JP2000115120A

JP2000115120A - デジタルオーディオ受信機

Info

Publication number: JP2000115120A
Application number: JP10278895A
Authority: JP
Inventors: Hiromoto Furukawa; 博基古川
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-09-30
Filing date: 1998-09-30
Publication date: 2000-04-21
Anticipated expiration: 2018-09-30
Also published as: EP0991212A2; JP2955285B1; EP0991212B1; CN1177421C; US6539065B1; CN1250277A; EP0991212A3; DE69936328T2; DE69936328D1

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】シンボル干渉の影響を受けず、且つ、送受信
間のクロック信号のずれによるオーディオサンプルのず
れを補償する。【解決手段】伝送路特性信号を用いて第１伝送フレー
ムのためのフレーム処理開始位置とフレーム処理開始基
準位置との差を示す位置制御信号を復調器１０３に出力
し、第２伝送フレームのためのフレーム処理開始位置を
制御するフレーム処理開始位置制御部１と、位置制御信
号に基づきオーディオ送信機におけるデータに含まれる
サンプルとオーディオデコーダによって生成されるデー
タに含まれるサンプル間のサンプルずれ量を演算するオ
ーディオサンプルずれ演算部２と、サンプルずれ量に従
ってオーディオデコーダによって生成されるデータに含
まれる複数のサンプルの数を調整し、再生データを選択
的に出力するオーディオサンプル調整部３を含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルオーディ
オ受信機に関する。特に、欧州デジタル音声放送（ＤＡ
Ｂ）などのデジタル音声放送を受信するデジタルオーデ
ィオ放送受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、デジタル音声放送受信機として
は、Ｇｅｎｅｒａｌ−ｐｕｒｐｏｓｅａｎｄａｐｐｌ
ｉｃａｔｉｏｎ−ｓｐｅｃｉｆｉｃｄｅｓｉｇｎｏ
ｆａＤＡＢｃｈａｎｎｅｌｄｅｃｏｄｅｒ、Ｅ
ＢＵＴｅｃｈｎｉｃａｌＲｅｖｉｅｗＷｉｎｔｅｒ
１９９３、ｐ２５〜３５および特開平１０−１２６
３５３号公報に、ＯＦＤＭ(orthogonal frequency divi
sion multiplex)方式を採用した欧州DAB方式のデジタル
音声放送受信機が示されている。

【０００３】図９にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方
式の、従来のデジタル音声放送受信機２０００を示す。
従来のデジタル音声放送受信機２０００は、デジタル音
声放送送信機から受信した高周波信号をアナログベース
バンド信号に変換するＲＦ回路１００、アナログベース
バンド信号をサンプリングすることによりデジタルベー
スバンド信号に変換するアナログ−デジタル（ＡＤ）変
換器１０１、アナログベースバンド信号のパワー包絡か
らヌルシンボルを検出し受信時の最初の伝送フレームの
フレーム処理開始位置を決めるヌルシンボル検出器１０
２、ＡＤ変換器１０１の出力するデジタルベースバンド
信号をヌルシンボル、リファレンスシンボル、データシ
ンボルと順次一定のシンボル周期で所定の数のサンプル
を切り出して高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast fourier
transform）を順次行うことにより各シンボルをＯＦＤ
Ｍ復調するＯＦＤＭ復調器１０３、ＯＦＤＭ復調器１０
３の出力をπ/4シフトＤＱＰＳＫ(differential quadri
phase phase shift keying)復調するデジタル復調器１
０４、デジタル復調器１０４の出力の誤り訂正を行う誤
り訂正回路１０５および誤り訂正回路１０５の出力から
送信側で圧縮されたオーディオデータを切り出しＰＣＭ
信号に伸長して、複数のオーディオサンプルを含むオー
ディオデータを生成するオーディオデコーダ１０６を有
している。オーディオデコーダ１０６の出力するオーデ
ィオデータは、音声再生器（不図示）により音声に再生
される。

【０００４】また、デジタル音声放送受信機２０００
は、リファレンスシンボルのＦＦＴ結果に基づいて伝送
路のチャンルインパルス応答（ＣＩＲ）のパワー特性を
算出するＣＩＲ演算器１０７、ＣＩＲ演算器１０７の演
算結果を用いて送信側のクロック信号と受信側のクロッ
ク信号との周波数におけるずれを検出して、受信側の電
圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）の電圧制御を行い、受信
側のクロック信号を送信側のクロック信号に一致させる
よう制御するＶＣＸＯ制御器１０８、ＶＣＸＯ制御器１
０８の制御データをアナログ信号に変換するデジタル−
アナログ（ＤＡ）変換器１０９、ＤＡ変換器１０９の出
力に基づく制御電圧により発振周波数を変化させるＶＣ
ＸＯ１１０およびＶＣＸＯ１１０のクロック信号を分周
しＡＤ変換器１０１のサンプリング周期を規定するサン
プリングクロック信号を発生するＡＤクロック信号発生
器１１１を有している。

【０００５】図１０に示すように１つの伝送フレーム
は、伝送フレームの開始位置を示す信号レベルの極めて
低いヌルシンボルと、既知の情報を持つリファレンスシ
ンボルと、伝送すべきデータを示す複数のデータシンボ
ルとから構成されている。デジタル音声放送受信機２０
００は、受信開始時はヌルシンボル検出器１０２が出力
するヌルシンボル検出信号を、ＣＰＵ（不図示）により
制御されるスイッチ１２０を介してＯＦＤＭ復調器１０
３が受け取ることによりＦＦＴ処理を開始するように動
作する。ＡＤ変換器１０１から出力されたヌルシンボ
ル、リファレンスシンボルおよびデータシンボルは、Ｏ
ＦＤＭ復調器１０３において、好ましくはヌルシンボル
のガードインターバルの中央の位置からシンボル間隔で
順次ＦＦＴ処理される。ＯＦＤＭ復調器１０３でＦＦＴ
処理され周波数信号に変換されたリファレンスシンボル
は、ＣＩＲ演算器１０７に送られる。ＣＩＲ演算器１０
７において、このリファレンスシンボルには既知のリフ
ァレンスシンボルの共役複素数が掛けられ、その結果が
ＩＦＦＴ（inversion fast fourier transform）される
ことにより時間軸上の伝送路特性を示すチャンネルイン
パルス応答（以下、ＣＩＲと呼ぶ）が算出される。ＣＩ
Ｒのパワー特性を計算することにより、直接波や反射波
等の複数の受信波の相対的時間関係が分かる。

【０００６】図１１に示すようにＣＩＲパワー特性か
ら、直接波と反射波とが検出される。各シンボルは図１
０に示すように反射波に対して耐性を持たせるように、
ガードインターバルと呼ばれる部分をシンボルの先頭に
持つ。ガードインターバルはガードインターバルを除い
た各シンボルの最後の１／４の部分のコピーである。そ
のため、各シンボルのサンプル数は、ＦＦＴすべきサン
プル数の５／４倍の長さを有している。反射波がある場
合、反射波は直接波より遅延してくるため、後続のシン
ボルへ干渉する。そこで、ＯＦＤＭ復調器１０３では、
先行したシンボルの遅延成分を含まないように後続のシ
ンボルに対してＦＦＴを行うことにより、シンボル間干
渉を低減し、誤りの少ない受信が可能となる。各シンボ
ルがＦＦＴに必要なサンプル数の５／４倍の長さを持つ
ことを利用して、先行するシンボルによる反射波を含ま
ないように、例えばガードインターバルの中央部から切
り出してＦＦＴを行うようにすることにより、少なくと
もガードインターバル長の１／２以内の遅延波は後続の
シンボルに干渉しない。ＶＣＸＯ制御器１０８は、図１
０に示すＣＩＲパワー特性のパワーの重心位置がガード
インターバルの中央になるようにＶＣＸＯ１１０のクロ
ックを以下のように制御する。ＣＩＲパワーの重心位置
がガードインターバルの１／２より時間的に早い位置に
ある場合は、ＦＦＴの切り出しが遅い。そこでＶＣＸＯ
１１０のクロックを早くして、切り出し位置を前にずら
すように制御する。逆に、ＣＩＲパワーの重心位置がガ
ードインターバルの１／２より時間的に遅い位置にある
場合は、ＦＦＴの切り出しが早すぎる。そこでＶＣＸＯ
１１０のクロックを遅くして、切り出し位置を後ろにず
らすように制御する。最初のインパルスがガードインタ
ーバルの中央になると、少なくともガードインターバル
の１／２の時間内の遅延波によりシンボル間干渉が発生
することは無くなる。

【０００７】以上のように、ＣＩＲパワー特性のインパ
ルスの位置がガードインターバルの中央になるように制
御することにより、反射波によるシンボル間干渉を抑圧
できる。また、インパルスの位置が一定であるというこ
とは、送受信間のＤＡＢ伝送フレーム長が同じであると
いうことである。このことは、送信側のクロック信号に
対して受信側のオーディオ再生用のクロック信号が同期
することによりオーディオ信号が安定して再生されるこ
とを意味する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、受信側のクロック信号を送信側のクロ
ック信号に同期させるため、周波数を変化させることが
できるＶＣＸＯと、ＶＣＸＯに与える電圧を出力するた
めのＤＡ変換器が必要になり、デジタル音声放送受信機
を実現するためのコストアップとなる。一方、周波数を
変化させることができるＶＣＸＯを用いずに、固定周波
数の発振器を用いてデジタルオーディオ受信機を制御す
ると、送受信間のクロック信号のずれが発生した場合
に、送受信間でオーディオサンプルを得るためのサンプ
リングクロック信号にずれが生じ、送信側に対して受信
側のオーディオ再生が同期しなくなる。例えば、送信側
のクロック信号に対して受信側のクロック信号が速い場
合は、再生すべきオーディオサンプルがなくなり音飛び
が生じる。送信側に対して、受信側のクロック信号が遅
い場合は、オーディオデコード処理が間に合わなくな
り、一部のサンプルが再生できなくなる。いずれの場合
も、ノイズが発生するといった問題がある。

【０００９】本発明は上記課題に鑑み、固定周波数の発
振器を用いながら、反射波によるシンボル干渉の影響を
受けないようにＯＦＤＭ処理位置を制御するとともに送
受信間のクロック信号のずれによるオーディオサンプル
のずれを補償し、オーディオ再生データを安定に再生で
きるデジタルオーディオ受信機を提供するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明のデジタルオーデ
ィオ受信機は、第１伝送フレームと該第１伝送フレーム
に続く第２伝送フレームとを含む複数の伝送フレームを
受信するデジタルオーディオ受信機であって、該複数の
伝送フレームのそれぞれは、伝送フレームの開始位置を
示すヌルシンボルと既知の情報を示すリファレンスシン
ボルと伝送すべきデータを示すデータシンボルとを有
し、該ヌルシンボル、該リファレンスシンボルおよび該
データシンボルのそれぞれは反射波によるシンボル間干
渉を回避するためのガードインターバルを有しており、
該デジタルオーディオ受信機は、固定された周波数のク
ロック信号に基づいて、該複数の伝送フレームをアナロ
グ信号形式からデジタル信号形式に変換するアナログ−
デジタル変換器と、該アナログ−デジタル変換器から出
力される該第１伝送フレームを該第１伝送フレームのた
めの与えられたフレーム処理開始位置から復調する復調
器と、該復調器によって復調された該第１伝送フレーム
に含まれる該データシンボルに基づいて複数のオーディ
オサンプルを含むオーディオデータを生成するオーディ
オデコーダと、該復調器によって復調された該第１伝送
フレームに含まれる該リファレンスシンボルに基づい
て、伝送路特性を示す伝送路特性信号を生成する伝送路
特性演算器と、該伝送路特性信号を用いて該第１伝送フ
レームのための該フレーム処理開始位置と所定のフレー
ム処理開始基準位置との差を示す位置制御信号を該復調
器に出力することにより、該第２伝送フレームのための
フレーム処理開始位置が該所定のフレーム処理開始基準
位置となるように該第２伝送フレームのためのフレーム
処理開始位置を制御するフレーム処理開始位置制御部
と、該位置制御信号に基づいて、デジタルオーディオ送
信機におけるオーディオデータに含まれるオーディオサ
ンプルと該オーディオデコーダによって生成される該オ
ーディオデータに含まれる該オーディオサンプルとの間
のオーディオサンプルずれ量を演算するオーディオサン
プルずれ量演算部と、該オーディオサンプルずれ量に従
って、該オーディオデコーダによって生成される該オー
ディオデータに含まれる該複数のオーディオサンプルの
数を調整し、オーディオ再生データを選択的に出力する
オーディオサンプル調整部と、該オーディオサンプル調
整部によって出力されるオーディオ再生データに基づい
て音声を再生する音声再生器とを備えており、そのこと
によって上記目的を達成する。

【００１１】前記復調器は、前記複数の伝送フレームに
含まれる前記ヌルシンボル、前記リファレンスシンボル
および前記データシンボルに対して高速フーリエ変換を
行う直交周波数分割多重復調器であって、前記伝送路特
性演算器は、前記伝送路特性信号であるチャンネルイン
パルス応答のパワー特性信号を発生するチャンネルイン
パルス応答演算器であってもよい。

【００１２】前記第２伝送フレームのための前記フレー
ム処理開始位置である前記所定のフレーム処理開始基準
位置が、前記ヌルシンボルの前記ガードインターバル内
の所定位置であってもよい。

【００１３】前記アナログ−デジタル変換器は、前記固
定された周波数のクロック信号に基づくサンプリング周
期でサンプリングを行うことにより、アナログ信号形式
の伝送フレームを複数のサンプルを有するデジタル信号
形式の伝送フレームに変換していて、前記オーディオサ
ンプルずれ演算部は、前記位置制御信号が示す前記フレ
ーム処理開始位置と所定のフレーム処理開始基準位置と
の差に対応する、該アナログ−デジタル変換器において
該サンプリング周期でサンプリングされた該複数のサン
プルのサンプル数を累積記憶し、累積サンプル数として
所定の期間保持する累積記憶部と、該累積記憶部が累積
記憶する該累積サンプル数の少なくとも一部を、前記オ
ーディオサンプルのオーディオサンプル数に変換するこ
とにより、前記オーディオサンプルずれ量を演算するサ
ンプル数変換部と、該サンプル数変換部により変換され
た該累積サンプル数の少なくとも一部を前記累積記憶部
から差し引くことにより、該累積記憶部の該累積サンプ
ル数を修正する累積サンプル修正部とを含む構成であっ
てもよい。

【００１４】前記オーディオサンプル調整部は、モノラ
ル、ステレオまたはマルチチャンネル再生に対応して一
つ以上のサンプル調整器を有しており、該一つ以上のサ
ンプル調整器のそれぞれは、前記オーディオデコーダか
ら出力される前記オーディオデータが含む前記複数のオ
ーディオサンプルのうちの一定数のオーディオサンプル
を蓄える入力バッファと、該入力バッファに蓄えられた
該一定数のオーディオサンプルを読み出し、クロスフェ
ード処理を行いながらオーディオサンプルの追加もしく
は削除処理を行い、補正オーディオデータを生成する、
クロスフェード処理部と、該クロスフェード処理部で１
回の処理で追加もしくは削除するオーディオサンプル数
を決定するサンプル調整制御器と、該オーディオサンプ
ルの追加もしくは削除を行わないときには該入力バッフ
ァに蓄えられた該一定数のオーディオサンプルを選択的
に出力し、該オーディオサンプルの追加もしくは削除の
いずれかを行う時には該クロスフェード処理部の生成す
る該補正オーディオデータを選択的に出力する出力選択
器とを含む構成であってもよい。

【００１５】前記クロスフェード処理部は、第１の可変
利得アンプと第２の可変利得アンプと、該第１及び第２
の可変利得アンプの利得を制御する利得制御器と、該第
１および第２の可変利得アンプの出力を加算する加算器
と、前記サンプル調整制御器で決定されたオーディオサ
ンプル数のオーディオサンプルの挿入もしくは削除に対
応して前記入力バッファに対して該第１の可変利得アン
プと該第２の利得可変アンプに入力すべきオーディオサ
ンプルのための２つのアドレスを生成するアドレス生成
器とを有しており、該利得制御器が、該第１の可変利得
アンプに対しては、最初はゲインを大きく、徐々にゲイ
ンを下げるように制御し、該第２の可変利得アンプに対
しては、最初はゲインを小さく、徐々にゲインを上げる
ように制御されていてもよい。

【００１６】前記サンプル調整制御器が、複数のオーデ
ィオサンプルの削除もしくは挿入を行う場合には、１オ
ーディオサンプルの追加もしくは削除を一定時間間隔で
複数回行うことにより複数サンプルの追加もしくは削除
を行うようであってもよい。

【００１７】以下に作用について説明する。

【００１８】本発明によれば、固定された周波数のクロ
ック信号に基づいて、複数の伝送フレームがアナログ信
号形式からデジタル信号形式に変換される。このよう
に、アナログ−デジタル変換に従来必要であった電圧制
御水晶発振器（ＶＣＸＯ）は不要となる。これにより、
デジタルオーディオ受信機のコストが低減される。この
場合にも、フレーム処理開始位置制御部が伝送フレーム
の復調開始位置を制御することにより、復調開始位置が
ずれることが低減されるので、各シンボルを良好に復調
できる。さらに、送信側のクロック信号と受信側のクロ
ック信号とが同期していないことによって発生するオー
ディオサンプルずれ量は、オーディオサンプルずれ量演
算部とオーディオサンプル調整部とによって補償され
る。これにより、送信側のクロック信号と受信側のクロ
ック信号とを同期させることなく、デジタルまたは安静
を再生することが可能になる。

【００１９】復調器を高速フーリエ変換を行う直交周波
数分割多重復調器とし、伝送路特性演算器を伝送路特性
信号であるチャンネルインパルス応答のパワー特性信号
を発生するチャンネルインパルス応答演算器とすれば、
欧州ＤＡＢ方式の通信に対応する受信機が得られる。

【００２０】さらに、フレーム処理開始位置をヌルシン
ボルのガードインターバル内の所定位置にすることによ
り、遅延する反射波が次の伝送フレームの復調に影響を
及ぼさないようにすることができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施形態を説明する。

【００２２】図１は、本発明の実施形態のデジタルオー
ディオ受信機１０００の構成を示す。本実施形態では、
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を用いるＤＡＢ方
式の通信で用いられるデジタルオーディオ受信機を例示
する。受信する複数の伝送フレームのそれぞれは、図１
０に示されるように伝送フレームの開始位置を示す信号
レベルの極めて低いヌルシンボルと、既知の情報を持つ
リファレンスシンボルと、伝送すべきデータを示す複数
のデータシンボルとから構成されている。各シンボル
は、反射波によりシンボル間干渉を回避するためのガー
ドインターバルを有している。

【００２３】図１において、デジタルオーディオ受信機
１０００は、ＲＦ回路１００、アナログ−デジタル（Ａ
Ｄ）変換器１０１、ヌルシンボル検出器１０２、直交周
波数分割多重（ＯＦＤＭ）復調器１０３、デジタル復調
器１０４、誤り訂正回路１０５、オーディオデコーダ１
０６およびＣＩＲ演算器１０７を有している。これらの
構成要素は従来のデジタルオーディオ受信機が有するも
のと同様である。

【００２４】ＲＦ回路１００は、デジタル音声放送送信
機（不図示）から受信した高周波信号をアナログベース
バンド信号に変換し、ＡＤ変換器１０１は、ＡＤクロッ
ク信号発生器１１５からのクロック信号に基づいて、ア
ナログベースバンド信号をサンプリングすることにより
デジタルベースバンド信号に変換する。ヌルシンボル検
出器１０２は、ＲＦ回路１００から受け取ったアナログ
ベースバンド信号のパワー包絡からヌルシンボルを検出
し、ＣＰＵ（不図示）により制御されるスイッチ１５０
を介してヌルシンボル検出信号をＯＦＤＭ復調器１０３
に出力することにより、ＯＦＤＭ復調器１０３での最初
の、すなわち受信開始時の伝送フレームの処理開始位置
を決定する。ＯＦＤＭ復調器１０３は、最初の伝送フレ
ームに関しては、ヌルシンボル検出器１０２から受け取
ったヌルシンボル検出信号に基づくフレーム処理開始位
置から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を開始する。Ｏ
ＦＤＭ復調器１０３において、ＡＤ変換器１０１から出
力されたデジタルベースバンド信号は、フレーム処理開
始位置から、ヌルシンボル、リファレンスシンボル、デ
ータシンボルと順次一定のシンボル周期で所定の数のサ
ンプルが切り出されてＦＦＴが順次行われ、各シンボル
が周波数信号に変換される。デジタル復調器１０４はＯ
ＦＤＭ復調器１０３の出力をπ/4シフトＤＱＰＳＫ(dif
ferential quadriphase phase shift keying)復調し、
誤り訂正回路１０５はデジタル復調器１０４の出力の誤
り訂正を行い、オーディオサンプルを生成するためのデ
ータシンボルに基づくデータを出力する。オーディオデ
コーダ１０６は誤り訂正回路１０５の出力から送信側で
圧縮されたオーディオデータを切り出しＰＣＭ信号に伸
長することにより、ＡＤクロック信号発生器１１５から
のクロック信号に基づいてオーディオサンプルを生成
し、これらを含むオーディオデータを出力する。

【００２５】一方、ＯＦＤＭ復調器１０３でＦＦＴ処理
され周波数信号に変換されたリファレンスシンボルは、
ＣＩＲ演算器１０７に送られる。ＣＩＲ演算器１０７に
おいて、このリファレンスシンボルには既知のリファレ
ンスシンボルの共役複素数が掛けられ、その結果が高速
フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：inversion fast fouriertr
ansform)されることにより時間軸上の伝送路特性を示す
チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が算出される。Ｃ
ＩＲのパワー特性を計算することにより、直接波や反射
波等の複数の受信波の相対的時間関係が分かる。

【００２６】また、デジタルオーディオ受信機１０００
は、固定周波数クロック信号発生器であるアナログ−デ
ジタル（ＡＤ）クロック信号発生器１１５を有してい
る。ＡＤクロック信号発生器１１５は、ＡＤ変換器１０
１のサンプリングクロックとしての固定クロック信号を
発生する。従って、本実施形態においてはＡＤ変換器１
０１は、各伝送フレームに対して固定された周波数のク
ロック信号に基づいてサンプリングを行う。

【００２７】デジタルオーディオ受信機１０００は、フ
レーム処理開始位置制御部１をさらに有している。フレ
ーム処理開始位置制御部１は、ＣＩＲ演算器１０７で算
出した時間軸上の伝送路特性を示すチャンネルインパル
ス応答（ＣＩＲ）パワー特性を用いて、最初の伝送フレ
ームに続く、次の伝送フレームの最初のシンボルである
ヌルシンボルのＦＦＴ切り出し位置、すなわちＯＦＤＭ
復調のフレーム処理開始位置を、好適にはＡＤ変換器の
サンプリング周期単位で制御することにより、時間的に
連続して送信されている各シンボル間の干渉をできるだ
け少なくするために設けられる。

【００２８】上述の記載から理解されるように、最初
（受信開始時）の伝送フレームに関しては、従来のデジ
タルオーディオ受信機２０００も本実施形態のデジタル
オーディオ受信機１０００も、ヌルシンボル検出器１０
０からのヌルシンボル検出信号に基づいて、ＯＦＭＤ復
調器１０３におけるＦＦＴ切り出し位置を制御する。し
かしながら、後続する伝送フレームに関しては、従来例
ではＶＣＸＯのクロック周波数を変化させることによ
り、ＦＦＴ切り出し位置を制御するのに対し、本実施形
態では、ヌルシンボルのＦＦＴ開始位置を直接的に制御
する。

【００２９】フレーム処理開始位置制御部１の詳細を図
２を参照しながら説明する。ここでは、説明を簡単にす
るために、直接波のみが受信されている場合のＣＩＲパ
ワー特性のインパルスが１本の場合について主に説明す
る。ただし、ＣＩＲパワー特性が、直接波と反射波とに
対応する複数のインパルスを有している場合にも、例え
ばこれらのインパルスの重心位置を用いる従来の方法を
適用することにより、インパルスが１本の場合と同様の
説明が適応されることは容易に理解される。

【００３０】図２に示すように、フレーム処理開始位置
制御部１は、ＣＩＲ演算器１０７の出力するＣＩＲパワ
ー特性に基づいて、伝送路特性によって決まる伝送路パ
ラメータを測定するパラメータ測定部１ａを有する。伝
送路パラメータは、例えば、通常直接波である最大パワ
ーを有するインパルス（最大インパルス）が発生する時
間パラメータであってよい。また、直接波のインパルス
と反射波のインパルスとから決定される時間軸上の重心
位置であってもよい。

【００３１】パラメータ測定部１ａによって測定された
伝送路パラメータは、次にパラメータ比較器１ｂに出力
され、パラメータ比較器１ｂにおいて伝送路パラメータ
と所定のターゲットとの差が測定される。所定のターゲ
ットとは、パラメータ比較器１ｂ内に予め格納されてい
る、ＣＩＲパワー特性に関する基準パラメータである。
例えば、所定のターゲットは、伝送路パラメータが最大
インパルスが発生する時間パラメータである場合、ヌル
シンボルのガードインターバルの中央の位置を表す時間
であり得る。この場合、伝送路パラメータと所定のター
ゲットが一致しているということは、時間軸上で最大イ
ンパルスがヌルシンボルのガードインターバルの中央の
位置に発生することを意味し、伝送路パラメータと所定
のターゲットがずれているということは、時間軸上で最
大インパルスがヌルシンボルのガードインターバルの中
央の位置からずれた位置に発生することを意味する。そ
の後、パラメータ比較器１ｂにおいて測定された、伝送
路パラメータと所定のターゲットとの差に基づく位置制
御信号が、スイッチ１５０を介してＯＦＤＭ復調器１０
３に出力され、次の伝送フレームのフレーム処理開始位
置が制御される。以下に、次の伝送フレームのフレーム
処理開始位置の制御について具体的に説明する。

【００３２】まず、送信側のクロック信号と受信側のク
ロック信号とがずれている場合、どのように伝送路特性
を示すＣＩＲパワー特性が変化するかについて説明す
る。受信機１０００においては、ＡＤ変換器１０１は、
固定周波数のＡＤクロック信号発生器１１５からのクロ
ック信号に基づくサンプリング周期で順次サンプルを生
成する。このようにしてサンプリングされた所定数のサ
ンプルを、ＯＦＤＭ復調器１０３は、最初の伝送フレー
ムについてはヌル検出信号に基づくフレーム処理開始位
置から切り出してＦＦＴを行うことにより各シンボルを
復調するが、続く伝送フレームに対しては受信機側で推
定したＤＡＢ伝送フレーム長を基に決定されたフレーム
処理開始位置から切り出してＦＦＴを行うことにより各
シンボルを復調する。受信機１０００においてＤＡＢ伝
送フレーム長は、所定のサンプル数×サンプリング周期
（サンプリングクロック）により推定されるため、送信
側クロック信号に対して受信側クロック信号（すなわち
ＡＤクロック信号発生器１１５が出力するクロック信
号）が遅い場合、ＡＤ変換器１０１のサンプリングクロ
ックを基に推測した受信側ＤＡＢ伝送フレーム長は、送
信側ＤＡＢ伝送フレーム長より長くなる。この場合、次
の伝送フレームに対するＦＦＴの切り出し位置は、前の
伝送フレームに比べて相対的に遅くなる。その結果、図
７（Ａ）に示すようにＣＩＲパワー特性のインパルス
は、ターゲットの位置（ガードインターバルの中央）よ
り前にずれる。

【００３３】フレーム処理開始位置制御部１は、パラメ
ータ比較器１ｂにおいてこの差を測定しており、測定し
た差に基づき、次のＤＡＢ伝送フレームではＣＩＲパワ
ー特性のインパルスの位置がガードインターバルの中央
となるように、次の伝送フレームのフレーム処理開始位
置を早くするための位置制御信号をＯＦＭＤ復調器１０
３に出力する。すなわち位置制御信号は、送信側と受信
側との間のクロック信号ずれに基づく、補正すべき時間
軸上のずれを表す信号である。従って、位置制御信号
は、例えばＡＤ変換器のサンプリング周期単位での補正
すべき時間を示す信号であり得、また補正すべき時間を
サンプル数に換算した（すなわちサンプリング周期で除
算した）補正すべきサンプル数を示す信号であり得る。

【００３４】逆に、送信側クロック信号に対して受信側
クロック信号が速い場合、受信機において推測している
ＤＡＢ伝送フレーム長は、本来の送信機におけるＤＡＢ
伝送フレーム長より短くなる。この場合、次の伝送フレ
ームに対するＦＦＴの切り出し位置は、前のフレームに
比べて相対的に早くなり、その結果、図６（Ｂ）に示す
ようにＣＩＲパワー特性のインパルスは、ターゲットの
位置（ガードインターバルの中央）より後ろにずれる。
フレーム処理開始位置制御部１は、ＣＩＲパワー特性の
インパルスの位置が次のＤＡＢ伝送フレームではガード
インターバルの中央となるように、ＦＦＴの切り出しを
遅くするようにＯＦＤＭ復調器１０３を制御する。実際
には反射波があるため、従来例のようにＣＩＲパワーの
重心が目標位置になるように制御したり、ＣＩＲパワー
特性の最大のインパルスが目標位置になるように制御す
ることにより反射波によるシンボル干渉を低減できる。
目標位置をヌルシンボルのガードインターバルの中央に
設定すれば、少なくともガードインターバル長の１／２
内に発生する反射波の次のフレームに対する影響は防ぐ
ことができる。

【００３５】以上のように、伝送フレームのヌルシンボ
ルに対するＦＦＴ切り出し位置を直接的に制御すること
により、受信側のクロック信号が送信側のクロック信号
に対してずれている場合にも、ＯＦＤＭ復調器において
反射波によるシンボル干渉を低減するように各シンボル
のＦＦＴ切り出しを行うことが可能となる。

【００３６】このように、本実施形態においては、固定
周波数クロック信号を使用しているのにもかかわらず、
反射波によるシンボル干渉を低減して好適に各シンボル
を復調することが可能である。しかし、依然として送信
側のクロック信号と受信側のクロック信号とが同期して
いないことから、従来のクロック信号同期手段を有する
デジタルオーディオ受信機と同様の方法を用いてデータ
シンボルに基づくオーディオサンプルを生成すると、送
信側のオーディオサンプル数と受信側のオーディオサン
プル数との間にずれが生じ、結果的に再生される音声
は、音声の飛びや、再生されない音声を含んでしまうこ
とになる。本実施形態のデジタルオーディオ受信機１０
００は、オーディオサンプル数のずれを補償するため
に、オーディオサンプルずれ演算部２およびオーディオ
サンプル調整部３とを更に有している。以下に、本実施
形態におけるオーディオサンプルずれ演算部２とオーデ
ィオサンプル調整部３とを用いた、送受信間のクロック
信号のずれによるオーディオサンプルずれの補償につい
て詳細に説明する。

【００３７】オーディオサンプルずれ演算部２は、フレ
ーム処理開始位置制御部１の出力する位置制御信号を、
送受信間のオーディオサンプルずれ量に変換する。位置
制御信号は、上述したように、例えばＡＤ変換器のサン
プリング周期単位での送受信間の時間的なずれを示す信
号であってよい。この場合、位置制御信号はＡＤ変換器
が発生するサンプル数のずれとして考えることができ
る。以下に示す実施形態では、位置制御信号はサンプル
数のずれ（補正すべきサンプル数）を示す信号であると
する。オーディオサンプル調整部３は、オーディオサン
プルずれ演算部２で算出したオーディオサンプルずれ量
を基に、オーディオデコーダ１０６から出力されるＰＣ
Ｍ信号に伸長されたオーディオサンプルを含むオーディ
オデータに対してオーディオサンプルずれ量を挿入ある
いは削除を行い、送受信間のオーディオサンプルずれを
補償するよう調整したオーディオ再生データを出力する
ものである。以下に、オーディオサンプルずれ演算部２
およびオーディオサンプル調整部３の動作について詳細
に説明する。

【００３８】図３はオーディオサンプルずれ演算部２の
詳細を示す。送信側クロック信号に対して受信側クロッ
ク信号が遅い場合、前述したようにフレーム処理開始位
置制御部１は、ヌルシンボルの切り出しを早く行うよう
にＡＤ変換器１０１のサンプリング周期またはサンプル
数単位での位置制御信号をＯＦＤＭ器１０３に出力す
る。このように、ヌルシンボルの切り出しを早く行うよ
うに制御する場合は位置制御信号の示すサンプル数を負
とし、逆に送信側クロック信号に対して受信側クロック
信号が速いためヌルシンボルの切り出しを遅くするよう
に制御する場合は正として、各伝送フレーム毎に調整を
行ったサンプル数の累積を累積サンプル数記憶部２１で
演算記憶する。累積サンプル記憶部２１で記憶されてい
る累積されたサンプル数の符号が負の場合は受信側クロ
ック信号が遅いのでオーディオサンプルの削除、正の場
合は受信側クロック信号が速いのでオーディオサンプル
の挿入を行う。サンプル数変換部２２では、累積サンプ
ル数記憶部２１で記憶されているサンプル数を対応する
オーディオサンプル数に変換する。例えばオーディオ出
力サンプリング周波数が48kHz、ＡＤ変換器のサンプリ
ング周波数が2048kHzの場合について説明する。この場
合、オーディオサンプリング周期は1/48kHz、累積サン
プル記憶部２１で記憶されているＡＤ変化器のサンプリ
ング周波数は1/2048kHzである。従って、１オーディオ
サンプルは、ＡＤ変換器１０１でのサンプルの42.66
6...サンプルに相当する（1/48kHz÷1/2048kHz＝42.66
6......）。好適には、サンプル数変換部２２では、小
数点以下を含む変換率で変換するのではなくそれぞれの
サンプル数が共に整数での変換が可能となるように、累
積サンプル記憶部２１で記憶されているサンプル数１２
８をオーディオサンプル数３に変換する。このようにす
ることで、正確な変換を得ることができる。例えば、累
積サンプル記憶部２１で記憶しているサンプル数が１２
８以上となり１３０となった場合、サンプル数変換部２
２はオーディオサンプルずれ量として３を出力する。累
積サンプル数修正部２３は、サンプル数変換部２２の出
力の３オーディオサンプルから、ＡＤ変換サンプル数と
して１２８サンプルを逆算し、累積サンプル数記憶部２
１からこの分を差し引く。すなわちこの時点で累積サン
プル数記憶部２１で記憶されるサンプル数は１３０−１
２８＝２サンプルとなる。この後累積サンプル記憶部２
１に記憶される２サンプルに、次の伝送フレームのずれ
を示す位置制御信号に基づくサンプル数が加算されてい
くことになる。従って、順次信号処理される伝送フレー
ムの全体に対しては、正確なサンプルずれ補償を得るこ
とができる。

【００３９】また、累積サンプル数記憶部２１で記憶さ
れているサンプル数が−１３０となった場合は、サンプ
ル数１３０の場合と符号が異なるだけであり、サンプル
数変換部２２はオーディオサンプルずれ量として−３を
出力し、累積サンプル数修正部２３は、ＡＤ変換サンプ
ル数として−１２８サンプルを算出し、累積サンプル数
記憶部２１から差し引き、累積サンプル数記憶部２１で
記憶されるサンプル数は（−１３０）−（−１２８）＝
−２サンプルとなる。

【００４０】なお、上述の例では、サンプル数変換を正
確に行うために、ＡＤ変換器のサンプル１２８に相当す
る３オーディオサンプル単位で補正すべきオーディオサ
ンプルが出力されるが、より精細にオーディオサンプル
補正を行うようにしてもよい。例えば、累積サンプル記
憶部２１で記憶しているサンプル数が４３、８６、１２
８となる毎に、それぞれ１オーディオサンプルを出力す
るようにしてもよい。この場合、累積サンプル数修正部
２３は３オーディオサンプルが出力されるごとに、累積
サンプル数記憶部２１から１２８を差し引くようにして
おけばよい。

【００４１】オーディオサンプル調整部３は、オーディ
オデコーダ１０６が出力するＰＣＭ伸長された複数のオ
ーディオサンプルを含むオーディオデータに対して、オ
ーディオサンプルずれ演算部２で算出したオーディオサ
ンプルずれ量の挿入もしくは削除を行うことにより再生
すべきオーディオ再生データを生成する。オーディオサ
ンプル調整部３は、モノラル、ステレオあるいはマルチ
チャンネルオーディオ再生に対応していてよい。オーデ
ィオサンプル調整部３は、これらの通信方式に応じて任
意のチャンネル数分のサンプル調整器から構成されてい
る。

【００４２】図４はステレオ再生の場合のオーディオサ
ンプル調整部３を例示しており、ＬチャンネルおよびＲ
チャンネルのそれぞれに対してサンプル調整器３Ｌおよ
び３Ｒが用意されている。図５はサンプル調整器３Ｌの
詳細を示す図である。オーディオデコーダ１０６から出
力されたオーディオデータは、一旦入力バッファ３１に
所定のオーディオサンプル数（Ｎオーディオサンプル）
だけ蓄えられる。一方、サンプル調整制御器３３にはオ
ーディオサンプルずれ演算部２で算出された挿入もしく
は削除すべきオーディオサンプル数が更新される毎に挿
入もしくは削除すべきオーディオサンプル数が入力され
る。サンプル調整制御器３３は一回の処理で挿入もしく
は削除するオーディオサンプル数を決定する。一回の処
理で多くのオーディオサンプルを挿入もしくは削除する
と、得られるオーディオ再生データの歪みがより大きく
なる。そこで、この実施形態では１回の処理で１オーデ
ィオサンプルの挿入もしくは削除を行い、複数のオーデ
ィオサンプルの挿入もしくは削除を行う場合は、同時に
複数のオーディオサンプルを処理するのではなく、一定
の時間をおいて処理することとする。例えば、欧州ＤＡ
Ｂの場合は、ＭＰＥＧＩｌａｙｅｒ２を採用しているの
で、サンプル調整制御器３３はオーディオフレーム周期
である２４ｍｓ毎に１オーディオサンプルの挿入もしく
は削除を行うように制御する。このように、複数のオー
ディオサンプルを１オーディオサンプルずつ所定の時間
間隔（例えば１オーディオフレーム周期）で複数回に分
けて挿入、削除処理するように制御することにより、よ
り歪みの少ないオーディオ再生データが得られる。出力
選択器３４は、サンプル調整制御器３３からの制御信号
に応答して、入力バッファ３１の出力とクロスフェード
処理部３２の出力とのうちのどちらか一方を、再生すべ
きオーディオ再生データとして選択的にオーディオ再生
器（不図示）へと出力する。オーディオ再生器（不図
示）はオーディオ再生データに基づき音声を再生する。
サンプル調整制御器３３がオーディオサンプルの挿入も
しくは削除を行うよう制御した場合には、クロスフェー
ド処理部３２からの補正オーディオデータをオーディオ
再生データ出力として選択し、サンプル調整制御器３３
がオーディオサンプルの挿入もしくは削除を行わない場
合には、入力バッファ３１からのオーディオデータをオ
ーディオ再生データ出力として選択する。

【００４３】次に、オーディオサンプルの挿入もしくは
削除を行い、オーディオ再生データを生成するためのク
ロスフェード処理部３２について、図６を参照しながら
説明する。クロスフェード処理部３２は、アドレス生成
器３１５と、２つの可変利得アンプ３１１および３１２
と、利得制御器３１４と、２つの可変利得アンプ３１１
および３１２の出力を加算する加算器３１３とを有して
いる。以下、クロスフェード処理部３２の具体的な動作
について説明する。本実施形態では、ＰＣＭオーディオ
データに１サンプルの挿入もしくは削除を行う場合につ
いて述べるが、複数サンプルの場合も同様の処理で実現
可能であることは理解される。

【００４４】アドレス生成器３１５は、入力バッファ３
１から出力される複数のオーディオサンプル（Ｎオーデ
ィオサンプル分）を順次指定するようなアドレスADDR1
（ADDR1＝1,2,3,・・・,N）を出力する。一方、サンプル制
御器３３の出力が正の場合にはサンプルの挿入、負の場
合にはサンプルの削除を行うので、もう一つのアドレス
ADDR2は、ADDR1からサンプル調整制御器３３の出力（オ
ーディオサンプルずれ量）を引いたアドレスになるよう
にアドレス生成器３１５で生成される。アドレス生成器
３１５はADDR2がＮを出力した時点でアドレスの生成を
完了し、入力バッファ３１に入力されたオーディオサン
プルに対する出力処理を完了することにより、オーディ
オサンプルの挿入または削除が行える。その後、入力バ
ッファ３１にオーディオデコーダ１０６から新しいオー
ディオサンプルが入力された場合も同様の処理を繰り返
す。ADDR1およびADDR2は入力バッファ３１に入力され、
ADDR1およびADDR2に対応したオーディオサンプルＳ(ADD
R1)、Ｓ(ADDR2)が出力される。但し、ADDR2が０以下の
場合は、オーディオサンプルＳ(ADDR2)として０が出力
される。オーディオサンプルＳ(ADDR1)およびＳ(ADDR2)
は、それぞれ第１および第２の可変利得アンプ３１１お
よび３１２に入力され、（数１）に示すように利得GA1
およびGA2が掛けられ、加算器３１３で加算されサンプ
ル補償された補正ＰＣＭオーディオデータSOUTとして出
力される。

【００４５】

【数１】第１および第２の可変利得アンプ３１１および３１２の
利得GA1およびGA2は利得制御器３１４により図８のよう
に制御される。２つの可変利得アンプの利得の和は常に
１であり、第１の可変利得アンプに対する利得は、ADDR
2＝０または１の時には利得GA1＝１であり、徐々に小さ
くなってADDR2＝ＮでGA1=０となる。ADDR2に対する利得
は、ADDR2＝０または１の時にはGA2＝０であり、徐々に
大きくなり、ADDR2＝ＮでGA2＝１となる。

【００４６】オーディオデコーダ１０６の出力オーディ
オデータに１サンプルを挿入する例について具体的に説
明する。サンプル調整制御器３３から＋１がクロスフェ
ード処理部３２に入力され、オーディオデコーダ１０６
から入力バッファ３１に複数のＰＣＭオーディオサンプ
ルが入力される。この場合、アドレス生成器３１５はま
ず、ADDR1＝１、ADDR2＝ADDR1−１＝０を出力する。利
得制御器３１４は、第１の可変利得アンプ３１１の利得
を１、第２の可変利得アンプ３１２の利得を０に制御
し、２つの可変利得アンプの出力が加算器３１３で加算
される。続いて、ADDR1＝２，ADDR2＝１が出力される。
この場合は、先ほどと同様、第１の可変利得アンプ３１
１の利得はGA1＝１、第２の可変利得アンプ３１２の利
得はGA2＝０である。ADDR1＝３、ADDR2＝２になると、
第１の可変利得アンプ３１１の利得はGA1＝１−１／
Ｎ、第２の可変利得アンプ３１２の利得はGA2＝１−GA1
＝１／Ｎとなる。第２の可変利得アンプ３１２には第１
の可変利得アンプ３１１より１サンプル遅延した信号が
入力されている。順次、アドレスADDR1、ADDR2が大きく
なるにつれ、第１の可変利得アンプ３１１に入力される
信号と第２の利得アンプ３１２に入力される信号（第１
の可変利得アンプ３１１の入力信号より１サンプル遅延
した信号）がクロスフェードされ滑らかにつながれ、ク
ロスフェード処理部３２が出力する最終オーディオサン
プル（Ｎ＋１番目）は入力バッファ３１の最終オーディ
オサンプル（Ｎ番目）と同じになる。アドレス生成器３
１５は、ADDR2を０からＮまでのＮ＋１サンプル分生成
するため、オーディオサンプル調整部３から出力される
オーディオサンプルは１サンプルだけ増加したことにな
る。

【００４７】次に、オーディオデコーダ１０６の出力サ
ンプルから１サンプルを削除する例について具体的に説
明する。サンプル調整制御器３３から−１がクロスフェ
ード処理部３２に入力され、入力バッファ３１にオーデ
ィオデコーダ１０６からＰＣＭオーディオ出力が入力さ
れる。この時、アドレス生成器３１５はADDR1＝１、ADD
R2＝ADDR1−（−１）＝２を出力する。利得制御器３１
４は、第１の可変利得アンプ３１１の利得をGA1＝１−
１／Ｎ、第２の可変利得アンプ３１２の利得をGA2＝１
／Ｎに制御し、２つの可変利得アンプの出力が加算器３
１３で加算される。ADDR1＝２，ADDR2＝３になると、第
１の可変利得アンプ３１１の利得は１−２／Ｎ、第２の
可変利得アンプ３１２の利得は１−GA1=２/Ｎとなる。
第２の可変利得アンプ３１２には第１の可変利得アンプ
３１１より１サンプル進んだ信号が入力されている。順
次、アドレスADDR1、ADDR2が大きくなるにつれ、第１の
可変利得アンプ３１１に入力される信号と第２の利得ア
ンプ３１２に入力される信号（第１の可変利得アンプ３
１１の入力信号より１サンプル進んだ信号）がクロスフ
ェードされ滑らかにつながれ、クロスフェード処理部３
２が出力する最終オーディオサンプル（Ｎ−１番目）は
入力バッファ３１の最終オーディオサンプル（Ｎ番目）
と同じになる。アドレス生成器３１５は、ADDR2を２か
らＮまでのＮ−１サンプル分生成するため、オーディオ
サンプル調整部３から出力されるサンプルが１サンプル
だけ減少したことになる。

【００４８】このように、本実施形態においては、利得
制御器が、第１の可変利得アンプに対しては、最初はゲ
インが大きく、徐々にゲインを下げるように制御し、第
２の可変利得アンプに対しては、最初はゲインが小さ
く、徐々にゲインを上げるように制御する。

【００４９】以上のように、クロスフェード処理部３２
により１サンプルの挿入、削除を複数のサンプルに渡り
クロスフェードすることにより歪みを抑えながら実現す
ることができる。クロスフェード期間は少なくとも２ｍ
ｓ以上が望ましい。オーディオサンプルのサンプリング
周波数が48kHzの場合は、クロスフェードするサンプル
数：Ｎは96以上が望ましいことになる。サンプル調整制
御器３３はオーディオサンプルずれ演算部２から受け取
った挿入もしくは削除すべきサンプル数が複数の場合に
は、一定周期、例えばＭＰＥＧのオーディオフレーム周
期：２４msで１サンプルずつ挿入あるいは削除するよう
にクロスフェード処理部を制御することにより、複数サ
ンプルの挿入を実現できる。

【００５０】このようにして、オーディオサンプルを挿
入または削除して、なめらかにされたオーディオ再生デ
ータを生成することが可能になる。従って、本実施形態
においては、たとえ送信側のクロック信号と受信側のク
ロック信号とがずれていた場合にも、良好に音声を再生
することができる。好適な実施形態では、再生された音
声は、送信されたオーディオデータに従った、音飛びや
再生されないオーディオサンプルを含まない。

【００５１】より具体的には、本実施形態のデジタルオ
ーディオ受信機を用いれば、ＯＦＤＭ伝送を利用したデ
ジタル伝送においてＭＰＥＧオーディオ再生において送
信側と受信側のクロック偏差により発生するオーディオ
信号のずれを補正し、音の瞬断のない安定したオーディ
オ再生を行うことも可能である。

【００５２】本実施形態においては、ＤＡＢなどのＯＦ
ＭＤ方式を採用した通信に用いられるデジタルオーディ
オ受信機について詳述した。しかし、その他の通信方式
を採用した通信システムの受信機としても本発明の受信
機は使用されてもよい。例えば、伝送フレームが少なく
とも反射波を防ぐためのガード領域を有しており、アナ
ログ信号を所定のクロック周波数でサンプリング等を用
いてデジタル化することが望まれる通信方式において、
本発明のデジタルオーディオ受信機は好適に適用され
る。

【００５３】

【発明の効果】以上のように、本発明のデジタルオーデ
ィオ受信機によれば、固定周波数の発振器を用いなが
ら、伝送路特性を示す信号によりフレーム処理開始位置
を調整することにより、シンボル干渉の影響を低減する
とともに、調整サンプル数の累積値を用いて送受信間の
クロック信号の周波数におけるずれによるオーディオサ
ンプルのずれを補償することによりオーディオ再生デー
タを安定に再生でき、良好な音声再生を行うことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデジタルオーディオ受信機の構成を示
す図である。

【図２】本発明のデジタルオーディオ受信機が有するフ
レーム処理開始位置制御部の構成を示す図である。

【図３】本発明のデジタルオーディオ受信機が有するオ
ーディオサンプルずれ演算部の構成を示す図である。

【図４】本発明のデジタルオーディオ受信機が有するオ
ーディオサンプル調整部の構成を示す図である。

【図５】本発明のデジタルオーディオ受信機が有するサ
ンプル調整器を示す図である。

【図６】本発明のデジタルオーディオ受信機が有するク
ロスフェード処理部を示す図である。

【図７】送受信間のクロック信号ずれとＣＩＲパワー特
性の関係を説明する図である。

【図８】アドレス生成器のアドレスに対する可変利得ア
ンプの利得特性を示す図である。

【図９】従来のデジタルオーディオ受信機の構成を示す
図である。

【図１０】欧州デジタル音声放送のＤＡＢ伝送フレーム
の構成を説明する図である。

【図１１】ＣＩＲパワー特性の一例を示す図である。

【符号の説明】

１フレーム処理開始位置制御部２オーディオサンプルずれ演算部３オーディオサンプル調整部２１累積サンプル数記憶部２２サンプル数変換部２３累積サンプル数修正部３１入力バッファ３２クロスフェード処理部３３サンプル調整制御器３４出力選択器３１１第１の可変利得アンプ３１２第２の可変利得アンプ３１３加算器３１５アドレス生成器１００ＲＦ回路１０１ＡＤ変換器１０２ヌルシンボル検出器１０３ＯＦＤＭ復調器１０４デジタル復調器１０５誤り訂正回路１０６オーディオデコーダ１０７ＣＩＲ演算器１１５ＡＤクロック信号発生器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１伝送フレームと該第１伝送フレーム
に続く第２伝送フレームとを含む複数の伝送フレームを
受信するデジタルオーディオ受信機であって、該複数の伝送フレームのそれぞれは、伝送フレームの開
始位置を示すヌルシンボルと既知の情報を示すリファレ
ンスシンボルと伝送すべきデータを示すデータシンボル
とを有し、該ヌルシンボル、該リファレンスシンボルお
よび該データシンボルのそれぞれは反射波によるシンボ
ル間干渉を回避するためのガードインターバルを有して
おり、該デジタルオーディオ受信機は、固定された周波数のクロック信号に基づいて、該複数の
伝送フレームをアナログ信号形式からデジタル信号形式
に変換するアナログ−デジタル変換器と、該アナログ−デジタル変換器から出力される該第１伝送
フレームを該第１伝送フレームのための与えられたフレ
ーム処理開始位置から復調する復調器と、該復調器によって復調された該第１伝送フレームに含ま
れる該データシンボルに基づいて複数のオーディオサン
プルを含むオーディオデータを生成する、オーディオデ
コーダと、該復調器によって復調された該第１伝送フレームに含ま
れる該リファレンスシンボルに基づいて、伝送路特性を
示す伝送路特性信号を生成する伝送路特性演算器と、該伝送路特性信号を用いて該第１伝送フレームのための
該フレーム処理開始位置と所定のフレーム処理開始基準
位置との差を示す位置制御信号を該復調器に出力するこ
とにより、該第２伝送フレームのためのフレーム処理開
始位置が該所定のフレーム処理開始基準位置となるよう
に該第２伝送フレームのためのフレーム処理開始位置を
制御する、フレーム処理開始位置制御部と、該位置制御信号に基づいて、デジタルオーディオ送信機
におけるオーディオデータに含まれるオーディオサンプ
ルと該オーディオデコーダによって生成される該オーデ
ィオデータに含まれる該オーディオサンプルとの間のオ
ーディオサンプルずれ量を演算するオーディオサンプル
ずれ演算部と、該オーディオサンプルずれ量に従って、該オーディオデ
コーダによって生成される該オーディオデータに含まれ
る該複数のオーディオサンプルの数を調整し、オーディ
オ再生データを選択的に出力するオーディオサンプル調
整部と、該オーディオサンプル調整部によって出力されるオーデ
ィオ再生データに基づいて音声を再生する音声再生器
と、を備えるデジタルオーディオ受信機。
【請求項２】前記復調器は、前記複数の伝送フレーム
に含まれる前記ヌルシンボル、前記リファレンスシンボ
ルおよび前記データシンボルに対して高速フーリエ変換
を行う直交周波数分割多重復調器であって、前記伝送路特性演算器は、前記伝送路特性信号であるチ
ャンネルインパルス応答のパワー特性信号を発生するチ
ャンネルインパルス応答演算器である、請求項１に記載
のデジタルオーディオ受信機。
【請求項３】前記第２伝送フレームのための前記フレ
ーム処理開始位置である前記所定のフレーム処理開始基
準位置が、前記ヌルシンボルの前記ガードインターバル
内の所定位置である、請求項１または２に記載のデジタ
ルオーディオ受信機。
【請求項４】前記アナログ−デジタル変換器は、前記
固定された周波数のクロック信号に基づくサンプリング
周期でサンプリングを行うことにより、アナログ信号形
式の伝送フレームを複数のサンプルを有するデジタル信
号形式の伝送フレームに変換し、前記オーディオサンプルずれ演算部は、前記位置制御信号が示す前記フレーム処理開始位置と所
定のフレーム処理開始基準位置との差に対応する、該ア
ナログ−デジタル変換器において該サンプリング周期で
サンプリングされた該複数のサンプルのサンプル数を累
積記憶し、累積サンプル数として所定の期間保持する累
積記憶部と、該累積記憶部が累積記憶する該累積サンプル数の少なく
とも一部を、前記オーディオサンプルのオーディオサン
プル数に変換することにより、前記オーディオサンプル
ずれ量を演算するサンプル数変換部と、該サンプル数変換部により変換された該累積サンプル数
の少なくとも一部を前記累積記憶部から差し引くことに
より、該累積記憶部の該累積サンプル数を修正する累積
サンプル修正部と、を含む請求項１から３のいずれかに記載のデジタルオー
ディオ受信機。
【請求項５】前記オーディオサンプル調整部は、モノ
ラル、ステレオまたはマルチチャンネル再生に対応し
て、一つ以上のサンプル調整器を有しており、該一つ以
上のサンプル調整器のそれぞれは、前記オーディオデコーダから出力される前記オーディオ
データが含む前記複数のオーディオサンプルのうちの一
定数のオーディオサンプルを蓄える入力バッファと、該入力バッファに蓄えられた該一定数のオーディオサン
プルを読み出し、クロスフェード処理を行いながらオー
ディオサンプルの追加もしくは削除処理を行い、補正オ
ーディオデータを生成する、クロスフェード処理部と、該クロスフェード処理部で１回の処理で追加もしくは削
除するオーディオサンプル数を決定するサンプル調整制
御器と、該オーディオサンプルの追加もしくは削除を行わないと
きには該入力バッファに蓄えられた該一定数のオーディ
オサンプルを選択的に出力し、該オーディオサンプルの
追加もしくは削除のいずれかを行う時には該クロスフェ
ード処理部の生成する該補正オーディオデータを選択的
に出力する出力選択器と、を含む請求項１から３のいずれかに記載のデジタルオー
ディオ受信機。
【請求項６】前記クロスフェード処理部は、第１の可
変利得アンプと第２の可変利得アンプと、該第１及び第
２の可変利得アンプの利得を制御する利得制御器と、該
第１および第２の可変利得アンプの出力を加算する加算
器と、前記サンプル調整制御器で決定されたオーディオ
サンプル数のオーディオサンプルの挿入もしくは削除に
対応して前記入力バッファに対して該第１の可変利得ア
ンプと該第２の利得可変アンプに入力すべきオーディオ
サンプルのための２つのアドレスを生成するアドレス生
成器とを有しており、該利得制御器が、該第１の可変利得アンプに対しては、
最初はゲインを大きく、徐々にゲインを下げるように制
御し、該第２の可変利得アンプに対しては、最初はゲイ
ンを小さく、徐々にゲインを上げるように制御すること
を特徴とする、請求項５に記載のデジタル音声放送受信
機。
【請求項７】前記サンプル調整制御器が、複数のオー
ディオサンプルの削除もしくは挿入を行う場合には、１
オーディオサンプルの追加もしくは削除を一定時間間隔
で複数回行うことにより複数サンプルの追加もしくは削
除を行うことを特徴とする請求項６に記載のデジタルオ
ーディオ受信機。