(f_A))和色爆信号72(f_SC)(类似电路10的第二个信号30(f_R))。

在许多方面，电路50类似电路10。可设置开关54使采样时钟信号70(f_S)输入到采样口74和设置口76，并因而在延迟线52的输出口20获得采样时钟信号70(f_S)的周期(T_S)(该值可以容易地转换成传统的以秒为单位，此处并不必要，因为可以用单位“t_D”来简单的实现时间计算。)

图5是电路50的时序图，用于获得色爆信号72(f_SC)相对于采样时钟信号70(f_S)的相位。采样时钟信号70(f_S)连续的输入延迟线52的采样口74，色爆信号72(f_SC)被限制器56从正弦波再成形为方波，经过开关54进入延迟线52的设置口76。再成形色爆信号72(f_SC)的每个脉冲的上升沿(对NTSC是SC1到SC9，对PAL是SC1到SC10)导致延迟线52的锁定元件组34被设置。该锁定元件34将在以后被重新设置。

在优选实现中不必要使用所有的再成形色爆信号72(f_SC)的脉冲。可以有各种不同的动机。比如，本发明人观察到色爆信号72(f_SC)的尾脉冲不象其它脉冲那么稳定(必须注意NTSC和PAL各使用“大概”9个或10个的周波；不能依赖有那么多的周波出现)。因此，包含最后的周波可能降低总体精确度。另外，较早的停止延迟线52的测量可以给算术单元60多余的时间来执行计算(记住颜色内容解调的同步必须伴随在每线的开始，紧跟在色爆周期的后面)。所以，不管出于什么动机，最后的一个(甚至多个)脉冲可以被忽略，只计算少于色爆计数器68的可获得的脉冲总数。当然，人们期望尽可能地使用大的数目(N)而不牺牲精确度，因为通过对附加的采样时刻做平均可以获得增强的精确度。

在本优选实施例中，发明人偏向选择完整的脉冲。这会导致控制单元58中的采样时钟计数器66和色爆计数器68比只检测边沿触发的计数器要复杂，但是在某些情形下这是值得的。例如，为了减少由于信号噪音触发的误记数。因此，此处使用值N＝7(对NTSC)和N＝8(对PAL)。

一旦再成形的色爆信号72(f_SC)的脉冲开始到达(即，在上升沿(SC₁)之后)，采样时钟计数器66也开始计算采样时钟信号70(f_S)的周波数(M)(也使用完整的周波)。

在色爆信号72(f_SC)的第一个脉冲的上升沿(S₁)之后，延迟线52的输出，以F₁表达，就说明了采样时钟信号70(f_S)从先导上升沿(SC₀)开始的延迟。类似的，在第N个上升沿(SC_N)之后，延迟线52的输出，以F₂表达，就说明了采样时钟信号70(f_S)从先导上升沿(S_M)开始的延迟。

方程6.1NT_SC＝MT_S+(T_S-F₁)+F₂

方程6.2T_S/T_SC＝N/(M+(1-F₁/T_S+F₂/T_S))＝0

应该特别指出，方程6.2的右边没有包含T_SC。因此，算出N和M，测量出F₁和F₂，就可以使用算术单元60的浮点算法高度精确的获得相位(θ)。因为采样信号70(f_S)的前面总有一个完整的周波，所以色爆信号72(f_SC)的相位要增加2π*(T_S/T_SC)，θ是色爆信号72(f_SC)相对于采样信号70(f_S)的以2π为模的相位增量。θ的最大精确度可以由下面的比率确定：

方程6.3R＝±(t_D/2)/NT_SC

如前所述，目前的CMOS技术，很容易获得(t_D/2)＝100兆分之一秒。传统的色爆信号72(f_SC)的频率对NTSC是3.58MHz，对PAL是4.43MHz，R的数量级是50-100ppm，可以与晶体振荡器的精确度相比。

算术单元60在每个扫描线的开始的色爆周期计算θ。由于相位偏差沿该线累积，在后续计算中保持所有数据的精确性是很重要的，这就需要浮点算法。算术单元60的输出，θ和Δθ(定义为F₂/F_S)被输出到累加器62。

图6显示了累加器62的内部细节，用于产生正弦函数的相位，以便它们可以与色爆信号72(f_SC)同步。累加器62包括开关82、加法器84、以及寄存器86。在累加器62中，加法器84把常量相位偏移Δθ和寄存器86相加作为初始条件。此后，每当采样时钟计数器66前进时，一个θ值也被加到寄存器86。因为相位的模是2π，加法器84的进位溢出被丢弃，而累加器62的当前输出被用于访问查询表64的正弦函数。

在电路50中，解调所需的正弦函数值可以根据存储在累加器62中的相位通过访问查询表64来获得，该相位值在采样时钟信号70(f_S)的每个周波的开始被更新。获得的正弦数据被用于在同一采样时刻解调采样的色度信号。

本发明在干涉计中的应用

正如前面的“背景技术”一节所描述的，位移干涉计是复杂的技术。但是，这里我们主要关心其产生的两个电信号，参考信号和检测信号，我们希望非常精确的确定它们之间的相位关系。图7描述了完成此工作的电路100，图8是电路100使用的时序图。

电路100包括三个活动的延迟线：参考延迟线102，测量延迟线104，以及时钟延迟线106。这些都是电路10的延迟线12的实例。参考延迟线102具有采样口108、设置口110、参考口112(是电压参考值，不是参考信号(f_S))、以及输出口114。类似的，测量延迟线104也具有采样口116、设置口108、参考口120(还是电压参考值)、以及输出口122。时钟延迟线106具有输入口124(类似延迟线12中的采样口14和设置口16的结合)、参考口126(还是电压参考值)、以及输出口128。

电路100中还包括时钟130(例如10MHz的晶体振荡器)，参考数/模转换器(下文称为参考DAC 132)，测量数/模转换器(下文称为测量DAC134)，时钟数/模转换器(下文称为时钟DAC136)，参考开关138，测量开关140，控制单元142，以及算术单元144。

出现在电路100的主要的信号是外部供应的参考信号146和测量信号148(即，参考信号和测量信号分别来自双频激光干涉计)；以及时钟130产生的时钟信号150。参考信号146被用做参考开光138的一个输入信号，并被控制单元142监控。测量信号148被用于测量开关140的一个输入信号，也被控制单元142监控。时钟信号150输入到输入口124，被控制单元142监控，并作为参考开关138和测量开关140的第二个信号。总之，每个开关(138和140)都有两个输入信号与一个输出信号，而输入信号的选择由控制单元142控制。参考开关138的输入信号是参考信号146和时钟信号150，其输出信号到达设置口110。类似的，测量开关140的输入信号是测量信号148和时钟信号150，其输出信号到达设置口118。

为了对电路100初始化调整，时钟信号150被送往输入口124。然后使用时钟DAC136来调节供应参考口126的直流电压，直到时钟信号150(f_C)的一个周波在输出口128产生一个值接近时钟延迟线106内部的延迟元件32的数目。比如，如果时钟延迟线106有300个延迟元件32，即潜在的产生300个T_D的增量，那么就要使用输出值256。这将留出调节的余地，比如在235和300之间，而且还提供了较好的分辨率增强(对二进制来说，数字256也十分便于计算)。一旦调整的值满足了输出口128的值，术语称做建立值(C_C)，它就可以存储起来供以后使用，这正象前面描述的电路10的方式。

然后，时钟信号150就输送到采样口108、设置口110(通过参考开关138)、采样口116、以及设置口118(通过测量开关140)。然后在输出口114获得值(R_C)，在输出口122获得值(M_C)。这些值与建立值(C_C)相比较，如果必要，就分别利用参考DAC132和测量DAC 134来调节分别给参考口112和参考口120供电的电压，直到新值(R_C，M_C)与建立值(C_C)相同。此时，电路100就被配置好了以获得高程度的分辨率增强，各个延迟线(102，104，106)之间的任何差异都被调节掉了。

在上述初始化操作之后，电路100在使用过程中动态地维持调节，通过从输出口128获得新值(C_i)，与建立值(C_C)相比较，并调节所有的数/模转换器(132，134，136)来按需补偿。

前面说明的是获得和维持电路的调节的优选方法。但是，也可以使用其它方法。例如，可以只使用一个数/模转换器连接到所有的参考口(112，120，126)。仍然获得建立值(C_C)来调节分辨率增强，但是此处C_c用来一个地设定全部延迟线(102，104，106)。然后也可以获得值(R_C和M_C)，但是此处这些值和设定值(C_C)之间的任何差异都被记下并在算术单元144执行补偿计算，而不是调整电路100。通过比较新值(C_i)和建立值(C_C)然后一个一个地调节所有的参考口(112，120，126)可以维持该校正。

另一个实现校正的例子可以不使用数/模转换器。而是给操作者提供一个手动的直流电压调节来依次设定延迟线(102，104，106)的参考口(112，120，126)的V_REF从而获得合适的建立值(C_C)。然后，值(R_C和M_C)和建立值(C_C)之间的差异的分别校正，以及新值(C_i)与建立值(C_C)之间的差异的集中校正，都可以在算术单元144中使用补偿算法获得。

图8的时序图描述了如何使用电路100确定参考信号146和测量信号148的相位信息。在很大程度上，电路100可以和电路10一样使用。时钟信号150(f_C)的周期(T_C)在校正时已经获得， $T_C=C_i\≅C_C$ (仍然使用单位t_D，因为它们在计算中被约分)。通过使用控制单元142可以获得参考信号146(f_R)的周期，在参考信号146(f_R)的一个周波期间控制单元数出时钟信号150(f_C)的周波个数(U_R)。从参考延迟线102的输出口114获得值(V₁和V₂)，其作用如下：

方程7.1T_R＝U_R*T_C-V₁+V₂

同时，测量信号148(f_M)的周期(T_M)也被控制单元测得，在测量信号148(f_M)的一个周波期间，控制单元数出时钟信号150(f_C)的周波个数(U_M)。从测量延迟线104的输出口122获得值(W₁和W₂)，其作用如下：

方程7.2T_M＝U_M*T_C-W₁+W₂

参考信号146(f_R)的即时相位(P_i)可以计算出来：

方程7.3P_i＝V₁/T_R

类似的，测量信号148(f_M)的即时相位(q_i)也可以计算出来：

方程7.4q_i＝W₁/T_M

现在用公式：

方程7.5距离＝λ/(F*C_C)*(∑(qi-pi))

就可以获得比λ/2048更好的分辨率。例如，如果使用4次来回的光波(即光增强因子F＝8)，而且使用256个延迟元件32(即，C_C＝256)，那么位移的增量可以是λ/2048。如果λ＝633nm，典型的HeNe激光，这就意味着可以很容易地获得比300兆分之一米更小的分辨率。

在电路10，50，100的应用中人们希望连续的信号处理，例如位移干涉计或别的潜在的应用，如果能早一些获得某些信号的周期将大有好处。在电路10和50，显然，这是由第一个信号28(f_A)和采样时钟信号70(f_S)完成的，因为需要通过开关(22和54)来为这些信号选路。但是，在电路100中，并不必然要由时钟信号150(f_C)完成，如果认为变化小于预期的最小分辨率，就不必求出参考信号146(f_R)的周期(T_R)(因为可以认为该变化极其微小)。特别的对电路100而言，使用周波“R₀”计算参考信号146(f_R)的周期(T_R)很有好处(没有画出，但它在图8中位于上升沿R₁的周波的紧前面)。用此种方式，方程7.3可以较早地解出(因为V₂可以从参考信号146(f_R)的周波中获得，该周波在用于获得W₂的测量信号148(f_M)的周波开始之前就结束了)。

进而，还可以使用某些信号的周期的平均值，用以消除电子噪音的影响。

除了上述提到的例子，也可以对发明电路(10，50，100)有许多修正和改变而不超越本发明的范围。因此，上述说明不能认为是对本发明的限制，附加的权利要求将解释和说明本发明的全部精神和范围。

工业适用性

电路(10，50，100)显示了本发明适合于各种不同的应用。从电路10可以看出本发明可以用电信号处理来实现对一个信号的周期的精确测量，或者对预期的两个信号之间的相位关系的高分辨率测量。引人注意的是，电路10中用于比较的信号之间的频率关系可以是毫不相关的。因此，本发明克服了先有技术的一个主要缺点。

电路50是本发明的一个例子，说明复合电视波形的解调。一般的说，本实现可以达到同一信号不同的两个部分之间十分高的相位(即时序)分辨率。具体的说，该实现可替代以前的解调电路。电路50在这个功能上是十分引人注目的，因为它不使用相位锁定环(PLL)子电路。PLL目前广泛地应用在电视信号解调领域，尽管它们不能锁定有显著频率差异的信号。PLL的这个弱点意味着解调的质量可能很差，即使在极端的情况下可以使用，但需要附加昂贵的电路例如数字滤波(它本身就可以减低图像的质量)。但电路50不使用PLL从而避免了这些弱点。

电路100是本发明的一个例子，说明其在激光干涉计位移测量方面的适用性。一般的说，本实现解释了初始建立技术和使用时自动校正的技术，来确保本发明可靠地提供预期的非常高的相位分辨率。具体而言，这个复杂的实现展示了本发明如何用于并扩展了人类测量能力的最前沿的领域。使用电路100，可以方便的完成亚毫微米级的位移分辨率。

电路(10，50，100)可以相对低廉地实现，并使用传统的电子元件和技术。发明人开发了本发明的CMOS逻辑族实现。这对电路100来说更引人注目，因为目前的高分辨率干涉计必须使用ECL逻辑族，后者有许多众所周知的缺点(例如昂贵、耗电、产生无线电干涉和磁化)。进一步说，本发明的组件不是特别复杂。即使表面上复杂的组件如控制单元(24，58，142)和算术单元(26，60，144)也很容易用目前的技术实现。

出于上述以及其它原因，我们期望本发明的电路(10，50，100)可以获得广泛的工业应用，希望本发明的商业应用可以广泛而且持久。

Claims (33)

1.一种确定波形周期的设备，其特征在于：

具有采样口、设置口、参考口、以及输出口的延迟线；

所述延迟线包括一连串复合的延迟元件、锁定元件、编码器，所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

控制单元；

算术单元；

连接第一波形到采样口和控制单元的装置；

连接第二波形到设置口和控制单元的装置；

连接参考口到外部供电的直流电压源的装置；

连接输出口到算术单元的装置；

连接控制单元到算术单元的装置；

其中所述控制单元监测一个第一波形和第二波形，当控制单元检测到第二波形的目标周波开始时，命令算术单元将所述输出口的值存储为初始值(X₁)；所述控制单元在第二个波形的目标周波期间计算其周期预先得知的第一波形的周波发生次数(Y)，并把所述第一波形的周波发生次数通过所述连接控制单元到算术单元的装置传送到算术单元；并且，当控制单元检测到所述第二波形的目标周波结束时，命令算术单元将所述输出口的值存储为终了值(X₂)；所述算术单元根据第一个波形的周期(T_A)、第一波形的周波发生次数(Y)、初始值(X₁)、以及终了值(X₂)计算第二个波形的周期(T_B)。

2.根据权利要求1所述的设备，其特征还在于包括：

切换装置，用于在第一和第二波形之间切换设置口的连接；其中所述控制单元命令切换装置将第一波形切换到设置口，通过延迟线在输出口提供测得的第一波形的周期；所述算术单元使用测得的第一波形的周期计算第二个波形的周期。

3.根据权利要求1所述的设备，所述延迟元件产生相同单位的延迟。

4.根据权利要求1所述的设备，所述控制单元计算周波的上升沿来获得所述第一周波数。

5.根据权利要求1所述的设备，所述控制单元计算完整的周波来获得所述第一周波数。

6.根据权利要求1所述的设备，其特征还在于：控制单元在第二个波形的目标周波组期间计算第一个波形的周波发生次数即第一周波数以及在所述目标周波组期间的第二周波数，并把该两个周波数传送到算术单元；在目标周波组的开始从输出口获得初始值，在目标周波组的结束从输出口获得终了值；

所述算术单元根据第一个波形的周期、两个周波数、初始值、以及终了值计算第二个波形的平均周期。

7.一种确定相位关系的设备，其特征在于包括：

具有采样口、设置口、参考口、以及输出口的延迟线；

所述延迟线包括一连串复合的延迟元件、锁定元件、以及编码器，所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

控制单元；

算术单元；

连接第一波形到采样口和控制单元的装置；

连接第二波形到设置口和控制单元的装置；

连接参考口到外部供电的直流电压源的装置；

连接输出口到算术单元的装置；

连接控制单元到算术单元的装置；

其中所述控制单元监测一个第一波形和第二波形，当控制单元检测到第二波形的目标周波开始时，命令算术单元将所述输出口的值存储为初始值(X1)；所述控制单元以预先测定的第一波形的周期(TA)为基准在第二个波形的目标周波期间计算第一波形的周波发生次数(Y)，并把所述第一波形的周波发生次数通过所述连接控制单元到算术单元的装置传送到算术单元；并且，当控制单元检测到所述第二波形的目标周波结束时，命令算术单元将所述输出口的值存储为终了值(X2)；所述算术单元根据第一个波形的周期(TA)、第一波形的周波发生次数(Y)、初始值(X1)、以及终了值(X2)计算第二个波形相对于第一个波形的相位。

8.根据权利要求7所述的设备，其特征还在于包括：

切换装置，用于在第一和第二波形之间切换设置口的连接；

其中所述控制单元命令切换装置将第一波形切换到设置口，通过延迟线在输出口提供测得的第一波形的周期；所述算术单元使用测得的第一波形的周期计算第二个波形的周期。

9.根据权利要求7所述的设备，所述延迟元件产生相同单位的延迟。

10.根据权利要求7所述的设备，所述控制单元计算周波的上升沿以获得所述第一周波数。

11.根据权利要求7所述的设备，所述控制单元计算完整的周波以获得所述第一周波数。

12.根据权利要求7所述的设备，其特征还在于：

控制单元在第二个波形的目标周波组期间计算第一个波形的周波发生次数即第一周波数以及在所述目标周波组期间的第二周波数，并把该两个周波数传送到算术单元；在目标周波组的开始从输出口获得初始值，在目标周波组的结束从输出口获得终了值；

所述算术单元根据第一个波形的周期、两个周波数、初始值、以及终了值计算第二个波形的平均相位关系。

13.一种数字化地产生与受检的波形有接近的相位关系的同步波形的设备，其特征在于包括：

具有采样口，设置口，参考口，输出口的延迟线；

所述延迟线包括一连串复合的延迟元件、锁定元件、以及编码器，所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

控制单元；

算术单元；

累加装置；

产生波形的装置；

切换装置，用于在外部提供的采样时钟波形与受检的波形之间切换设置口的连接；

连接采样时钟波形到采样口、控制单元、和所述累加装置的装置；

连接受检的波形到控制单元的装置；

连接参考口到外部供电的直流电压源的装置；

连接输出口到算术单元的装置；

连接算术单元到所述累加装置的装置；

连接所述累加装置到所述波形产生装置的装置；

连接控制单元到切换装置、算术单元、以及累加装置的装置；

其中控制单元控制所述切换装置；在受检波形的目标周波组期间计算采样波形的周波发生次数即第一周波数以及在所述目标周波组期间的第二周波数，并把该两个周波数传送到算术单元；控制算术单元从采样时钟波形的输出口获得时钟周期值，并在所述目标周波组的开始从输出口获得初始值，在目标周波组的结束从输出口获得终了值；

所述算术单元根据时钟周期值、两个周波数、初始值、以及终了值计算受检波形相对于采样时钟波形的相位增量值和相位偏移值；

所述累加装置接收相位偏移值，并对采样时钟波形的每个周波累加相位增量值作为当前的相位值；

所述波形产生装置基于当前的相位值产生同步波形。

14.根据权利要求13所述的设备，其中所述控制单元计算完整的周波来获得第一周波数。

15.一种确定第一个波形和第二个波形之间的相位关系的设备，其特征在于包括：

第一个延迟线，第二个延迟线，以及时钟延迟线，每个都有采样口、设置口、参考口和输出口；

所有的延迟线都包括许多延迟元件、锁定元件、以及编码器，其中：

所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

时钟延迟线的采样口和设置口连在一起；

产生时钟波形的装置；

控制单元；

连接时钟波形到所有的延迟线的采样口和控制单元；

第一个切换装置，用于在第一个波形和时钟波形之间切换第一个延迟线的设置口的连接；

第二个切换装置，用于在第二个波形和时钟波形之间切换第二个延迟线的设置口的连接；

连接所有的延迟线的参考口到外部供电的直流电压源的装置；

算术单元；

连接所有延迟线的输出口和控制单元到算术单元的装置；

控制单元控制所述全部切换装置将时钟波形切换到所有的设置口；在第一个波形的目标周波期间计算时钟波形的周波发生次数即第一周波数，以及在第二个波形的目标周波期间的发生的时钟波形周波数即第一周波数，并把该两个周波数传送到算术单元；控制算术单元在第一和第二波形的所述目标周波的开始从第一和第二延迟线的输出口获得初始值，在第一和第二波形的所述目标周波的结束从第一和第二延迟线的输出口获得终了值；

所述算术单元根据第一个波形、第二个波形和时钟波形的周期值，全部的周波数，全部的初始值和终了值计算第一和第二波形相对于时钟波形的相位。

16.根据权利要求15所述的设备，其特征还在于包括连接装置，用于连接所述参考口，其包括从外部供电的直流电压源集中调节所有的参考口的电压的装置。

17.根据权利要求16所述的设备，所述调节电压的装置包括分压计。

18.根据权利要求16所述的设备，其特征还在于包括：

调压装置，包括集中连接到所有参考口的DAC；

连接DAC到控制单元的装置；以及

其中所述控制单元控制DAC改变来自外部供电的直流电压源的电压比例。

19.根据权利要求15所述的设备，还包括连接参考口的装置，包括从外部供电的直流电压源单个调节所有的参考口的电压的装置。

20.根据权利要求19所述的设备，所述调节电压的装置包括：

连接到第一延迟线的参考口的第一个分压计；

连接到第二延迟线的参考口的第二个分压计；以及

连接到时钟延迟线的参考口的时钟分压计。

21.根据权利要求19所述的设备，其特征还在于包括：

连接参考口的装置，包括第一个DAC，第二个DAC，和时钟DAC，分别连接到各延迟线的参考口；

连接DAC到控制单元的装置；

控制单元单个地或集中地控制DAC改变来自外部供电的直流电压源的电压比例。

22.一种确定波形周期的方法，其特征在于包括：

提供有一系列复合延迟元件、锁定元件和编码器的延迟线，该延迟线有采样口、设置口、参考口、和输出口；所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

连接第一个波形到采样口；

连接第二个波形到设置口；

在第二个波形的目标周期内计算出第一个波形的周波发生次数即第一周波数；以及

在第二个波形的目标周期的开始从输出口获得初始值，并在第二个波形的目标周期的结束从输出口获得终了值；以及

根据第一个波形的周期、第一周波数、初始值、以及终了值计算第二个波形的周期。

23.根据权利要求22所述的方法，进一步包括在计算之前的步骤：

切换第一波形到设置口，这样在输出口提供第一波形的周期。

24.根据权利要求22所述的方法，所述计算步骤包括检测周波的上升沿来获得第一周波数。

25.根据权利要求22所述的方法，所述计算步骤包括检测完整的周波来获得第一周波数。

26.根据权利要求22所述的方法，所述目标周期是所述第二个波形的完整周波。

27.根据权利要求22所述的方法，其中：

所述计算周波数的步骤包括在所述目标周期数出完整周波的第二个数目；

所述计算周期的步骤包括基于第二个数目对计算出来的第二个波形的周期求平均值。

28.一种确定相位关系的方法，其特征在于包括：

提供有一系列复合延迟元件、锁定元件、和编码器的延迟线，该延迟线有采样口、设置口、参考口和输出口；所述采样口连接到复合延迟元件的第一个的输入端，所有的延迟元件的输出分别连接到锁定元件的输入，所述设置口连接到所有的锁定元件，所述参考口也连接到所有的锁定元件，所有的锁定元件的输出都连接到编码器，编码器的输出连接到输出口；

连接第一个波形到采样口；

连接第二个波形到设置口；

在第二个波形的目标周期内计算出第一个波形的周波发生次数即第一周波数；

在第二个波形的目标周期的开始从输出口获得初始值，在第二个波形的目标周期的结束从输出口获得终了值；

根据第一个波形的周期、第一周波数、初始值、和终了值计算出第二个波形相对于第一个波形的相位。

29.根据权利要求28所述的方法，进一步包括在计算之前的步骤：

切换第一波形到设置口，这样在输出口提供第一波形的周期。

30.根据权利要求28所述的方法，所述计算步骤包括检测周波的上升沿来获得第一周波数。

31.根据权利要求28所述的方法，所述计算步骤包括检测完整的周波来获得第一周波数。

32.根据权利要求28所述的方法，所述目标周期是所述第二个波形的完整周波。

33.根据权利要求28所述的方法，其中：

所述计算步骤包括在所述目标周期数出完整周波的第二个数目；以及

所述计算步骤包括基于第二个数目计算出来的第二个波形的平均周期。

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