CN1578291A - 正交频分复用接收机的码元定时恢复装置及其方法 - Google Patents

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Abstract

OFDM接收机的码元定时恢复装置，包括：第一延迟器，将接收到的OFDM信号延迟时间(Ts)，并输出延迟信号；共轭复数单元，计算延迟信号的共轭复数；乘法器，将接收信号与延迟信号的共轭复数相乘；相关器，通过将乘法器的输出相加(2×Tg)的时间周期来计算接收信号和延迟信号之间的相关值；绝对值计算器，计算相关值的绝对值；最大区域检测器，检测绝对值达到最大程度的最大区域；参考计数器，在时间周期(Tg+Ts)计数；和中值滤波器，根据参考计数器的系数检测位于最大区域中间的中值，以检测接收信号的GI区域的位置，并恢复码元定时。通过在时域中的信号处理来执行码元定时恢复，可恢复码元定时而不考虑载波频率的恢复。

Description

正交频分复用接收机的码元定时恢复装置及其方法
                         技术领域
本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)接收机的码元定时恢复装置及其方法。更具体地讲，本发明涉及这样一种OFDM接收机的码元定时恢复装置及其方法，其通过在时域中处理接收到的OFDM信号能够恢复码元定时。
                         背景技术
正交频分复用(OFDM)方案是主要将串行输入的数据序列转换为基于块的并行数据，把这些并行码元多路复用到不同的具有相互正交性的载波频率，并由此将宽带传输变为窄带并行传输。OFDM方案有很大的优势特别在最大频率利用效率方面。
因为OFDM方案使用多载波，所以码元传输时间长，并因此其抗在多径环境下由干扰产生的重影能力较强。另外，因为OFDM方案使用相互正交的载波频率，所以有很强的抗码元间干扰(ISI)能力。
OFDM方案尤其非常适合于陆地数字电视广播，因为它允许单频网(SFN)结构，这意味着使用单一频率能在全国广播内容，这样有限的频率资源能被更有效地利用。
通常，使用时域同步发射OFDM信号的OFDM发射机通过执行离散傅立叶逆变换(IDFT)以使分配到预定频带的某种业务的沿着频率轴的OFDM信号重新扰频到时间轴上。
OFDM发射机在由IDFT沿着时间轴重新扰频的OFDM信号前面插入保护间隔(GI)，以抑制信号间干扰。
图1是示出由一般OFDM系统传输的OFDM信号帧的结构的视图。
OFDM信号帧包括含有实际传输的数据的有效码元区(Ts)和保护间隔(GI)(Tg)。
GI通常用于降低当传输的码元在多径信道环境下被延迟时，延迟的码元与随后的码元重叠而发生的码元间干扰。GI也用于码元定时恢复以防止由于在OFDM接收机的发射和接收期间的码元块差错而经常发生的定时漂移现象。
图1中区域‘a’表示插入到OFDM信号中的GI。如图1所示，OFDM信号的有效码元区域的最后一部分区域‘a′’与区域‘a’的结构相同，并由此接收机基于GI的位置恢复码元定时，而该GI的位置由接收机基于从接收到的OFDM信号的GI和有效码元区域的最后一部分区域之间的相关值获得的最大值求出。
图2是显示包括使用GI的传统码元定时恢复装置的OFDM接收机的一部分的方框图。
OFDM接收机包括：模拟-数字转换器(ADC)210、串行-并行转换器220、初始捕获电路230、精细跟踪电路240、快速傅立叶变换(FFT)单元250和并行-串行转换器260。码元定时恢复装置包括初始捕获电路230和精细跟踪电路240。
ADC 210通过诸如采样、量化和编码等过程将接收的OFDM信号数字化。串行-并行转换器220和FFT单元250将串行接收到的时域信号转换为频域并行信号。
初始捕获电路230使用GI区域‘a’和有效码元区域的最后一部分区域‘a′’相同的事实来定位GI(见图1)。
图3是更详细地显示图2中的初始捕获电路的方框图。
延迟器310将接收到的信号延迟预定的延迟时间(Ts)，并把延迟的信号输出到共轭复数单元320。共轭复数单元320计算延迟信号的共轭复数，将计算出的结果输出到乘法器330。相关器340相加相应于GI同样多的时间(Tg)，并输出接收到的信号和延迟的信号之间的相关值。绝对值计算器350计算从相关器340输出的相关值的绝对值，并且最大点检测器360求出这些计算出的绝对值中的最大值。最大点检测器360通过参考计数器380检测定时来找到GI的位置，在这段定时中，获得在预定时间周期内如OFDM信号区域(Tg+Ts)的绝对值的最大值。
精细跟踪电路240通过使用在频域中接收到的数据和参考数据之间的相对相位旋转差来检测码元定时偏移。
图4是更详细地显示图2中的精细跟踪电路240的方框图
乘法器410通过将输入的数据与参考数据相乘来获得相关值。在OFDM信号发射与接收期间的参考数据是预先已知的，并且具体来讲，乘法器410将输入的数据与参考数据的共轭复数相乘。如图4所示，输入到乘法器410的数据是与基于通过由初始捕获电路230、FFT单元250和并行-串行转换器260在频域中处理而检测到的位置抽取的导频子载波对应的信号。
相位估算器420根据计算出的相关值计算导频子载波的相对相位旋转差。延迟器430使一个导频子载波比另一个导频子载波延迟一段时间间隔，并且加法器440获得导频子载波之间的相对相位差。平均值计算器450获得计算出的导频子载波之间的相对相位旋转差的平均值，并由此获得码元定时偏移。总之，通过利用码元定时偏移表示为在频域中导频子载波之间的相对相位差的事实来恢复码元定时。
FFT单元250通过使用快速傅立叶变换将来自ADC 120的数字化的OFDM信号变换。并行-串行转换器260将FFT化的并行信号转换为串行信号。从并行-串行转换器260输出的信号输入到均衡器(图中没有显示)。
图5显示当使用图2中的码元定时恢复装置时的相关特性。在图5中显示了在GI的最后一部分的同步(lock-in)区域。同步区域指的是没有被多径信号分量污染的GI的某一特定区域。
在OFDM接收机的码元定时恢复装置中，接收FFT窗在同步区域内启动。与此同时，OFDM接收机的传统码元定时恢复装置基于环境随时间改变很小的假设，例如，基于经常出现在诸如附加高斯白噪声(AWGN)信道等环境下的码元定时偏移改变很小的情形而发展起来。该传统码元定时恢复装置在多径信道环境下具有如图5所示的相关特性。根据传统的装置，因为最大相关值不在同步区域内，所以接收机FFT窗被极化，并且性能会随之降低。
另外，如图2和图4所示的传统码元定时恢复装置的精细跟踪电路使用相对于频域中的训练序列的信号处理。因此，OFDM发射机需要发送训练序列，同时OFDM接收机必须检测子载波，也就是导频子载波，采用它发送训练序列。其结果是，恶化了频率利用，并且必须保证在传统的情形中载波恢复的精度。
                         发明内容
本发明是为了解决以上的缺点和与传统方法相关联的其他一些问题。本发明的目的是提供一种OFDM接收机的码元定时恢复装置及其方法，它因为在时域中通过信号处理恢复了接收到的信号的码元定时而不需要载波频率的恢复。
通过码元定时恢复装置来基本实现本发明的上述目的及其他特性，其包括：第一延迟器，用于将接收到的OFDM信号延迟相应于有效码元区域的延迟时间(Ts)，并输出延迟的信号；共轭复数单元，用于计算延迟的信号的共轭复数；乘法器，用于将接收到的信号与延迟的信号的共轭复数相乘；相关器，用于通过将来自乘法器的输出相加(2×Tg)的时间周期来计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值，该时间周期是接收到的信号的保护间隔(GI)区域的时间的两倍；绝对值计算器，用于计算相关值的绝对值；最大区域检测器，用于检测绝对值达到最大程度的最大区域；参考计数器，用于在相应于接收到的信号的整个码元区域的时间周期(Tg+Ts)计数；和中值滤波器，用于根据参考计数器的系数检测位于最大区域中间的中值，以检测接收到的信号的GI区域的位置，并由此恢复码元定时。
另外，码元定时恢复装置可进一步包括：第二延迟器，用于通过将中值延迟预定的延迟时间来计算延迟值；加法器，用于从中值中减去延迟值；和平均值计算器，用于计算来自加法器的所得值的平均值以获得码元定时偏移。
根据本发明的一方面，码元定时恢复方法包括下述步骤：将接收到的OFDM信号延迟相应于有效码元区域的延迟时间(Ts)，并输出延迟的信号；计算延迟的信号的共轭复数；将接收到的信号与延迟的信号的共轭复数相乘；通过将来自乘法器的输出相加时间周期(2×Tg)来计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值，该时间周期是接收到的信号的保护间隔(GI)区域的时间的两倍；计算相关值的绝对值，并检测绝对值达到最大程度的最大区域；根据在相应于接收到的信号的整个码元区域的时间周期(Tg+Ts)操作的参考计数器的系数检测位于最大区域中间的中值，以检测接收到的信号的GI区域的位置，并由此恢复码元定时。
码元定时恢复方法可进一步包括下述步骤：接收中值，将接收到的中值延迟预定时间并输出延迟值；从中值中减去延迟值；和计算来自加法器的所得值的平均值以获得码元定时偏移。
                          附图说明
通过参照附图对本发明的特定实施例进行描述，本发明的上述目的和特点将会变得更加清楚，其中：
图1是表示传统OFDM系统传输的OFDM信号帧结构的视图；
图2是示出具有使用保护间隔的传统码元定时恢复装置的OFDM接收机的部分的方框图；
图3是更详细地显示图2中的初始捕获电路的方框图；
图4是更详细地显示图2中的精细跟踪电路的方框图；
图5是示出当使用图2中的码元定时恢复装置时的相关特性的图形；
图6是示出根据本发明实施例的在时域使用信号处理的具有码元定时恢复装置的OFDM接收机的部分的方框图；
图7是更详细地示出图6中的初始捕获电路的方框图；
图8是更详细地示出图6中的精细跟踪电路的方框图；
图9是示出当使用图6中的码元定时恢复装置时的相关特性的图形；
图10A是示出根据本发明实施例的使用码元定时恢复装置的初始捕获电路的码元定时恢复方法的流程图；和
图10B是示出根据本发明实施例的使用码元定时恢复装置的精细跟踪电路的码元定时恢复方法的流程图。
                        具体实施方式
参照附图详细说明本发明的特定实施例。
在下述的描述中，即使在不同的附图中，同样的附图标号代表同一部件。在描述中所限定的事物如详细结构或部件只是有助于对本发明进行全面地理解。因此，很明显，本发明的实施可以不用那些限定的事物。另外，由于一些众所周知的功能或结构会使本发明在不必要的细节模糊，所以没有具体描述这些功能或结构。
图6是示出根据本发明实施例的含有码元定时恢复装置的OFDM接收机的部分的方框图；
如图6所示，OFDM接收机包括：模拟-数字转换器(ADC)610、串行-并行转换器620、初始捕获电路630、精细跟踪电路640、快速傅立叶变换(FFT)单元650和并行-串行转换器660。根据实施例的码元定时恢复装置包括初始捕获电路630和精细跟踪电路640。
ADC 610数字化接收到的OFDM信号。串行-并行转换器620将接收到的时域串行信号转换为频域并行信号。FFT单元650基于由初始捕获电路630检测到的FFT窗，通过快速傅立叶变换变换OFDM信号。并行-串行转换器660将通过FFT变换的并行信号转化为串行信号。该信号在从并行-串行转换器660输出后输入到均衡器(没有示出)。
除了来自初始捕获电路630的输出直接输入到精细跟踪电路640之外，根据本实施例具有码元定时恢复装置的OFDM接收机的各个部件与如上所述的在传统情形中的相同。
图7是更详细地示出图6中的初始捕获电路的方框图，并且图8是更详细地示出图6中的精细跟踪电路的方框图。以下参照图7和图8来详细描述根据本发明实施例的码元定时恢复装置。
初始捕获电路630包括：延迟器710、共轭复数单元720、乘法器730、相关器740、绝对值计算器750、最大区域检测器760、中值滤波器770和参考计数器780。初始捕获电路630使用GI和有效码元区域的最后一部分彼此相同的事实。换句话说，初始捕获电路630获得相互远离有效码元区域(Ts)的接收到的样本之间的相关值，对OFDM信号区域(Tg+Ts)进行观察，并找到来自具有最大相关值的位置的GI的位置。
延迟器710将接收到的信号延迟一段延迟时间(Ts)，并将延迟的信号输出到共轭复数单元720。共轭复数单元720计算延迟的信号的共轭复数值，并将计算结果输出到乘法器730。相关器740在两倍于GI区域的时间周期(2×Tg)执行加法，并计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值。
与传统情形不同的是，根据本发明实施例的码元定时恢复装置的初始捕获电路630显示了在相关器740的相关区域内‘2Tg’的增加，并使用最大区域检测方法，而不是最大点检测方法。
图9显示了当使用图6中的码元定时恢复装置时出现的相关特性。参照图9，最大相关值出现在同步区域内，这与图5显示的最大点出现在同步区域之外的情形不同。因此，通过检测在最大相关值出现区域的中间的中值，即使在多径环境下，接收FFT窗也不会被极化，并由此能防止性能恶化。
绝对值计算器750计算相对于从相关器740输出的相关值的绝对值，并且最大区域检测器760检测相关值的绝对值达到最大程度的最大区域。
中值滤波器770根据在相应于OFDM信号的整个码元区域的持续时间(Tg+Ts)的参考计数器780的计数，来检测位于最大区域中间的中值。
精细跟踪电路640包括：延迟器830、加法器840和平均值计算器850。精细跟踪电路640通过检测从初始捕获电路630输出的中值之间的定时差来检测码元定时偏移。换句话说，精细跟踪电路640基于码元定时偏移表现为中值的变化的原理来操作。如果由于发射机和接收机之间的时钟元块差错而发生定时漂移，那么码元定时估算会随时间变化。因此，通过测量码元定时估算的变化，可以补偿码元时钟差错。
延迟器830通过将来自初始捕获电路630的中值延迟预定的时间来计算延迟值。例如，延迟时间可以与输入到延迟器830的中值和下一个中值之间的时间间隔对应。加法器840从输入的中值中减去延迟值，并由此计算余数。平均值计算器850计算从加法器840输出的余数的平均值，并由此获得码元定时偏移。
图10A是示出根据本发明实施例的使用码元定时恢复装置的初始捕获电路的码元定时偏移恢复方法的流程图，并且图10B是示出根据本发明实施例的使用码元定时恢复装置的精细跟踪电路的码元定时恢复方法的流程图。
首先，接收信号(步骤S1010)，将信号延迟预定延迟时间(Ts)并输出(步骤S1020)。计算延迟的信号的共轭复数，并在两倍于GI区域的时间(2×Tg)执行关于计算出的延迟信号的共轭复数与接收到的信号相乘的结果的加法，进而计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值(步骤S1030)。
计算相关值的绝对值，并检测具有最大绝对相关值的最大区域(步骤S1040)。基于在相应于OFDM信号的码元区域的时间(Tg+Ts)操作的参考计数器来检测位于最大区域中间的中值(步骤S1050)，并由此找到GI区域的位置，从而恢复码元定时。
接着，为了码元定时的微跟踪，检测如图10A所示的计算出的中值之间的定时差，并由此检测码元定时偏移。
首先，输入中值(步骤S1060)，并且将其延迟预定时间进而输出(步骤S1070)。接着，从输入的中值中减去延迟值(步骤S1080)。通过计算来自S1080的合成值的平均值以获得码元定时偏移(步骤S1090)。
如上所述，通过使用码元定时偏移值来恢复OFDM信号的码元定时，能更高精度和更稳定地执行OFDM信号的恢复。此外，不仅在单信道环境下，而且在多径信道环境下，均可以恢复OFDM信号。
关于迄今参考本发明一些示例性的实施例所描述的方法，通过在时域中的信号处理来执行码元定时恢复，并由此，能够在不考虑载波频率的恢复的情况下恢复码元定时。因此，简化了OFDM接收机的同步算法的设计要求，并且载波频率恢复的结果不影响码元定时恢复的性能。
此外，不仅在如附加高斯白噪声(AWGN)信道的单信道环境下，而且在多径信道环境下，均保证了良好的码元定时恢复性能。换句话说，此方法可很好地应用于各种类型的OFDM系统，如欧洲的DTV(数字电视)、DAB(数字音频广播)、无线LAN和美国DMT(离散多音调)。
上述实施例和优点仅是示例性的，并且不应该被解释为限制本发明。本教述可以容易地应用到其他形式的装置。另外，对本发明实施例的上述描述是示意性的，并不限制权利要求的范围，很明显，本领域的技术人员可以做出多种选择、修改和改变。

Claims (4)

1、一种码元定时恢复装置，包括：
第一延迟器，用于将接收到的OFDM信号延迟相应于有效码元区域的延迟时间(Ts)，并输出延迟的信号；
共轭复数单元，用于计算延迟的信号的共轭复数；
乘法器，用于将接收到的信号与延迟的信号的共轭复数相乘；
相关器，用于通过将来自乘法器的输出相加(2×Tg)的时间周期来计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值，该时间周期是接收到的信号的保护间隔(GI)区域的时间的两倍；
绝对值计算器，用于计算相关值的绝对值；
最大区域检测器，用于检测绝对值达到最大程度的最大区域；
参考计数器，用于在相应于接收到的信号的整个码元区域的时间周期(Tg+Ts)计数；和
中值滤波器，用于根据参考计数器的系数检测位于最大区域中间的中值，来检测接收到的信号的GI区域的位置，并由此恢复码元定时。
2、根据权利要求1所述的码元定时恢复装置，还包括：
第二延迟器，用于通过将中值延迟预定的延迟时间来计算延迟值；
加法器，用于从中值中减去延迟值；和
平均值计算器，用于计算来自加法器的所得值的平均值来获得码元定时偏移。
3、一种码元定时恢复方法，包括下述步骤：
将接收到的OFDM信号延迟相应于有效码元区域的延迟时间(Ts)，并输出延迟的信号；
计算延迟的信号的共轭复数；
将接收到的信号与延迟的信号的共轭复数相乘；
通过将来自乘法器的输出相加(2×Tg)的时间周期来计算接收到的信号和延迟的信号之间的相关值，该时间周期是接收到的信号的保护间隔(GI)区域的时间的两倍；
计算相关值的绝对值，并检测绝对值达到最大程度的最大区域；和
根据在相应于接收到的信号的整个码元区域的时间周期(Tg+Ts)操作的参考计数器的系数检测位于最大区域中间的中值，来检测接收到的信号的GI区域的位置，并由此恢复码元定时。
4、根据权利要求3所述的码元定时恢复方法，还包括下述步骤：
接收中值，将接收到的中值延迟预定时间并输出延迟值；
从中值中减去延迟值；和
计算来自加法器的所得值的平均值以获得码元定时偏移。
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