CN1250277A

CN1250277A - 数字音频广播接收机

Info

Publication number: CN1250277A
Application number: CN99119738A
Authority: CN
Inventors: 古川博基
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-09-30
Filing date: 1999-09-28
Publication date: 2000-04-12
Anticipated expiration: 2019-09-28
Also published as: JP2000115120A; EP0991212A3; CN1177421C; DE69936328D1; DE69936328T2; US6539065B1; EP0991212A2; EP0991212B1; JP2955285B1

Abstract

数字音频广播接收机,接收多个传送帧,各帧包含零,参考,和数据三种符号,各符号包括防止反射波符号间干扰的保护间隔,该接收机包括:模数转换器,根据时钟信号,实现模数转换并输出第一帧;解调器,解调第一帧;音频解码器,由解调的数据符号,生成音频数据;传送路径特性计算器,由解调的参考符号,生成传送路径特性信号;帧处理开始位置控制部分,控制第二传送帧的第二帧处理开始位置,使之与该预定处理参考开始位置一致。

Description

数字音频广播接收机

本发明涉及数字音频广播接收机。具体地，本发明涉及用于接收数字音频广播信号，例如尤利卡147数字音频广播(DAB)的数字音频广播接收机。

常规的数字音频广播接收机已被建议基于OFDM(正交频分复用)方法与尤利卡147DAB系统相兼容，如DAB信道解码器的通用的及专用设计，EBU Technical Review Winter 1993，pp.25-35和日本专利申请(公开号10-126353)中所公开的。

图9示出了一种基于OFDM(正交频分复用)方法的常规的数字音频广播接收机2000，其包括一RF电路100，用于将从数字音频广播发射机接收的射频信号转换成模拟基带信号；一模一数(AD)转换器101，用于经取样将该模拟基带信号转换成数字基带信号；一零符号检测器102，用于从该数字基带信号的功率包络检测一零符号以确定一位置以开始在接收时间对第一传送帧的帧处理；一OFDM解调器103，用于通过以一预定的符号循环序列地从AD转换器101输出的该数字基带信号抽取一预定数量的零符号、参考符号和数据符号的取样并序列地对其施加FFT(快速傅里叶变换)；一数字解调器104，用于对OFDM解调器103的输出进行π/4移相DQPSK(差分正交移相键控)解调；一纠错电路105，用于对数字解调器104的输出执行纠错；和一音频解码器106，用于从纠错电路105的输出中抽取在发射机侧已被压缩的音频数据并将该音频数据扩展成PCM信号以使生成包含多个音频取样的音频数据。该从音频解码器106输出的音频数据由一音频再现机(未示出)再现成声音。

该常规的数字音频广播接收机2000还包括一CIR计算器107，用于根据对参考符号执行的FFT的结果计算一传送路径的信道脉冲响应(以下称为CIR)的功率特性；一VCXO控制器108，用于根据CIR计算器107的计算结果，检测发射机侧上的时钟信号和接收机侧上的时钟信号之间的频率差以控制接收机侧上的压控晶体振荡器(以下称为VCXO)的电压以使接收机侧上的时钟信号与发射机侧上的时钟信号相等；一数一模(DA)转换器109，用于将来自VCXO控制器108的控制数据转换成模拟信号；一VCXO110，可根据基于DA转换器109的输出的控制电压而以不同的频率进行振荡；和一AD时钟信号发生器111，用于划分用于VCXO110的时钟信号以使生成定义该AD转换器101的取样循环的一取样时钟信号。

如图10中所示，一传送帧TF包括用于指示一传送帧的开始位置的具有非常低的信号电平的一零符号TFN；包含已知信息的一参考符号TFR；和代表用于传送的数据的多个数据符号TFD。当开始接收时，该数字音频广播接收机2000可工作以响应于OFDM解调器103经一可由一CPU(未示出)控制的开关120从零符号检测器102接收到零符号检测信号，开始一FFT处理。从AD转换器101输出的零符号TFN、参考符号TFR和数据符号TFD通过OFDM解调器103被序列地进行FFT处理，最好从零符号TFN的保护间隔的一中心部分开始，以对应于符号(TFN，TFR，TFD)的间隔。通过OFDM解调器103被进行FFT处理并被转换成频率信号的该参考符号被发送给CIR计算器107。在CIR计算器中，该参考符号被一已知参考符号的共轭复数所乘，且其结果被进行一IFFT(反快速傅里叶变换)，从而代表沿该时间轴的传送路径特性的信道脉冲响应(CIR)被计算。通过计算CIR功率特性，多个接收的波，例如一直达波和反射波之间的时间关系可被得知。

如图11中所示，一直达波1101和反射波1102被从CIR功率特性检测到。如图10中所示，各符号(TFN，TFR，TFD)在开始处具有一保护间隔(GI)以实现用于反射波1102的容限。保护间隔GI是除其以外的各符号(TFN，TFR，TFD)的最好1/4的拷贝。因此，各符号(TFN，TFR，TFD)的取样数是待被进行FFT的取样数的5/4倍。

如果存在任何反射波1102，因为反射波1102将在直达波1101之后被延迟，反射波1102将与一后继的符号发生干扰。因此，OFDM解调器103对后继的符号施加FFT以使确保它们不包含先前符号的任何延迟的分量，从而减少符号间的干扰并基本上保证无差错接收。通过实现各符号具有是需被进行FFT的取样数的5/4倍的一长度，可对从保护间隔GI的中心抽取的一部分执行FFT以使由于任何先前符号被包含在该部分中而无反射波1102。结果，在该保护间隔长度内的至少那些被延迟的波被防止与后继符号发生干扰。

为了确保图10中所示CIR功率特性的重力中心被位于在保护间隔GI的中心，VCXO控制器108以下述方式控制用于VCXO110的时钟：

如果保护间隔GI的中心被暂时地定位在对应于保护间隔GI的1/2处的一点之前，则对被抽取得太晚的一部分执行FFT；因此，用于VCXO110的时钟被使快些以使一足够“早些”的部分被抽取。相反地，如果保护间隔GI的中心被暂时地定位在对应于保护间隔GI的1/2处的一点之后，则对被抽取得太早的一部分执行FFT；因此，用于VCXO110的时钟被使慢些以使一足够“晚些”的部分被抽取。如果第一脉冲与保护间隔GI的中心相一致，则在该保护间隔长度内的至少那些被延迟的波被防止发生符号间的干扰。

这样，通过控制以使CIR功率特性中的脉冲位置与保护间隔GI的中心相一致，由于反射波1102导致的符号间干扰可被抑制。而且，该固定的脉冲位置意味着同样的DAB传送帧长度用于发送和接收两者，进而意味着由于接收机侧音频再现时钟与发射机侧时钟信号同步而使稳定地再现音频信号。

然而，上述结构要求能够以不同的频率进行振荡的VCXO110和用于输出一电压以提供给VCXO110以使实现发射机侧时钟信号与接收机侧时钟信号的同步，且这些元素可导致数字音频广播接收机的制造成本的增高。另一方面，省略能够以不同的频率进行振荡的VCXO110而替代以在固定频率进行振荡的振荡器用于控制该数字音频广播接收机允许在发射机侧和接收机侧上的时钟信号之间的失配被反映在射机侧和接收机侧上的取样时钟信号(用于获得音频取样)之间的失配中，后者失配妨碍了接收机侧再现与发射机侧时钟信号的同步。例如，如果接收机侧时钟信号比发射机侧时钟信号快，待被再现的音频取样将被耗尽，导致再现声音中出现碎裂。另一方面，如果接收机侧时钟信号比发射机侧时钟信号慢，音频解码处理将向后延迟以使一些取样可能不被适当地再现。在任一情况下，可能出现例如发生噪声的问题。

根据本发明，提供有一种数字音频广播接收机，用于接收多个传送帧，该多个传送帧包括一第一传送帧和后继于第一传送帧的一第二传送帧，各该多个传送帧包含一代表各传送帧的开始位置的零符号，包含已知信息的一参考符号，和代表待被传送的数据的一数据符号，其中各零符号、参考符号、和数据符号包括一用于防止由于反射波的符号间干扰的保护间隔，其中该数字音频广播接收机包括：一模一数转换器，用于根据具有一固定频率的一时钟信号，将多个传送帧从模拟信号格式转换成数字信号格式并用于输出第一传送帧；一解调器，用于从该第一传送帧的第一帧处理开始位置开始对第一传送帧进行解调；一音频解码器，用于根据已由该解调器解调的第一传送帧中包含的数据符号，生成包含多个音频取样的音频数据；一传送路径特性计算器，用于根据已由该解调器解调的第一传送帧中包含的参考符号，生成代表传送路径特性的一传送路径特性信号；一帧处理开始位置控制部分，用于通过根据该传送路径特性信号将一代表一预定帧处理参考开始位置和用于第一传送帧的第一帧处理开始位置之间的差的位置控制信号输出给该解调器，控制用于第二传送帧的第二帧处理开始位置，以使用于第二传送帧的第二帧处理开始位置与该预定帧处理参考开始位置相一致；一音频取样差异计算部分，用于计算待由一数字音频发射机发送的音频数据中包含的多个音频取样和根据该位置控制信号由该音频解码器所生成的音频数据中包含的多个音频取样之间的一差异；一音频取样调节部分，用于根据该音频取样差异，调节由该音频解码器所生成的音频数据中包含的音频取样的数目，并用于选择地输出音频再现数据；和一音频再现器，用于根据该音频取样调节部分输出的音频再现数据，再现一声音。

在本发明的另一实施例中，该解调器包括一正交频分复用解调器，用于对多个传送帧中包含的零符号、参考符号和数据符号施加快速傅里叶变换，且该传送路径特性计算器包括一信道脉冲响应计算器，用于生成一信道脉冲响应功率特性信号，该信道脉冲响应功率特性信号是该传送路径特性信号。

在本发明的再另一实施例中，该预定帧处理参考开始位置在该零符号的保护间隔内的一预定位置。

在本发明的再另一实施例中，该模一数转换器根据具有一固定频率的一时钟信号，通过以一取样循环进行取样而将多个传送帧从模拟信号格式转换成数字信号格式，且该音频取样差异计算部分包括：一总取样数目存储部分，用于存储已由模一数转换器用对于一预定周期的取样循环所取样的取样的总数目，该取样的总数目对应于该预定帧处理参考开始位置和该第一帧处理开始位置之间的差；一取样数目转换部分，用于将该总取样数目存储部分中存储的总数目的取样中的至少一些转换成多个音频取样，从而计算该音频取样差异；和一总取样数目校正部分，用于通过将由该取样数目转换部分转换后的总数目的取样中的至少一些输出给该总取样数目存储部分，对该总取样数目存储部分中存储的取样的总数目进行校正。

在本发明的再另一实施例中，该音频取样调节部分包括对应于单耳听感再现、立体声再现和多声道再现中的至少之一的至少一取样调节器，各该至少一取样调节器包括：一输入缓冲器，用于存储由该音频解码器生成的音频数据中包含的音频取样中的一预定数目音频取样；一交叉衰落(cross-fade)处理部分，用于读取该输入缓冲器中存储的该预定数目的音频取样，用于以交叉衰落执行该该预定数目的音频取样的插入或删除，并用于生成补偿的音频数据；一取样调节控制器，用于确定在一处理中待由该交叉衰落处理部分插入或删除的多个音频取样；和一输出选择器，用于当既不执行音频取样的插入也不执行音频取样的删除时，选择地输出该输入缓冲器中存储的该预定数目的音频取样，并当执行音频取样的插入或删除时，选择地输出由该交叉衰落处理部分生成的补偿的音频数据。

在本发明的再另一实施例中，该交叉衰落处理部分包括：一第一可变增益放大器和一第二可变增益放大器；一增益控制器，用于控制该第一可变增益放大器的增益和该第二可变增益放大器的增益；一加法器，用于对该第一可变增益放大器和第二可变增益放大器的输出进行相加；和一地址发生器，用于生成待被输入给该第一可变增益放大器和第二可变增益放大器音频取样的两地址用于由该取样调节控制器确定的该多个音频取样的插入或删除，该两地址被输出给该输入缓冲器，且该增益控制器控制该第一可变增益放大器的增益以使首先取一较大值且然后逐渐地减小并控制该第二可变增益放大器的增益以使首先取一较小值且然后逐渐地增大。

在本发明的再另一实施例中，当该取样调节控制器执行多个音频取样的插入或删除时，该插入或删除被执行多次，其间具有预定的时间间隔，以使每次插入或删除一音频取样。

这样，根据本发明，根据具有一固定频率的一时钟信号，多个传送帧被从模拟信号格式转换成数字信号格式，从而免除常规地进行模一数转换所需的一VCXO(压控晶体振荡器)。结果，根据本发明的数字音频广播接收机的制造成本可被降低。尽管这样，通过借助于一帧处理开始位置控制部分控制开始对传送帧进行解调的一位置以使对传送帧进行解调的位置中的偏移最小，各符号可被满意地解调。而且，由于发射机侧时钟信号和接收机侧时钟信号之间的不同步造成的音频取样差异可通过一音频取样差异计算部分和一音频取样调节部分而被补偿。结果，不要求发射机侧时钟信号和接收机侧时钟信号之间的同步而可再现数字音频信号。

通过以正交频分复用解调器的形式实现一解调器用于执行快速傅里叶变换，并以信道脉冲响应计算器的形式实现一传送路径特性计算器用于生成信道脉冲响应的一功率特性信号作为一传送路径特性信号，可实现与尤利卡147DAB系统兼容的一接收机。

而且，通过确保一帧处理开始位置被定位于一零符号的保护间隔内的一预定位置，可防止任何延迟的反射波对一后继的传送帧的解调产生不期望的影响。

这样在此描述的本发明具有这样的优点；提供结合有一在一固定频率振荡的振荡器的一数字音频广播接收机，其能够控制一OFDM处理位置以使防止由于反射波造成的符号间的干扰，并能够对由于发射机侧时钟信号和接收机侧时钟信号之间的失配造成的音频取样失配进行补偿，以使可稳定地再现音频数据。

通过阅读和理解以下结合附图进行的详细描述，本发明的这些和其他的优点对于本领域的熟练技术人员是显然的。

图1是示出根据本发明的一数字音频广播接收机的结构的方框图。

图2是示出根据本发明的数字音频广播接收机中的一帧处理开始位置控制部分的结构的方框图。

图3A是示出CIR功率特性与发射机侧时钟信号和接收机侧时钟信号之间的失配之间的关系的图形。

图3B是示出CIR功率特性与发射机侧时钟信号和接收机侧时钟信号之间的失配之间的关系的图形。

图4是示出根据本发明的数字音频广播接收机中的一音频取样差异计算部分的结构的方框图。

图5是示出根据本发明的数字音频广播接收机中的一音频取样调节部分的结构的方框图。

图6是示出根据本发明的数字音频广播接收机中的一取样调节器的结构的方框图。

图7是示出根据本发明的数字音频广播接收机中的一交叉衰落处理部分的方框图。

图8是示出相对于根据本发明的一地址发生器提供的地址值的可变增益放大器的增益特性的图形。

图9是示出一常规的数字音频广播接收机的结构的方框图。

图10是示出用于欧洲尤利卡147的DAB传送帧的结构的图形。

图11是示出一示例性的CIR功率特性的图形。

以下，将参照附图，通过例子对本发明进行描述。

图1示出了根据本发明的一例子的数字音频广播接收机1000的结构。

本例子示出了一用于基于OFDM(正交频分复用)方法的DAB—兼容通信的数字音频广播接收机。如图10中所示，待被接收的多个传送帧TF中的各个包括：用于指示一传送帧的开始位置的具有非常低的信号电平的一零符号TFN；包含已知信息的一参考符号TFR；和代表用于传送的数据的多个数据符号TFD。各符号(TFN，TFR，TFD)具有用于使由于反射波1102导致的符号间干扰(图11)最小的一保护间隔(GI)。

如图1所示，该数字音频广播接收机1000包括一RF电路100，用于将从数字音频广播发射机接收的射频信号转换成模拟基带信号；一模一数(AD)转换器101；一零符号检测器102；一OFDM解调器103；一数字解调器104；一纠错电路105；一音频解码器106；和一CIR计算器107。这些电路可与参照图9描述的常规的数字音频广播接收机2000中的对应元件相同。

RF电路100将从数字音频广播发射机(未示出)接收的射频信号转换成模拟基带信号。AD转换器101根据来自一AD时钟信号发生器115的时钟信号，经取样将该模拟基带信号转换成数字基带信号。零符号检测器102从来自RF电路100的该模拟基带信号的功率包络检测一零符号，并经可由一CPU(未示出)控制的一开关150输出一零符号检测信号，从而确定开始对OFDM解调器103中的第一传送帧，即当开始接收时接收的传送帧进行帧处理的一位置。对于第一传送帧，OFDM解调器103从根据来自零符号检测器102的零符号检测信号被确定的开始帧处理的位置(以下称为“帧处理开始位置”)开始一快速傅里叶变换(FFT)。在从AD转换器101输出的该数字基带信号中，OFDM解调器103以一预定的符号循环，从帧处理开始位置开始，序列地抽取一预定数量的零符号TFN、参考符号TFR和数据符号TFD的取样并序列地对其施加FFT(快速傅里叶变换)。这样，各自的符号TFN、TFR和TFD被转换成频率信号。数字解调器104对OFDM解调器103的输出进行π/4移相DQPSK(差分正交移相键控)解调。纠错电路105对数字解调器104的输出执行纠错，并输出基于用于生成音频取样的数据符号的数据。从纠错电路105的输出中，一音频解码器106抽取在发射机侧已被压缩的音频数据并将该音频数据扩展成PCM信号以使生成基于一自AD时钟信号发生器115生成的一时钟信号的音频取样，并输出包含这些音频取样的音频数据。

通过OFDM解调器103被进行FFT并被转换成一频率信号的参考符号TFR被发送给CIR计算器107。在该CIR计算器107中，参考符号TFR被一已知参考符号的共轭复数所乘，且其结果被进行一IFFT(反快速傅里叶变换)，从而代表沿该时间轴的传送路径特性的信道脉冲响应(CIR)被计算。通过计算CIR功率特性，多个接收的波，例如一直达波1101和反射波1102之间的时间关系可被得知。

该数字音频广播接收机1000包括该AD时钟信号发生器115，该AD时钟信号发生器115是一能够在一固定频率振荡的时钟信号发生器。AD时钟信号发生器115生成一固定的时钟信号作为用于AD转换器101的一取样时钟。这样，根据本例子，该AD转换器101根据具有一固定频率的一时钟信号执行对各传送帧的取样。

数字音频广播接收机1000还包括一帧处理开始位置控制部分1。通过采用已由CIR计算器107计算的代表沿该时间轴的传送路径特性的信道脉冲响应(CIR)，帧处理开始位置控制部分1控制在位于第一传送帧TF之后的一传送帧TF的开始处所定位的一零符号TFN的待被进行FFT的一抽取部分(即用于OFDM解调的帧处理开始位置)。最好，这样的控制是基于AD转换器101的取样循环而被进行的。这样，帧处理开始位置控制部分1被结合以使在时间上被顺序地发送的符号(TFN，TFR，和TFD)之间的符号间干扰最小。

如从上述所见，就第一传送帧(即存在于接收开始处的一传送帧)而论，本发明的数字音频广播接收机1000和常规的数字音频广播接收机2000两者根据来自零符号检测器102的一零符号检测信号控制待被抽取用于由OFDM解调器103进行FFT的该部分。然而，对于任意后继的传送帧，本发明的数字音频广播接收机1000与常规的数字音频广播接收机2000不同地工作之处在于常规的数字音频广播接收机2000通过改变一VCXO的时钟频率来控制待被抽取用于由OFDM解调器103进行FFT的该部分，而本发明的数字音频广播接收机1000直接控制开始对零符号TFN进行FFT的位置。

接着，将参照图2详细描述帧处理开始位置控制部分1。为简明起见，以下描述将主要针对于在CIR功率特性中仅有一脉冲，即仅直达波1101被接收的情况。然而，显然，通过采用例如常规的利用这些脉冲中的重力中心的方法，以下的描述将类似地适用于存在多个对应于直达波和反射波的多个脉冲的情况。

如图2中所示，帧处理开始位置控制部分1包括一参数测量部分1A，用于测量根据基于从CIR计算器107输出的CIR功率特性的传送路径特性被选择的一传送路径参数。例如，该传送路径参数可是一指示具有最高功率的一脉冲(最大脉冲)，通常是直达波1101，被生成的持续时间的时间参数。可替换地，该传送路径参数可是如从对应于直达波1101和反射波1102的脉冲确定的沿时间轴的重力中心的位置。

由传送路径参数测量部分1A测量的传送路径参数被输出给一参数比较器1B，该传送路径参数和一预定目标之间的差被测量。该预定的目标是一涉及被先前存储在参数比较器1B中的CIR功率特性的参考参数。例如，在该传送路径参数是一指示最大脉冲被生成的持续时间的时间参数的情况下，该预定的目标可是代表一零符号TFN的保护间隔的中心的时间上的一点。在此情况下，该传送路径参数和该预定的目标之间的一致将指示沿时间轴在该零符号TFN的保护间隔的中心出现最大脉冲；另一方面，该传送路径参数和该预定的目标之间的偏移将指示沿时间轴在自该零符号TFN的保护间隔的中心偏移的一位置出现最大脉冲。然后，根据如由参数比较器1B测量的该传送路径参数和该预定的目标之间的差的位置控制信号经开关150被输出给OFDM解调器103以使用于后继的传送帧TF的帧处理开始位置被控制。

以下，将详细地描述对用于后继的传送帧TF的帧处理开始位置的控制。

首先，将描述在接收机侧上的时钟信号相对于接收机侧上的时钟信号被失配的情况下，CIR功率特性(代表传送路径特性)如何改变。根据数字音频广播接收机1000，AD转换器101用根据来自固定的一频率AD时钟信号发生器115的时钟信号的一取样循环顺序地生成取样。对于第一传送帧TF，OFDM解调器103通过抽取自基于来自零符号检测器102的零符号检测信号的一帧处理开始位置被这样取样的一预定数量的取样，对各自符号(TFN，TFR，和TFD)进行解调，并对其进行FFT。然而，对于任意后继的传送帧TF，OFDM解调器103通过从根据一DAB传送帧长度(在接收机侧被推知的)被确定的一帧处理开始位置抽取上述取样，对各自符号(TFN，TFR，和TFD)进行解调。该DAB传送帧长度通过数字音频广播接收机1000被推导为“预定的取样数×取样循环(取样时钟)”。

因此，如果接收机侧时钟信号(即从AD时钟信号发生器115输出的时钟信号)比发射机侧时钟信号慢，如上所述根据用于AD转换器101的取样时钟被推知的，接收机侧上的DAB帧长度变得比发射机侧上的DAB传送帧长度长。在此情况下，后继的传送帧的被抽取用于FFT的部分在先前的传送帧TF之后滞后。结果，图3A所示，CIR功率特性中的脉冲301A的位置相对于目标位置302(即保护间隔GI的中心)被向前偏移。

帧处理开始位置控制部分1在参数比较器1B中测量该差，根据其，帧处理开始位置控制部分1经开关150输出一位置控制信号给OFDM解调器103以确保在后继的传送帧TF中，用于后继的传送帧TF的帧处理开始位置被向前调节以使CIR功率特性的脉冲301A的位置与目标位置302(即保护间隔GI的中心)一致。换言之，该位置控制信号是一代表如根据发射机侧和接收机侧时钟信号之间的失配所确定的，待被补偿的沿时间轴的一偏移的信号。因此，例如，该位置控制信号可是一代表根据用于AD转换器101的多个取样循环的待被补偿的时间量的信号，可替换地，可是一代表如通过将用于补偿的时间量转换成多个取样(即通过取样循环被划分)所获得的，待被补偿的取样数目的信号。

反过来，如果接收机侧时钟信号比发射机侧时钟信号快，如上所述通过数字音频广播接收机1000被推知的，接收机侧上的DAB帧长度变得比发射机侧上的DAB传送帧长度短。在此情况下，后继的传送帧的被抽取用于FFT的部分被定位得比在先前的传送帧TF的早。结果，如图3B所示，CIR功率特性中的脉冲301B的位置相对于目标位置302(即保护间隔GI的中心)被向后偏移。因此，帧处理开始位置控制部分1控制OFDM解调器103以使确保一较晚的部分将被抽取用于FFT。实际上，反射波1102的存在可能要求一定的保护措施；也就是说，该抽取部分可被控制以使CIR功率特性的最大脉冲与该目标位置相一致，或该CIR功率的重力中心与该目标位置相一致(如现有技术中所实施的)，从而可使由于反射波1102造成的符号间干扰最小。通过将该目标位置设在零符号TFN的保护间隔GI的中心处，至少在该保护间隔长度的1/2内的延迟的波1102被防止与后继的传送帧TF发生干扰。

如上所述，通过直接控制来自一传送帧TF的零符号TFN的待被抽取用于FFT的该部分，可在即使接收机侧时钟信号相对于发射机侧时钟信号被失配的情况下，确保OFDM解调器103抽取用于进行FFT的各自符号(TFN，TFR，和TFD)的部分以使由于反射波1102造成的符号间干扰最小。

这样，根据本例子，尽管使用一固定的一频率时钟信号，能够成功地解调各自符号(TFN，TFR，和TFD)同时使由于反射波1102造成的符号间干扰最小。尽管如此，接收机侧时钟信号仍不与发射机侧时钟信号同步。因此，通过采用类似于在结合有一时钟信号同步装置的常规的数字音频广播接收机2000中所用的方法，根据数据符号生成音频取样将导致发射机侧上的音频取样的数目与接收机侧上的音频取样的数目之间的差异，以使再现的声音可能被碎裂，或一些声音不能被再现。因此，为了对音频取样数目中的这样一差异进行补偿，根据本发明的数字音频广播接收机1000还包括一音频取样差异计算部分2和一音频取样调节部分3。

以下，将详细描述根据本例子的借助于音频取样差异计算部分2和音频取样调节部分3对由于接收机侧时钟信号和发射机侧时钟信号之间的失配造成的音频取样中的差异的补偿。

音频取样差异计算部分2将从帧处理开始位置控制部分1输出的位置控制信号转换成接收机侧和发射机侧之间的音频取样差异量。如上所述，该位置控制信号可以是代表例如根据用于AD转换器101的多个取样循环在接收机侧和发射机侧之间的沿时间轴的一偏移的一信号，在这些情况下，该位置控制信号可被认为是一由AD转换器101生成的取样数目上的差异的代表。根据由音频取样差异计算部分2计算的音频取样差异量，音频取样调节部分3将该音频取样差异量插入包含已被扩展成PCM信号并从音频解码器106输出的音频取样的音频数据或从该音频数据中删除该音频取样差异量。这样，音频取样调节部分3输出已被调节的音频再现数据以使对收机侧和发射机侧之间的音频取样数中的差异进行补偿。

以下，将详细描述音频取样差异计算部分2和音频取样调节部分3的工作。

图4示出了音频取样差异计算部分2的细节。如前所述，如果接收机侧时钟信号比发射机侧时钟信号慢，则帧处理开始位置控制部分1输出一位置控制信号(作为用于AD转换器101的多个取样循环或作为多个取样)给OFDM解调器103用于确保零符号TFN的一较早部分被抽取。该位置控制信号可指示一正数个用于控制的取样以使零符号TFN的一较早部分被抽取，及一负数个用于控制的取样以使零符号TFN的一较晚部分被抽取(即当接收机侧时钟信号比发射机侧时钟信号快时)。然后对于各传送帧被进行调节的取样总数被计算并由一总取样数存储部分21存储。如果总取样数存储部分21中存储的取样总数具有一负值，则接收机侧时钟信号是较慢的，因此从该包含音频取样的音频数据中删除上述音频取样差异量。如果总取样数存储部分21中存储的取样总数具有一正值，则接收机侧时钟信号是较快的，因此将上述音频取样差异量插入该包含音频取样的音频数据。

一取样数转换部分22将在总取样数存储部分21中存储的取样数转换成一对应的音频取样数目。将参照音频输出取样频率是48KHz且AD转换器101具有2048KHz的取样频率的情况对该操作进行描述。在此情况下，音频取样循环是1/48KHz，且在总取样数存储部分21中存储的是AD转换器101的取样循环1/2048KHz。因此，一音频取样等同于待由AD转换器101处理的42.666…个取样(即1/48KHz÷1/2048KHz＝42.666…)。较佳地，取样数转换部分22将总取样数存储部分21中存储的取样数(“128”)转换成一音频取样数(“3”)以使在整数之间执行取样数转换，而非采用一其值包括小数数字的转换率。如下所述可实现精确转换。

例如，如果在总取样数存储部分21中存储的取样数超过128并达到130，则取样数转换部分22输出“3”作为音频取样差异量。。然后，一总取样数校正部分23将“3”个音频取样(是取样数转换部分22的输出)向回-计算成“128”个取样(作为用于AD转换取样数的数目)，并从总取样数存储部分21中存储的值中减去“128”。结果，在此点，“2”(＝130-128)个取样被存储在总取样数存储部分21中。然后，基于代表后继传送帧TF中的偏移的位置控制信号的取样数将被顺序地加至在总取样数存储部分21中存储的“2”个取样。这样，被顺序处理的全体传送帧可接收精确的取样差异补偿。

如果在总取样数存储部分21中存储的取样数是“-130”，除了各自值的正负号被反过来外，进行的操作与“130”被存储在总取样数存储部分21中的情况相同。具体地，取样数转换部分22输出“-3”作为音频取样差异量。然后，总取样数校正部分23将“-2”个音频取样向回-计算成“-128”个取样作为用于AD转换取样数的数目，并从总取样数存储部分21中存储的值中减去“-128”。结果，在此点，“-2”(＝(-130)-(-128))个取样被存储在总取样数存储部分21中。

在上面示出的例子中，音频取样被以三组输出进行补偿，对应于待由AD转换器101处理的128个取样。然而，可在更加精细的分辨率执行音频取样补偿。例如，音频取样差异计算部分2可被配置以使每当总取样数存储部分21中存储的取样数达到“43”、“86”或“128”时输出一音频取样。在此情况下，总取样数校正部分23可被配置以使每当三个音频取样被输出时从总取样数存储部分21中存储的值中减去“128”。

音频取样调节部分3通过将由音频取样差异计算部分2计算的音频取样差异量插入包含已被扩展成一PCM信号并从音频解码器106输出的音频取样的音频数据中或从该音频数据中删除该音频取样差异量，生成待被再现的音频再现数据。音频取样调节部分3可被采用来以单耳感模式、立体声模式和/或多声道模式实现音频再现。音频取样调节部分3可由这些通信模式要求的期望数目的声道组成。

图5示出了用于立体声再现音频取样调节部分3的示例性结构，其中取样调节器3L和3R被各自提供用于L声道和R声道。图6是详细示出取样调节器3L的视图。从音频解码器106输出的音频数据中的预定数目(N)个音频取样被暂时地存储在一输入缓冲器31中。每当有待被插入或删除的多个音频取样的更新时，由音频取样差异计算部分2计算的待被插入或删除的音频取样数目被输入给一取样调节控制器33。取样调节控制器33确定在一处理中待被插入或删除的音频取样数目。当更多的音频取样在一单个处理被插入或删除时，得到的音频再现数据变得更加失真。因此，根据本例子，在一处理中一个音频取样被插入或删除。如果多个音频取样被插入或删除，它们最好以预定的间隔被处理而非被同时处理。例如，在采用MPEG I层2的尤利卡147DAB的情况下，取样调节控制器33控制该过程以使每24ms(对应于音频帧循环)一音频取样被插入或删除。这样，通过控制对多个音频取样的处理以使一个音频取样在各离散时间被插入或删除，各离散时间之间具有预定的时间间隔(例如1个音频帧循环)，变得可能获得具有最小失真的音频再现数据。响应于来自取样调节控制器33的控制信号，一输出选择器34选择地将输入缓冲器31的输出或交叉衰落处理部分32的输出输出给一音频再现器(未示出)作为待被再现的音频再现数据。该音频再现器(未示出)根据该音频再现数据再现声音。在取样调节控制器33执行对插入或删除音频取样的控制的情况下，来自交叉衰落处理部分32的补偿的音频数据被选择作为音频再现数据输出。在在取样调节控制器33不插入或删除音频取样的控制的情况下，来自输入缓冲器31的音频数据被选择作为音频再现数据输出。

接着，将参照图7描述用于插入或删除音频数据并生成音频再现数据的交叉衰落处理部分32。交叉衰落处理部分32包括一地址发生器315、第一和第二可变增益放大器311和312、一增益控制器314和一用于将第一和第二可变增益放大器311和312的输出进行相加的加法器313。以下，将详细描述交叉衰落处理部分32的具体工作。尽管本例子示出了一取样被插入PCM音频数据或从PCM音频数据中删除一取样的情况，显然一类似的处理也可适用于对多个取样的处理。

地址发生器315输出用于顺序地指定从输入缓冲器31输出的多个(N个)音频取样的一地址ADDR1(其中ADDR1＝1，2，3，…，N)。地址发生器315生成另一地址以使代表通过从ADDR1减去取样控制器33的输出(即音频取样差异量)而获得的一地址。当N被输出作为地址ADDR2时，地址发生器315完成地址的生成。当被输入给输入缓冲器31的音频取样的输出被完成时，音频取样的插入或删除可被实现。然后，当新的音频取样被从音频解码器106输入给输入缓冲器31时，重复类似的过程。

地址ADDR1和ADDR2被输入给输入缓冲器31，且对应于ADDR1和ADDR2的音频取样S(ADDR1)和S(ADDR2)被输出。当ADDR2等于或小于0时，零(0)音频取样被输出作为音频取样S(ADDR2)。音频取样S(ADDR1)和S(ADDR2)被各自输入给第一和第二可变增益放大器311和312，其中它们被各自地乘以增益GA1和GA2，如公式所表达的，并由加法器313相加，并输出作为补偿的PCM音频数据SOUT(即被进行取样补偿的数据)：

SOUT＝GA1·S(ADDR1)+GA2·S(ADDR2)

GA2＝1-GA1

(公式1)

第一和第二可变增益放大器311和312的增益GA1和GA2由增益控制器314控制，如图8的图形中所示。具体地，第一和第二可变增益放大器311和312的增益的和总等于1。当ADDR2＝0或1时，第一可变增益放大器311的增益GA1是1，之后它逐渐减小直至在ADDR2＝N时GA1＝0。当ADDR2＝0或1时，第二可变增益放大器312的增益GA2是0，之后它逐渐增大直至在ADDR2＝N时GA2＝1。

现在，将具体描述一取样被插入到从音频解码器106输出的音频数据中的情况。参见图6，“+1”被从取样调节控制器33输入给交叉衰落处理部分32，且多个PCM音频取样被从音频解码器106输入给输入缓冲器31。

参见图7，在此情况下，地址发生器315首先输出ADDR1＝1，且ADDR2＝ADDR1-1＝0。增益控制器314控制第一可变增益放大器311的增益GA1为1且第二可变增益放大器312的增益GA2为0，且第一和第二可变增益放大器311和312的输出由加法器313相加。

接着，ADDR1＝2及ADDR2＝1被输出。在此时，第一可变增益放大器311的增益GA1仍为1及第二可变增益放大器312的增益GA2仍为0。

当ADDR1＝3及ADDR2＝2被输出。在此时，第一可变增益放大器311的增益GA1为GA1＝1-1/N及第二可变增益放大器312的增益GA2为GA2＝1-GA1＝1/N。

第二可变增益放大器312接收一信号，该信号在其被输入给第一可变增益放大器311之后被延迟一个取样。当地址ADDR1和ADDR2增大时，被输入给第一可变增益放大器311的信号和被输入给第二可变增益放大器312的信号(即在输入信号被输入给第一可变增益放大器311之后被延迟一个取样的一信号)被交叉衰落以平滑过渡，以使由交叉衰落处理部分32输出的最后的(N+1^st)音频取样变成等于来自输入缓冲器31的(N^th)音频取样。由于地址发生器315生成在N+1个取样(从0至N)上的地址AADR2，将看到从音频取样调节部分3输出的音频取样被增大了一个取样。

接着，将具体描述从音频解码器106输出的音频数据中删除一取样的情况。参见图6，“-1”被从取样调节控制器33输入给交叉衰落处理部分32，且多个PCM音频取样被从音频解码器106输入给输入缓冲器31。

参见图7，在此情况下，地址发生器315首先输出ADDR1＝1，且ADDR2＝ADDR1-(-1)＝2。增益控制器314控制第一可变增益放大器311的增益GA1为GA1＝1-1/N且第二可变增益放大器312的增益GA2为GA2＝1/N，且第一和第二可变增益放大器311和312的输出由加法器313相加。

当ADDR1＝2及ADDR2＝3被输出。在此时，第一可变增益放大器311的增益GA1为GA1＝1-2/N及第二可变增益放大器312的增益GA2为GA2＝1-GA1＝2/N。

第二可变增益放大器312接收一信号，该信号相对于被输入给第一可变增益放大器311的信号被提前一个取样。当地址ADDR1和ADDR2增大时，被输入给第一可变增益放大器311的信号和被输入给第二可变增益放大器312的信号(即相对于被输入给第一可变增益放大器311的信号被提前一个取样的一信号)被交叉衰落以平滑过渡，以使由交叉衰落处理部分32输出的最后的(N-1^st)音频取样变成等于来自输入缓冲器31的(N^th)音频取样。由于地址发生器315生成在N-1个取样(从2至N)上的地址AADR2，将看到从音频取样调节部分3输出的音频取样被减小了一个取样。

这样，根据本例子，该增益控制器控制第一可变增益放大器311的增益GA1以使首先取得一较大的值且然后逐渐减小，并控制第二可变增益放大器312的增益以使首先取得一较小的值且然后逐渐增大。

这样，通过用于在多个取样上插入或删除一个取样的交叉衰落处理部分32的交叉衰落作用，可实现取样补偿具有最小失真。交叉衰落最好在至少2ms的一周期上进行。因此，在用于音频取样的取样频率为48KHz的情况下，待被这样交叉衰落的取样数(N)最好为96或更多。如果多个取样被从音频取样差异计算部分2接收用于插入或删除，这些多个取样的插入或删除可通过控制交叉衰落处理部分32以使在例如24ms(对应于MPEG音频帧循环)的一预定周期上插入或删除一取样而被取得。

这样，根据本发明，能够再现通过插入或删除音频取样被弄平的音频再现数据。因此，根据上述例子，即使在发射机侧时钟信号相对于接收机侧时钟信号被失配的情况下，也能令人满意地再现音频数据。在优选实施例中，再现的声音是根据发送的音频数据以使防止其中出现任何再现的失真或失败。

更具体地，通过采用根据上述例子的数字音频广播接收机，由于发射机侧和接收机侧之间的始终偏离导致的音频信号中的失配可根据OFDM传送方法在数字传送中的MPEG音频再现期间被补偿。结果，可实现没有瞬时失真的稳定的音频再现。

尽管上述例子说明了根据OFDM方法，例如DAB在通信中使用的数字音频广播接收机，根据本发明的数字音频广播接收机也可被用作为根据任何其他通信方法用于通信系统的一接收机。例如，根据本发明的数字音频广播接收机可被适合地在一通信方法中被采用，在该通信方法中，传送帧至少包括用于防止反射波的保护区且期望通过以一预定的时钟频率进行取样对模拟信号进行数字化等。

如上所述，根据本发明的数字音频广播接收机，可采用一固定的一频率振荡器且还通过根据代表传送路径特性的一信号控制帧处理开始位置使符号间的干扰最小，且可能通过使用调节的取样数的一总值对由于发射机侧和接收机侧上的时钟信号的频率中的失配导致的音频取样差异进行补偿而稳定地再现音频再现数据。结果，可取得令人满意的声音再现。

对于本领域的熟练技术人员来说，不超出本发明的精神和范围而实现本发明的其他改型是显然的。因此，不期望所附权利要求的范围受到在此所作的描述的限制，而期望得到广义上的解释。

Claims

1、一种数字音频广播接收机，用于接收多个传送帧，该多个传送帧包括一第一传送帧和后继于第一传送帧的一第二传送帧，

各该多个传送帧包含一代表各传送帧的开始位置的零符号，包含已知信息的一参考符号，和代表待被传送的数据的一数据符号，其中各零符号、参考符号、和数据符号包括一用于防止由于反射波的符号间干扰的保护间隔，

其中该数字音频广播接收机包括：

一模一数转换器，用于根据具有一固定频率的一时钟信号，将多个传送帧从模拟信号格式转换成数字信号格式并用于输出第一传送帧；

一解调器，用于从该第一传送帧的第一帧处理开始位置开始对第一传送帧进行解调；

一音频解码器，用于根据已由该解调器解调的第一传送帧中包含的数据符号，生成包含多个音频取样的音频数据；

一传送路径特性计算器，用于根据已由该解调器解调的第一传送帧中包含的参考符号，生成代表传送路径特性的一传送路径特性信号；

一帧处理开始位置控制部分，用于通过根据该传送路径特性信号将一代表一预定帧处理参考开始位置和用于第一传送帧的第一帧处理开始位置之间的差的位置控制信号输出给该解调器，控制用于第二传送帧的第二帧处理开始位置，以使用于第二传送帧的第二帧处理开始位置与该预定帧处理参考开始位置相一致；

一音频取样差异计算部分，用于计算待由一数字音频发射机发送的音频数据中包含的多个音频取样和根据该位置控制信号由该音频解码器所生成的音频数据中包含的多个音频取样之间的一差异；

一音频取样调节部分，用于根据该音频取样差异，调节由该音频解码器所生成的音频数据中包含的音频取样的数目，并用于选择地输出音频再现数据；和

一音频再现器，用于根据该音频取样调节部分输出的音频再现数据，再现一声音。

2、根据权利要求1的数字音频广播接收机，

其中该解调器包括一正交频分复用解调器，用于对多个传送帧中包含的零符号、参考符号和数据符号施加快速傅里叶变换，且

其中该传送路径特性计算器包括一信道脉冲响应计算器，用于生成一信道脉冲响应功率特性信号，该信道脉冲响应功率特性信号是该传送路径特性信号。

3、根据权利要求1的数字音频广播接收机，

其中该预定帧处理参考开始位置在该零符号的保护间隔内的一预定位置。

4、根据权利要求1的数字音频广播接收机，

其中该模一数转换器根据具有一固定频率的一时钟信号，通过以一取样循环进行取样而将多个传送帧从模拟信号格式转换成数字信号格式，且

其中该音频取样差异计算部分包括：

一总取样数目存储部分，用于存储已由模一数转换器用对于一预定周期的取样循环所取样的取样的总数目，该取样的总数目对应于该预定帧处理参考开始位置和该第一帧处理开始位置之间的差；

一取样数目转换部分，用于将该总取样数目存储部分中存储的总数目的取样中的至少一些转换成多个音频取样，从而计算该音频取样差异；和

一总取样数目校正部分，用于通过将由该取样数目转换部分转换后的总数目的取样中的至少一些输出给该总取样数目存储部分，对该总取样数目存储部分中存储的取样的总数目进行校正。

5、根据权利要求1的数字音频广播接收机，其中

该音频取样调节部分包括对应于单耳听感再现、立体声再现和多声道再现中的至少之一的至少一取样调节器，

各该至少一取样调节器包括：

一输入缓冲器，用于存储由该音频解码器生成的音频数据中包含的音频取样中的一预定数目音频取样；

一交叉衰落处理部分，用于读取该输入缓冲器中存储的该预定数目的音频取样，用于用交叉衰落执行该该预定数目的音频取样的插入或删除，并用于生成补偿的音频数据；

一取样调节控制器，用于确定在一处理中待由该交叉衰落处理部分插入或删除的多个音频取样；和

一输出选择器，用于当既不执行音频取样的插入也不执行音频取样的删除时，选择地输出该输入缓冲器中存储的该预定数目的音频取样，并当执行音频取样的插入或删除时，选择地输出由该交叉衰落处理部分生成的补偿的音频数据。

6、根据权利要求5的数字音频广播接收机，

其中该交叉衰落处理部分包括：

一第一可变增益放大器和一第二可变增益放大器；

一增益控制器，用于控制该第一可变增益放大器的增益和该第二可变增益放大器的增益；

一加法器，用于对该第一可变增益放大器和第二可变增益放大器的输出进行相加；和

一地址发生器，用于生成待被输入给该第一可变增益放大器和第二可变增益放大器音频取样的两地址用于由该取样调节控制器确定的该多个音频取样的插入或删除，该两地址被输出给该输入缓冲器，且

其中该增益控制器控制该第一可变增益放大器的增益以使首先取一较大值且然后逐渐地减小并控制该第二可变增益放大器的增益以使首先取一较小值且然后逐渐地增大。

7、根据权利要求5的数字音频广播接收机，

其中当该取样调节控制器执行多个音频取样的插入或删除时，该插入或删除被执行多次，其间具有预定的时间间隔，以使每次插入或删除一音频取样。