CN1248854A - 高电压发生装置 - Google Patents

Abstract

本发明包括:将偏转电路15偏转变压器8或相对于偏转线圈5活动的消隐脉冲绕组的电压,输入至电感器21、电容器、二极管和电阻所组成的变换电路,得到对于行工作频率合适的比较波的电路;使比较波直流偏置电压值变化,对开关元件27的驱动脉冲宽度进行控制,在高电压发生变压器初级一侧,通过改变电流流过的时间宽度,对高电压输出进行控制的手段。为了抑制高电压发生变压器开关截止期间所产生的振荡电压,存在诸如增加电源绕组29等种种手段。

Description

高电压发生装置

本发明涉及一种计算机用CRT监视器、高清晰度电视接收机等阴极射线管用的高电压发生装置。本发明还涉及对该高电压发生装置输出电压的稳压。

近来，随着个人计算机，高清晰度、数字电视接收机等图像质量、分辨率的提高，偏转频率因种种用途而逐步趋向于提高频率这一趋势。

对于采用CRT的上述显示装置，提出过具体涉及行偏转关系、高电压发生电路和控制的种种方案。

现说明CRT显示装置中偏转电路和高电压发生电路的基本工作原理。

图10是现有偏转电路和高电压发生机制的说明图。

如图10所示，行偏转电路(未图示)向偏转控制电路14提供行同步脉冲，驱动行偏转晶体管2。

偏转电路由偏转线圈5、阻尼二极管3、电容器4构成。

电源通过偏转变压器8提供给偏转电路。

行偏转电路用于使电子束在行方向上偏转。

扫描期间，该行偏转电路在偏转线圈5中流过锯齿状电流，在消隐期间从扫描终点返回起点，实现行偏转。

消隐期间产生的谐振脉冲称为消隐脉冲。一般电视接收机采用在偏转变压器8上增加一高电压绕组61以获得高电压输出的偏转-高电压一体化电路。

但高电压输出随着电子束电流的增加而降低。

因此，由于高电压发生变化，行偏转和垂直偏转两者的振幅也变化。

此外，该高电压变动还造成图像扭曲等。

对此存在以下2种方式的解决方案。

(1)偏转-高电压独立电路方式：偏转电路和高电压电路采取独立的电路构成，实现对各个电路的独立控制。

(2)偏转-高电压一体化电路方式：极力减小高电压对偏转电路的影响，实现高电压的稳压。

两种方式均需要(a)高电压的稳压；(b)简单的构成；(c)高效率的动作；和(d)低振荡电压的动作。

图11、图12和图13表示前者偏转-高电压独立电路中的现有技术。图11和图12是现有高电压发生电路的说明图。图13是现有高电压发生电路一例工作电压、电流波形。

图11中，高电压发生变压器69的初级绕组32其中一端与开关元件27的漏极连接。

初级绕组32的另一端与一由(a)开关元件10、(b)续流二极管11、(c)平滑电容器13、和(d)电感器12所组成的降压变换器连接。

同步三角波振荡电路63根据偏转控制电路14输出的信号，与f[Hz]同步输出比较用三角波。高电压变压器69次级一侧的输出电压经检测电阻45、46分压。该经分压的电压输入误差放大器35，与基准电压34比较。由差分放大器35放大的输出，与比较用三角波一同输入脉冲宽度调制(以下称为PWM)比较器64。PWM比较器64的输出经驱动电路65与开关元件10的控制极连接。

而且，偏转控制电路14还将一定的驱动脉冲提供给开关元件27的控制极。在高电压变压器69初级一侧，由电感器、电容器和电阻所组成的阻尼电路66与初级绕组32串联连接。该阻尼电路66是用于抑制漏电感和分布电容的谐振所引起的振荡电流的。

以上电路构成所组成的高电压发生电路，是靠2只开关元件动作的升压降压变换器。

这时，(a)开关元件10按与f[Hz]同步的PWM信号进行开关，(b)构成一反馈系统使得高电压输出一定。

通过这样构成，达到高电压输出一定的目的。

但图11构成需要(a)2只开关元件，(b)同步三角波振荡电路63，和(c)PWM比较器64，因而电路复杂。

而图11构成产生(a)2只开关元件的开关损耗，和(b)阻尼电路66的损耗，造成效率低下。

利用三角波的PWM动作可进行宽范围控制。但最大导通时间等的设定复杂。

以下图12示出一例单只开关元件的电路。

图12中，高电压发生变压器69初级绕组32其中一端与开关元件27的漏极连接。偏转电路62将自动频率控制(AFC)等同步信号输出给同步三角波振荡电路63。振荡电路63输出比较用三角波。高电压的检测和差分放大电路与图11相同。PWM比较器64的输出同样经驱动电路65驱动开关元件27的控制极。高电压稳压的控制动作与图11相同。但利用开关的高电压发生模式属于升压变换器中不连续模式动作。

图12电路因采用1只开关元件而较简洁。但开关元件27截止时，图12电路便产生回扫脉冲。高电压绕组在该截止区间提供(Toff)高电压。这时，由于初级绕组32的电感、高电压绕组的分布电容和开关元件27的电容等原因，而产生如图13所示剧烈的振荡电压。因此，开关元件27导通时，而漏极电压处于振荡电压峰值时，瞬间便有较高的峰值电流流过。

此现象，有时产生图像噪声，有时给控制动作造成不良影响(起振、误动作)。图12电路存在上述缺点。此外，图12电路，(a)对开关元件27造成的压力也大，(b)损耗也增加，(c)开关导通时的振荡电流也大，(d)引起图像噪声、误动作。

为了防止这种情形，可将阻尼电路66与初级电路连接。但其损耗太大，达数W。

因而阻尼电路66与初级电路连接时，(a)会造成效率低下，(b)需要用大型部件，经济方面不太有利，(c)需要同步三角波振荡电路63、PWM比较器64等电路，(d)最大导通时间的设定复杂。

这些与图11所示电路相同。

图14示出偏转-高电压一体化电路的现有技术。图14是现有偏转高电压发生电路的说明图。在该电路场合，第一高电压发生变压器60设置在U字型磁芯53某一芯柱。工作时，靠该初级绕组67经二极管68使得电源+B处再生出能量，以便减小高电压变化给偏转动作造成的影响。该高电压绕组在低电压一侧(接地一侧)级联连接有第二高电压补偿用变压器69。偏转变压器绕组8设置在U字型磁芯53另一芯柱。偏转电路进行与图10所示电路相同的动作。但高电压发生变压器60却是利用消隐脉冲产生部分高电压的。

图14所示电路为了使高电压输出一定，通过对补偿变压器69输出电压进行控制来达到目的。

现说明采用补偿变压器的高电压稳压动作。切换用绕组9卷绕在偏转绕组一侧。切换用绕组9的正极性消隐脉冲(一端)与开关元件27的控制极连接。切换用绕组9的反向极性一侧(另一端)与负电源驱动的反相差分放大器51的输出连接。补偿变压器69的初级绕组32其中一端与电源+B连接，初级绕组32的另一端与开关元件27的漏极连接。开关元件27的源极接地。次级一侧高电压绕组39的输出连接有整流电路，输出电压加到第一高电压发生变压器60的低电压一侧(设置一侧)。因此，最终高电压输出为两变压器输出之和。输出电压一旦下降，经检测电阻45、46分压的检测电压也下降。因此，反相差分放大器51的输出升高，为接近0伏特值。因此，绕组9的直流偏置电压升高，而且控制极上加的电压也升高。控制极一旦超过阈值电压，开关元件27便导通。而控制极低于阈值电压，开关元件27便截止。由于这种动作，超过位于直流偏置电压以上的消隐脉冲阈值电压的时间(导通时间)较长。因此，补偿变压器69的输出电压上升，并升高到最终高电压输出达到规定电压为止，可实现稳压动作。

该电路构成，由于将绕组9输出即消隐脉冲，用作开关用脉冲，和PWM动作的比较波形，因而电路简单。

但由于将切换用绕组9的消隐脉冲用于开关，因而该电路构成其缺点在于，(a)无法得到超过该脉冲宽度的导通时间，(b)尤其在低频时，行偏转工作频率、高电压最大输出功率下降，(c)控制范围窄。

而且，该电路构成，(a)消隐脉冲宽度与行偏转周期相比非常窄，(b)还存在开关不够可靠的非饱和工作区，(c)造成损耗增加。

而且该电路构成，补偿变压器所处理的功率虽然较小，但振荡电流、电压的产生与图10、图11、图12所示例相同，需要抑制。

本发明其目的在于，提供一种高效、低成本的高电压发生装置，其中(a)采用一只高电压控制用开关元件，(b)以简单电路构成实现一与行偏转电路工作频率取得同步的PWM开关控制电路，(c)对开关元件截止时的振荡电压和导通时的振荡电流进行抑制。

本发明的高电压发生电路，由(a)具有初级绕组和高电压发生绕组的高电压发生用变压器和(b)开关元件所构成。

本发明的高电压发生电路包括：

(a)至行工作频率的同步开关手段；

(b)作为高电压稳压手段，具有一变换电路，将构成偏转电路的偏转变压器或偏转线圈所得到的消隐脉冲绕组电压，按行偏转工作频率变换为可得到规定的开关导通时间的控制用比较波形；

(c)使比较输出波形的直流偏置电压变化，与比较器或开关元件的阈值电压进行比较动作；

(d)具有控制开关元件导通时间的电路；

(e)振荡分量的抑制手段。

附图简要说明：

图1是本发明实施例1高电压发生电路的说明图；

图2是本发明实施例2高电压发生电路的说明图；

图3是本发明变换电路的输出特性图；

图4是本发明脉冲驱动电路图；

图5是本发明实施例1高电压发生变压器绕组的构成图；

图6A是本发明消隐脉冲和拟合三角波的变换波形图(工作频率低的例子)；

图6B是本发明消隐脉冲和拟合三角波的变换波形图(工作频率高的例子)；

图7是本发明高电压发生变压器的等效电路图；

图8是本发明实施例的工作波形图；

图9是本发明实施例3的偏转-高电压一体化电路图；

图10是现有偏转电路和高电压发生机制的说明图；

图11是现有高电压发生电路的说明图；

图12是现有高电压发生电路的说明图；

图13是现有高电压发生电路工作电压、电流波形的示意图；

图14是现有偏转高电压发生电路的说明图。

说明如上所述的高电压发生电路其动作之前，先以本发明高电压发生电路用于计算机用高频多重扫描监视器为前提，就高电压发生电路的必要条件进行说明。

(1)高电压发生电路在电源电压一定的条件下，较为理想的是

(a)工作频率与行偏转工作频率同步，以防止差拍障碍(画面闪烁)；

(b)提供给CRT的输出电压在各工作频率下大致相同。

(2)高电压发生电路较好是

(a)工作时振荡电压、振荡电流小；

(b)对控制电路、偏转电路和其他电路的影响小。

(3)高电压发生电路希望是

(a)电路构成简单，且部件个数少；以及

(b)高电压发生效率高，在经济方面成本低的电路。

(实施例1)

用图说明实施例1的高电压发生电路。

图1是表示本发明实施例1的高电压发生电路。

图1中，开关元件27用的是场效应型晶体管(MOSFET)。电源绕组29经二极管28与开关元件27的漏极连接。电源绕组29还经整流二极管31与平滑电容器33和高电压变压器的初级绕组32的低电压端子连接。阻尼二极管30连接在电源绕组29和地之间。初级绕组32的另一端与开关元件27的漏极连接。

箝位用二极管38、感生绕组37和箝位用二极管34串联连接。该串联电路二极管38的阳极接地。该串联电路中二极管34的阴极与平滑电容器33连接。电容器36与二极管38并联连接。电容器35连接在二极管38的阴极和开关元件27的漏极之间。如上文所述构成初级一侧的开关电路。

接下来说明驱动开关元件27控制极的构成。

(a)偏转电路15的活动绕组6和绕组9中某一绕组在其正极性一侧串联连接着二极管23的阳极，而阴极串联连接着电阻22。

(b)该二极管23和电阻22的串联电路其两端并联连接着电感器21。

(c)如图1所示，绕组6或绕组9在其负极性一侧连接着二极管24和电容器25所组成的并联电路的阴极一侧，而阳极一侧与电阻22、二极管23、电感器21所组成电路的另一端连接。

如上所述构成的变换电路其输出经驱动脉冲电路26与开关元件27的控制极连接。或者，该变换电路其输出直接与开关元件27的控制极连接。

绕组6或绕组9在其负极性一侧构成为，(a)与由负电源52驱动的反相差分放大器51的输出(负载电阻49)连接，(b)控制直流偏置电压。

接下来，高电压检测电路由电阻45、46和电容器47、48所组成的梯形电路构成。

该检测电路低电压端子一侧与负电源52的负极端子连接。

分压检测电压加到反相差分放大器51的检测端子上。

反相差分放大器51的阳极和负电源52连接。

利用高电压检测进行高电压稳压动作的反馈系统如上所述构成。

如图5所示，高电压发生变压器的高电压绕组39、42…形成为在初级绕组32同一轴上沿同一方向卷绕而成的分层绕组。

接下来说明高电压整流电路。

高电压整流电路采取以下构成：

(a)高电压整流二极管40的阳极接地；

(b)高电压整流二极管40的阴极与第一层高电压绕组39低电位一侧连接；

(c)该连接点连接有高电压整流二极管41的阳极；

(d)高电压整流二极管41其阴极与第二层高电压绕组42的高电位一侧连接；

(e)高电压整流二极管43其阳极与第二层高电压绕组42的高电位一侧连接；

(f)高电压整流二极管43其阴极与第三层高电压绕组的低电位一侧连接；

(g)至于此后的分层绕组，则正向串联连接绕组和高电压整流二极管，并靠最后分层绕组的高电位一侧经高电压二极管44输出高电压。

本实施例的高电压发生电路其动作与导通、截止变换器相同。

其输出功率P由下式表述(L为电感、I为电流、f为频率)。

P＝1/2LI²f                                               …(1)

多重扫描动作当中，在如下条件下：

(a)电源电压：一定

(b)L：一定

(c)行偏转工作频率f[Hz]在例如30～90kHz(3倍)范围内变化时，

要得到同一输出功率，由式(1)可知，频率为30kHz时的电流为90kHz时电流的1.73倍(频率之比的平方根)。

具体来说，开关元件27的导通时间需要随工作频率变化。这一点对于多重扫描动作很重要。

以下对本高电压发生装置的动作进行说明。

(a)偏转电路15由行晶体管2、偏转线圈5、阻尼二极管3、偏转变压器(HOT)8形成偏转电流。

(b)消隐期间产生的消隐脉冲电压由与偏转变压器8或偏转线圈5磁耦合的绕组6或绕组9输出。

(c)该绕组6或绕组9产生的电压输入至由电感器21，二极管23、24，电阻22和电容器25所组成的变换电路。

(d)该变换电路输出为图6所示的包含谐波在内的拟合三角波输出。

(e)消隐脉冲上升沿的正值部分，二极管23导通，经电阻22对电容器25充电。消隐脉冲一旦到达峰值开始下降时，电容器25便经电感器21开始放电。消隐脉冲一旦为负值，二极管24便导通。这时，按正向电压限幅。

(f)通过设定较长的电感器21和电容器25的谐振周期，可获得比消隐脉冲宽的脉冲。此外，工作频率较低时，可获得脉冲宽度较宽的拟合三角波。

表1示出电感器21设定为2.2mH，电容器25为0.018μF时的实际测定值(工作频率为31.5和93.7kHz)。

(表1)

工作频率[kHz]	测定值
					偏转消隐脉冲电压[Vpp]	偏转消隐脉冲宽度Tf[μs]	拟合三角波电压[Vpp]	拟合三角波脉冲宽度[μs]
	31.47	12	2.0	7.0					6.2
68.68					12	2.0	7.0	4.0
	93.72	12	2.0	7.0					3.3

以此结果作图，如图3所示。

偏转工作频率f[Hz]例如为30～90kHz(变化达3倍时)，拟合三角波脉冲宽度之比约为1.7倍。大致满足前文所述的工作频率与所需脉冲宽度之间关系。

将该拟合三角波用作控制用比较波形和切换用脉冲时，本发明的高电压发生装置有诸多优点：

(a)与偏转频率同步开关；

(b)防止偏转消隐期间内开始导通所造成的噪声；

(c)防止偏转动作后因高电压发生动作开始所造成的CRT着屏点的灼烧；

(d)最大导通时间的频率。

接下来，该拟合三角波(a)经比较器和脉冲驱动电路26，或(b)直接加到开关元件27的控制极上。

某一绕组6或绕组9在其负极性一侧与负电源52驱动的反相差分放大器51的输出端连接。

开关元件27，这里采用场效应型晶体管(MOSFET)。

该开关元件27属于(a)控制极电压相对于源极高于阈值电压时导通、而(b)控制极电压相对于源极低于阈值电压时便截止这种电压驱动型开关元件。

前文述及的反相放大器51的输出较高(输出电压接近0V)的话，拟合三角波的直流偏置电压便升高。该直流偏置电压高于阈值电压的区间，开关元件导通。

该动作成为拟合三角波和阈值电压之间的比较器动作。因而，导通时间可通过直流偏置电压来控制。

该驱动脉冲电路26可由进行同样动作的比较器和缓存器构成，用于开关能力不足的时候。

图4示出该驱动脉冲电路26的例子。

接下来说明高电压稳压动作。例如高电压负载电流增加、高电压输出下降的话，高电压检测电路电阻46的两端电压也下降。该信号输入至反相差分放大器51的检测端，与内部基准电压比较放大得到的反相差分放大器51的输出接近0V。

本发明的高电压发生装置如前文所述，

(a)开关元件27的导通时间增加；

(b)高电压发生变压器初级一侧32的电流增加；

(c)开关元件27截止时产生的回扫脉冲电压也有提高；

(d)高电压输出则升高达到规定值为止。

而当高电压升高时，本发明的高电压发生装置进行与上述内容相反的动作，对高电压稳压进行控制。

利用以上动作，本发明的高电压发生装置，

(a)可进行反馈控制，对输出电压和基准电压进行比较；

(b)适应工作频率的变化；

(c)实现高电压稳压控制。

而且，本发明的高电压发生装置，可以根据工作频率确定最大导通时间，因而可以确定最大输出限制和开关电流的最大值，并且使得保护动作成为可能。

以下说明对开关元件27截止时所产生振荡电压的抑制。

图1例子中，2方面动作具有效果(振荡电压的抑制和高电压控制的辅助动作)。

第一方面的动作，是电源绕组29中升压变换器的动作。电源+B是由电源绕组29经二极管开关28与开关元件27的漏极连接的。此外，开关元件27进行开关动作。平滑电容器33可由其中某一电源绕组29经整流二极管31充电。所充电压通过初级绕组32开关。这时，初级绕组32因电感和分布电容等产生回扫电压。但由于二极管28的反向截止效应，该回扫电压未加到电源绕组29上。此外，电源绕组29和初级绕组32如图5所示，是配置在U字型磁芯53两芯柱位置的，因而耦合度可设定得较低(约0.7)。因而，通过将电源绕组29的升压变换器设定为连续模式，电源绕组29的电压峰值便为平滑电容器33的充电电压，电源绕组电压为方波(如图8所示)。

而初级绕组32的回扫脉冲则传送至高压一侧。经过升压的回扫脉冲由高电压绕组一侧整流。该经整流电压产生振荡。但由于电源绕组29的电压峰值被箝位，因而振荡电压可抑制在一定电平以下。

平滑电容器33的电压也随导通时间变化，因而进行例如提高高电压的控制时，平滑电容器33的电压也升高。电容器33电压的升高成为高电压升高控制的辅助动作。图8大致地示意该工作波形。

如图13所示剧烈的振荡电压如图8中所示未产生。因此开关27导通时，瞬间没有较高峰值电流流过。所以，没有产生图像噪声或给控制动作带来不良影响(起振、误动作)这些情况。

另一方面的动作，是通过感生绕组37及其两端连接的感生用二极管38、34对平滑电容器33或电源电压+B进行的能量再生动作。

该动作，使得初级绕组32产生的回扫脉冲经高电压整流电路将能量传送至次级一侧。而且，在该动作过程中，可经过感生绕组37使得系统内贮存的多余能量得到再生。

本实施例构成通过再生多余的能量，其效果在于，谋求振荡能量的减小，使振荡电压受到抑制。

而开关元件27截止、漏极电压升高时，该漏极电压通过电容器35加到电容器36上。二极管38因该动作变为反向偏置，故而截止。漏极电压通过电容器35加到感生绕组37低电位一侧电容器36上。感生绕组两端电压在高于平滑电容器33或电源电压+B之前，二极管34导通。这是第一再生动作。利用第一再生动作，电容器36便开始放电，变为0V。接着电容器36电压一旦变为0V，感生绕组37两端电压便升高，二极管38、34导通，进入第二再生动作。

二极管34导通之前，开关元件27的漏极串联连接有电容器35、36。二极管34一旦导通，电容器35便通过感生绕组37与电源连接。二极管34导通后的电容器只是电容器35，比二极管34导通前电容器35、36的合成电容有所增加。该动作利用电容值的增加，设定为经平缓的谐振进入箝位动作。因此，振荡电压可以抑制。尤其是高电压绕组产生的冲击激励电压成为无负载时高电压升高的主要因素，但本实施例构成却可以防止冲击激励电压的产生。

以下说明对开关元件27导通时所产生振荡电流的抑制。开关导通时的等效电路图为图7。高电压变压器的分布电容和漏磁电感的串联电路中有谐振电流流过，因而初级一侧漏极电流中也有振荡电流流过。作为防止振荡电流的措施，有图7所示的方法，在开关导通时在次级一侧设置能量消耗电路，来抑制振荡。

因此，在图1高电压发生变压器次级一侧设置一导通期间整流电路。高电压整流二极管41进行导通期间整流，充电电容器利用绕组39和42间的电容。而截止期间的电压经高电压整流二极管43整流，对绕组43和42间的电容充电。与负载电阻相当的是高电压检测电阻45、46和与电子束电流相当的等效电阻。检测电阻通常是较大数值(数百MΩ)，因而效果较小，但电子束电流一旦增加，效果就会变大。绕组39和42间连接电阻也可获得相同效果。另外，高电压整流二极管40是将高电压绕组脉冲电压分成为正负脉冲电压所用的二极管，不仅在降低分布电容方面有效，而且在振荡分量的抑制方面有效。

而现有方式(没有增加导通期间整流电路的方式)中，高电压绕组脉冲电压其导通期间部分对于高电压输出没有作用，但可以通过设置本导通期间整流电路，对高电压输出作出贡献，可提高高电压变压器的效率。

此外，本实施例构成，由于抑制振荡分量，因而可降低振荡电流所造成的电路元件的损耗和发热，以及变压器的损耗。

(实施例2)

用图说明实施例2的高电压发生电路。本实施例组成所给出的标号，对于与说明实施例1的图1相同功能的组成加上相同标号。

图2中，开关元件27用的是场效应型晶体管(MOSFET)。电源绕组29’通过二极管28与开关元件27的漏极连接，还通过整流二极管31与平滑电容器33和高电压变压器初级绕组32的低电压端子连接。而且，电源绕组29’和初级绕组32尽管磁耦合但完全隔离(结合度为0)。阻尼二极管30连接在电源绕组29’和地之间。初级绕组32的另一端与开关元件27的漏极连接。

箝位用二极管38、感生绕组37和箝位用二极管34串联连接。该串联电路二极管38的阳极接地。该串联电路中二极管34的阴极与平滑电容器33连接。电容器36与二极管38并联连接。电容器35连接在二极管38的阴极和开关元件27的漏极之间。如上文所述构成初级一侧的开关电路。

接下来驱动开关元件27控制极的构成，与实施例1中说明的相同，省略其说明。

高电压检测电路在构成上，也与实施例1中说明的相同，省略其说明。

本实施例的高电压发生电路其动作与导通、截止变换器等同。其动作与实施例1中说明的相同，省略其说明。

其输出功率P由下式表述(L为电感、I为电流、f为频率)。

P＝1/2LI²f                                                 …(1)

多重扫描动作当中，在如下条件下：

(a)电源电压：一定

(b)L：一定

(c)行偏转工作频率f[Hz]在例如30～90kHz(3倍)范围内变化时，

要得到同一输出功率，由式(1)可知，频率为30kHz时的电流为90kHz时电流的1.73倍(频率之比的平方根)。

具体来说，导通时间需要随工作频率变化。这一点对于多重扫描动作很重要。这一点也与实施例1中说明的相同，省略其说明。

本实施例2的高电压发生装置有诸多优点：

(a)与偏转频率同步开关；

(b)防止偏转消隐期间内开始导通所造成的噪声；

(c)防止偏转动作后因高电压发生动作开始所造成的CRT着屏点的灼烧；

(d)最大导通时间的频率。

高电压稳压动作，(a)例如高电压负载电流增加、高电压输出下降的话，高电压检测电路电阻46的两端电压也下降，(b)该信号输入至反相差分放大器51的检测端，与内部基准电压比较放大得到的反相差分放大器51的输出接近0V。此高电压稳压动作也与实施例1中说明的相同。

本实施例2的高电压发生装置，

(a)开关元件27的导通时间增加；

(b)高电压发生变压器初级一侧32的电流增加；

(c)开关元件27截止时产生的回扫脉冲电压也有提高；

(d)高电压输出则升高达到规定值为止。

而当高电压升高时，本实施例2的高电压发生装置进行与上述内容相反的动作，对高电压稳压进行控制。

本实施例2的高电压发生装置，

(a)可进行反馈控制，对输出电压和基准电压进行比较；

(b)适应工作频率的变化；

(c)实现高电压稳压控制。

而且，本发明的高电压发生装置，可以根据工作频率确定最大导通时间，因而可以确定最大输出限制和开关电流的最大值，并且使得保护动作成为可能。

上述实施例2的说明与实施例1中的说明相同。

以下说明对开关元件27截止时所产生振荡电压的抑制。

图2例子中，2方面动作具有效果。

第一方面的动作，是电源绕组29’中升压变换器的动作。电源+B是由电源绕组29’经二极管开关28与开关元件27的漏极连接的。此外，开关元件27进行开关动作。平滑电容器33可由其中某一电源绕组29’经整流二极管31充电。所充电压通过初级绕组32开关。这时，初级绕组32因电感和分布电容等产生回扫电压。但由于二极管28的反向截止效应，该回扫电压未加到电源绕组29’上。

由于电源绕组29’和初级绕组32磁耦合但完全分离(结合度0)，因而不干扰互相间的动作。尤其U字型磁芯单个芯柱设置电源绕组时，开关元件27导通时，电源绕组29中有电流流过。由于该电流，高电压变压器一侧的初级绕组其电感减小。所以，开关元件流过的电流峰值变大。本实施例2，由于电源绕组29’和初级绕组32尽管磁耦合但完全分离(结合度0)，因而开关元件27导通时，电源绕组29中有电流流过。但由于该电流，高电压变压器一侧初级绕组其电感没有减小。所以，开关元件中流过的电流峰值没有变大。由于这种构成，开关元件27的电流容量可能降低。因而，通过将电源绕组29’的升压变换器设定为连续模式，电源绕组29的电压峰值便为平滑电容器33的充电电压，电源绕组电压为方波(如图8所示)。

而初级绕组32的回扫脉冲则传送至高压一侧。经过升压的回扫脉冲由高电压绕组一侧整流。该经整流电压产生振荡。但由于电源绕组29’的电压峰值被箝位，因而振荡电压可抑制在一定电平以下。而且，平滑电容器33的电压也随导通时间变化，因而进行例如提高高电压的控制时，平滑电容器33的电压也升高。电容器33电压的升高成为高电压升高控制的辅助动作。图8示意该工作波形。

如图13所示剧烈的振荡电压如图8中所示未产生。因此开关27导通时，瞬间没有较高峰值电流流过。所以，没有产生图像噪声或给控制动作带来不良影响(起振、误动作)这些情况。

另一方面的动作，是通过感生绕组37及其两端连接的感生用二极管38、34对平滑电容器33或电源电压+B进行的能量再生动作。

该动作，使得初级绕组32产生的回扫脉冲经高电压整流电路将能量传送至次级一侧。而且，在该动作过程中，可经过感生绕组37使得系统内贮存的多余能量得到再生。

本实施例构成通过再生多余的能量，其效果在于，谋求振荡能量的减小，使振荡电压受到抑制。

而开关元件27截止、漏极电压升高时，该漏极电压通过电容器35加到电容器36上。二极管38因该动作变为反向偏置，故而截止。漏极电压通过电容器35加到感生绕组37低电位一侧电容器36上。感生绕组两端电压在高于平滑电容器33或电源电压+B之前，二极管34便导通。这是第一再生动作。利用第一再生动作，电容器36便开始放电，变为0V。接着电容器36电压一旦变为0V，感生绕组37两端电压便升高，二极管38、34导通，进入第二再生动作。

二极管34导通之前，开关元件27的漏极串联连接有电容器35、36。二极管34一旦导通，电容器35便通过感生绕组37与电源连接。二极管34导通后的电容器只是电容器35，比二极管34导通前电容器35、36的合成电容有所增加。该动作利用电容值的增加，设定为经平缓的谐振进入箝位动作。因此，振荡电压可以抑制。尤其是高电压绕组产生的冲击激励电压成为无负载时高电压升高的主要因素，但本实施例构成却可以防止冲击激励电压的产生。

以下说明对开关元件27导通时所产生振荡电流的抑制。开关导通时的等效电路图为图7。高电压变压器的分布电容和漏电感的串联电路中有谐振电流流过，因而初级一侧漏极电流中也有振荡电流流过。作为防止振荡电流的措施，有图7所示的方法，在开关导通时在次级一侧设置能量消耗电路，来抑制振荡。因此，在图2高电压发生变压器次级一侧设置一导通期间整流电路。高电压整流二极管41进行导通期间整流，充电电容器设置的是电容器53。而截止期间的电压经高电压整流二极管43整流，对电容器53充电。与负载电阻相当的是高电压检测电阻45、46和与电子束电流相当的等效电阻。检测电阻通常是较大数值(数百MΩ)，因而效果较小，但电子束电流一旦增加，效果就会变大。电容器53两端连接电阻也可获得相同效果。另外，高电压整流二极管40是将高电压绕组脉冲电压分成为正负所用的二极管，不仅在降低分布电容方面有效，而且在振荡分量的抑制方面有效。

而现有方式(没有增加导通期间整流电路的方式)中，高电压绕组脉冲电压其导通期间部分对于高电压输出没有作用，但可以通过设置本导通期间整流电路，对高电压输出发挥作用，可提高高电压变压器的效率。

此外，本实施例构成，由于抑制振荡分量，因而可降低振荡电流所造成的电路元件的损耗和发热，以及变压器的损耗。

(实施例3)

图9示出第二实施例适用于偏转-高电压一体化电路的场合。

图9的构成是除了现有技术说明(图14)中给出的高压补偿变压器69以外，还应用本发明的场合。

具体来说，变换消隐脉冲的电路构成为，

(a)偏转电路15的活动绕组6和绕组9中某一正极一侧串联连接二极管23的阳极，而阴极串联连接电阻22。

(b)该二极管23和电阻22的串联电路的两端并联连接电感器21。

(c)如图1所示，绕组6或绕组9的负极性一侧连接二极管24和电容器25组成的并联电路的阴极一侧，而阳极一侧与电阻22、二极管23、电感21所组成的电路另一端连接。

这样构成的变换电路的输出通过驱动脉冲电路26，与开关元件27的控制极连接。而该变换电路的输出则直接与开关元件27的控制极连接。

绕组6或绕组9的负极性一侧构成为

(a)与负电源52驱动的反相差分放大器51的输出(负载电阻49)连接，

(b)控制直流偏置电压。

高电压检测电路由电阻45、46和电容器47、48所组成的梯形电路构成。

该检测电路的低电压端子一侧与负电源52的负极端子连接。

分压检测电压加到反相差分放大器51的检测端子上。

反相差分放大器51的阳极与负电源52连接。

利用高电压检测的高电压稳压动作的反馈系统如上所述构成。

所进行的控制使得高电压控制对象第一高电压变压器60的输出与高电压补偿变压器69的输出之和一定。

以下对本高电压发生装置的动作进行说明。

(a)偏转电路15由行晶体管2、偏转线圈5、阻尼二极管3和偏转变压器(HOT)8形成偏转电流。

(b)消隐期间产生的消隐脉冲电压由与偏转变压器8或与偏转线圈5磁耦合的绕组6或绕组9输出。

(c)该绕组6或绕组9所发生的电压输入至电感器21、二极管23、24、电阻22和电容器25所组成的变换电路。

(d)该变换电路输出是包含图6所示谐振在内的拟合三角波输出。

(e)消隐脉冲上升沿的正值部分，二极管23导通，经电阻22对电容器25充电。消隐脉冲达到峰值开始下降的话，电容器25便经电感器21开始放电。消隐脉冲一旦为负值，二极管24便导通。此时按正向电压限幅。

(f)通过设定较长的电感器21和电容器25的谐振周期，可获得脉冲宽度比消隐脉冲宽的脉冲。此外，工作频率低时，可获得脉冲宽度宽的拟合三角波。

所以，本实施例3的构成，

(a)可得到超过该脉冲宽度的导通时间，

(b)使得尤其是低的工作频率时的控制范围拓宽，

(c)尤其是低的工作频率时，行偏转工作频率、高电压最大输出功率未下降。

而且，本实施例3的构成，消隐脉冲宽度比行偏转周期宽，没有开关不可靠的非饱和工作区，损耗的增加较少。

该电路构成，补偿变压器所处理的功率变小，振荡电流、电压的发生与图8所示情形相同。

本发明，(a)可以通过增加简单的拟合三角波变换电路，将偏转电路输出的消隐脉冲信号变换为拟合三角波，(b)与行偏转工作频率同步的高电压发生电路可由简单的开关电路和控制电路构成，并且(c)可适应较宽范围的工作频率。

尤其是可以简单地设定与各工作频率对应的最大导通时间这一方面，对开关电路动作的安全性具有有效的作用。

而且，可通过对振荡电压、电流的抑制，可经济、低成本地构成高效、噪声少的高电压发生装置。

本发明可适用于偏转-高电压独立电路和一体的电路，其他应用范围也很广。

此外，本实施例的构成由于抑制振荡分量，因而可以减小振荡电流造成的电路元件的损耗和发热以及变压器损耗。

Claims (12)

1.一种高电压发生装置，由具有初级绕组和高电压发生绕组的高电压变压器和开关元件所组成，其特征在于，包括：

(a)行工作频率的同步开关手段；

(b)作为高电压稳压手段，按行偏转工作频率将消隐脉冲电压变换为规定开关导通时间的变换电路；以及

(c)使所述变换电路得到的比较输出的直流偏置电压变化，控制开关元件导通时间的电路。

2.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，所述变换电路构成为

(a)与偏转电路的偏转变压器或偏转线圈磁耦合的绕组输出的消隐脉冲其正极性一侧连接有第一二极管的阳极，而阴极连接有电阻；

(b)该所述第一二极管和所述电阻组成的串联电路并联连接有电感器；

(c)所述绕组负极性一侧连接第二二极管和电容器组成的并联电路的阴极一侧；

(d)所述第二二极管的阳极一侧与所述电阻、第一二极管、电感器所组成的电路另一端连接。

3.如权利要求2所述的高电压发生装置，其特征在于，所述变换电路的输出(a)采用一电路设定为可获得脉冲宽度的平方与工作频率的乘积一定的拟合三角波；

(b)将它作为比较波，根据工作频率输出规定的导通时间。

4.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，作为高电压稳压手段，具有高电压检测电路和误差放大器，控制比较输出波形的直流偏置电压。

5.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，作为所述开关元件导通期间所产生振荡电压的抑制手段，

(a)在U字型磁芯一个芯柱处设置一电源绕组，

-所述电源绕组一端连接有电源，

-所述电源绕组另一端连接有二极管的阳极，而所述二极管的阴极与开关元件的漏极连接，

-所述电源绕组另一端连接有阻尼二极管的阴极，而所述阻尼二极管的阳极接地，

-所述电源绕组另一端连接有整流二极管的阳极；

(b)所述整流二极管的阴极，与卷绕在U字型磁芯另一芯柱上的初级绕组的反向极性端连接，

-所述初级绕组反向极性端通过平滑电容器接地，

-所述初级绕组正向极性端与开关元件的漏极连接；

(c)所述开关元件的源极接地。

6.如权利要求5所述的高电压发生装置，其特征在于，

(a)所述开关元件的控制极加有控制极驱动电压；

(b)使所述电源绕组一侧开关动作进行接近连续模式的动作；

(c)使所述初级绕组一侧开关动作按不连续模式动作进行。

7.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，作为所述开关元件截止期间所产生振荡电压的抑制手段，

(a)设置一与初级绕组磁耦合但完全隔离的电源绕组，

-所述电源绕组一端连接有电源，

-所述电源绕组另一端连接有二极管的阳极，而阴极与开关元件的漏极连接，

-所述电源绕组另一端连接有阻尼二极管的阴极，而阳极接地，

-所述电源绕组另一端连接有整流二极管的阳极；

(b)所述整流二极管的阴极，与卷绕在高电压发生一侧的磁芯上的初级绕组的反向极性端连接，通过平滑电容器接地；

(c)初级绕组的正向极性端与所述开关元件的漏极连接，而开关元件的源极接地。

8.如权利要求7所述的高电压发生装置，其特征在于，

(a)所述开关元件的控制极加有控制极驱动电压；

(b)使电源绕组一侧开关动作进行接近连续模式的动作；

(c)使初级绕组一侧开关动作按不连续模式动作进行。

9.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，作为所述开关元件截止期间所产生振荡电压的抑制手段，

(a)设置一感生绕组；

(b)反向极性端接地；

(c)正向极性端连接有感生用二极管阳极，而感生用二极管阴极与电源或平滑电容器的正极端连接，

具有能量再生动作。

10.如权利要求9所述的高电压发生装置，其特征在于，

(a)所述感生绕组反向极性端连接有第二感生二极管的阴极；

(b)所述感生二极管的阳极接地；

(c)第二感生二极管两端连接有电容器；

(d)第二感生二极管的阴极和开关元件的漏极连接有电容器。

11.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，

(a)具有与初级绕组同轴分层卷绕的正向分层绕组的高电压绕组，其第一层绕组始端连接第一高电压整流二极管的阴极和第二高电压整流二极管的阳极；

(b)第一高电压整流二极管的阳极接地；

(c)第二高电压整流二极管的阴极与第二层绕组末端连接；

(d)第三高电压整流二极管的阳极与第二层绕组末端连接，而阴极与第三层绕组始端连接；

(e)接下来通过分层绕组与高电压整流二极管的串联连接构成；

(f)最终分层绕组的末端连接有最终高电压整流二极管的阳极，而阴极与高电压平滑电容器连接；

这样得到高电压输出，以抑制所述开关元件导通时的振荡电流。

12.如权利要求1所述的高电压发生装置，其特征在于，

(a)具有与初级绕组同轴分层卷绕的正向分层绕组的高电压绕组，其第一层绕组始端连接电容器一端，而另一端连接有第一高电压整流二极管的阴极和第二高电压整流二极管的阳极；

(b)第一高电压整流二极管的阳极接地；

(c)第二高电压整流二极管的阴极与第一层绕组末端连接；

(d)第二高电压整流二极管的阳极与第一层绕组末端连接，而阴极与第二层绕组始端连接；

(e)接下来使分层绕组与高电压整流二极管串联连接；

(f)最终分层绕组的末端连接有最终高电压整流二极管的阳极，而阴极与高电压平滑电容器连接；

这样得到高电压输出，以抑制所述开关元件导通时的振荡电流。

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