CN1243629A - 数据传输方法和无线系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种数据传输方法和一种无线系统,前述无线系统包括至少一个基站和用户终端。在该方法中,每个发射机(30)通过OFDMA调制器(33)将基准载波基本随机地分布在所用频带中,从而接收机(31)可以利用该基准载波信号进行同步。

Description

数据传输方法和无线系统

本发明涉及无线系统中采用的一种数据传输方法，前述无线系统包括至少一个基站和用户终端，它们利用多载波调制所生成的基准载波，调制需要在多载波调制的副载波上发送的信号，并在所用的频带中发送基准信号。

本发明还涉及一种包括至少一个基站和用户终端的无线系统，前述用户终端包括发射机和接收机，用以多载波调制需要在副载波上发送的信号，并收发在基准载波上经多载波调制的基准信号。

在OFDMA方法(正交频分多址)中，在最好分布在较宽频带的副载波上调制需要发送的信号码元的扩频编码串。OFDMA调制一般通过逆傅立叶变换来完成。

在现有技术方案中，无线系统的导频信号也采用基准载波发送，基准载波的使用例如有助于同步，并可以生成信道估计。在需要发送的数据频带中加入基准载波。在基准载波上发送其码元编号对应于副载波编号的预定码元或码元序列。每个副载波在每个时隙中发送相同的基准码元，这样易于区分同时发送的数据的基准码元和OFDM码元。

OFDMA信号的收发使得差分编码和检测的使用成为可能，从而不需要生成信道估计。但是，差分检测的性能不如相干检测，后者锁定了接收信号的相位。

在相干接收中，可以在时间和频率上内插基准载波，紧邻副载波发送，从而为数据信号的每个副载波生成信道估计。但是，与理想信道估计相比，这种本地内插以生成信道估计的方法使误码率大大增加。如果信道属性的变化与数据码元的时长相比较慢，则针对前一码元作出的判定也可以用于信道估计的生成。但是，信道估计器不可能以判定反馈方式工作，因为估计器需要估计初始值以使判定有意义。此外，信道估计器不能应用于采用跳频的系统。

本发明的目的是在采用多载波调制的无线系统中实现一种相干信号接收，在该无线系统中，信道估计的生成不需要内插或前一码元的估计。另一目的是使得相干接收也可用于采用跳频的系统。

这通过前序中提出的方法实现，其特征在于，基准载波基本随机地分布在所用频带中。

本发明的无线系统的特征在于，无线系统的发射机将基准载波基本随机地分布于所用频带中。

本发明的方法具有很大的优点。可以精确地估计数据传输信道的间隙，从而使得接收机可以使用相干检测。

下面结合附图的例子详细描述本发明，在附图中

图1示出了一种无线系统；

图2示出了OFDM码元的自相关；

图3是发射机和接收机的流程图；以及

图4是接收机的信道估计器的流程图。

本发明的方案尤其适用于OFDMA或OFDMA/CDMA无线系统，但不局限于这些系统。

在CDMA方法(码分多址)中，将用户的窄带数据信号乘上一个扩频码，将该数据信号扩频到相当宽的频带，前述扩频码的频率比该数据信号高得多。通过相乘，该数据信号扩频到整个可用的频带。所有用户使用该相同频带同时发送。其目标是选择扩频码，使得它们之间基本正交，即彼此的相关尽可能小。

在以常规方式实现的CDMA接收机中，将数据信号再次采上与发送阶段相同的扩频码，使其转移到原频带。其它用户的信号会引起接收信号的失真，从而使所需信号的检测变得复杂。用户彼此之间引起的这种干扰称为多址干扰。

图1示出了一种典型的数字无线系统，包括基站1，用户终端2-4，以及基站控制器5。基站1通过信号6-8与用户终端2-4通信。基站1通过数据传输链路9与基站控制器5通信。用户终端2-4通常是移动电话。基站1和用户终端2-4之间的信号6-8包括数字化信息，该信息是用户所产生的语音或数据信息，或者无线系统所生成的控制信息。

现在让我们详细考察本发明的方法，本发明的方案基于CDMA/OFDMA方法。例如通过将每个包括一位比特或比特组合的待发送码元乘上频率比待发送码元频率高的扩频码V，以创新方法实现了基准信号或数据信号的CDMA类型的扩频，扩频码V最好是彼此基本正交，即它们之间的相关尽可能小的Walsh-Hadamard码。扩频码基准码元和数据码元最好通过相加连接到码元的连续扩频编码串。者在数学上可以如下表示： $U=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{V}_i=[u_0,u_1,...,u_{N_s-1}],----\left(1\right)$

其中N_s是扩频码V_i的长度，通过映射b_i∈[-1，1]，b_I代表了发送的比特。

OFDM信号则可以表示成以下形式： $y\left(n{t}_s\right)={(-1)}^n\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^1{u}_i^1{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{1N_s+i^t}}+N\left(t\right),----\left(2\right)$

其中

，T＝T_s+δ，δ是保护时间，N是多载波调制的副载波总量，T_s是码元时长，N(t)是加入信号的噪声，T_s是采样频率，f₀是最低载波的频率。应当注意到，[H_i ¹ u_i ¹]是信号集

的离散傅立叶变换(DFT)。根据待发送信号，按照现有技术，例如通过离散逆傅立叶变换，生成CDMA/OFDMA无线系统的副载波。这样，DFT实现了接收的滤波器组，该组中的每个滤波器用于一个复用的副载波。DFT变换最好按照现有技术以快速傅立叶变换或FFT变换形式实现。这样，通过FFT变换可以生成OFDMA信号。如果优选地在每个码元之间保留比信道脉冲响应长的保护时间δ，因为信道属性的变化比码元时长慢，所以接收中不会混淆了这些码元。CDMA/OFDMA技术例如在以下出版物中详细描述：Performance of CDMA/OFDMA for Mobile Communication System，Khaled Frazel，IEEE ICUP’93，pp.975-979，1993，此处将其引入作为参考。

如果接收到按照本发明的CDMA/OFDMA信号，最好以例如FFT变换的形式对其进行OFDMA解调，并通过以下方案共同检测： $\hat{x}=\mathrm{sgn}{H}^{-1}y=R^{-1}\tilde{y},----\left(3\right)$

其中

是发送的基准信号或数据信号的码元/比特，H^-1是扩频码V互相干矩阵的逆矩阵，y是例如在匹配滤波器输出端接收的信号，R^-1是归一化的互相干矩阵， 是匹配滤波器的归一化输出，匹配滤波器通常用于接收机以修正信道所引起的信号失真。

现在让我们详细考察本发明的方案。基准载波基本随机地分布于所用的频带。通过生成随机数字实现随机，或更精确地说是伪随机，前述随机数字指出了所用频带中所需数量的可能载波。基准载波用于相干接收，其频率例如通过线性适配生成公式确定：

f_n＝(af_n-1+b)mod N，                    (4)

其中a和b是常量，N是所用频带中的载波最大数量，f_n是决定所需基准载波频率的基准编号，f_n-1是前一迭代期间决定所需基准载波频率的基准编号。选择预定数量P个载波，该数量小于载波的最大数量N，即P＜N。基准编号f_n-1的迭代初始值，或第一值可以自由选择。不同初始值导致基准信号在所用频带中的不同伪随机分布。在可用的整个频带中可以指出N个由基准编号指示的不同载频。下面给出如何使用这些基准编号的一个例子，800MHz-900MHz范围内的100MHz可以划分成N＝1001种可能的具有特定基准编号的不同载频；800MHz(基准编号1)，800，1MHz(基准编号2)，…，以及900MHz(基准编号1001)。基准编号不需要以其所指示的频率的大小为序，而是可以以任意次序指向不同频率。不论如何进行引用，通过生成在1-1001之间的基准编号可以确定一个载频。基准载波最好均匀地分布在所用频带，从而统计意义上，所用频带的所有部分都包含许多载波。因为衰落取决于频率，所以这改进了连接的质量。

随机可以采用M序列(最大长度序列)实现。M序列不完全正交，它们具有窄的自相关峰值。M序列按照现有技术通过具有反馈分支的移位寄存器来生成。如果移位寄存器的长度是n，则序列的长度是2ⁿ-1。预先确定频带中的基准载波的编号，M序列的预定连续比特生成决定基准载波频率的基准编号，其方式与采用线性适配生成公式(4)相同，从而基准载波通过M序列分布在所用频带中。

在本发明的优选实施例中，基准载波也可以跳频，从而M序列在预定时间段之后按照线性适配生成公式(4)或新公式生成基准载波的频率。在跳频中最好逐个码元改变基准载波的频率。

本发明方案的接收则以下述方式实现：利用不同基准载波为相干检测生成信道估计，通过前述相干检测例如检测出数据信号。为了生成信道估计，首先计算在基准载波上接收的码元和基准码元之间的相关。该相关结果最好描述了每个副载波的脉冲响应。因为接收码元在理想情况下应当精确地对应于预定基准码码元，所以彼此之间码元的偏移是信道对基准频率上发送的信号和数据信号所引起失真的一种估计。信道估计最好通过设置相关的阈值，并根据阈值相关计算傅立叶变换来生成，从而相关被变换到频率空间，并得到频率特定/副载波特定的信道估计。信道估计可以逐个码元生成，或者通过平均多个临时连续的码元生成。卷积积分变换在此可以作为傅立叶变换的等价变换实现；卷积积分变换的例子是拉普拉斯变换和Z变换，通过这些变换可以实现本发明的方案。

图2示出了OFDM系统的自相关，如果N＝2048种频带中可能的基准载频，P＝128中所用的基准载波。基准载波最好通过通用公式f_n＝(af_n-1+b)mod N生成，其中a和b是常量。此处，a是a＝13，b是b＝511，因此，生成公式是f_n＝(13f_n-1+511)mod 2048。初始值f_n-1＝0。根据变量x在其通用模式中计算自相关r_xx，变量x可以是OFDM码元，计算公式如下： $r_{\mathrm{xx}}\left(\mathrm{\Δ}\right)=\underset{i=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\·X_{i+\mathrm{\Δ}}^{*},----\left(5\right)$

其中Q最好是码元数量，*表示复共轭。可以如公式(5)所示计算互相关r_xy,但不同于变量x，在该公式中变量x_i或x^* _i+Δ被替换成变量y_i或y^* _i+Δ。在生成与相关峰值21相关的码元时，相关峰值的值可以直接基于所用副载波的编号P。如果码元间出现转变，即Δ≠0，且频率f_n均匀分布在所用频带上，如果码元元素编号较大，则自相关期望值接近0。码元元素最好是以已知方式映射到值-1和1的比特。从0处的偏移生成了理论上的类噪声行为，这以值22表示。生成的接收信号相关被设置阈值，使得它能消除理论噪声22，但留下了信道中生成的实际噪声。

在通用模式中，以积分方式如下计算傅立叶变换和逆傅立叶变换：

其中 表示傅立叶变换，

表示逆傅立叶变换，f(t)是时间t的函数，F(ω)是傅立叶变换函数，ω是频率变量，i是虚单位，∏表示数pi。在数字系统中，这两种傅立叶变换积分都通过累加计算，其中包括需要累加的N项。但是，FFT变换和IFFT变换(快速傅立叶变换和逆快速傅立叶变换)中操作的数量得到大幅度减少。傅立叶变换一般需要W²操作，但FFT变换最好可以通过W^*log₂(W)次操作完成(Danielson-Lanczos定理)，其中W代表变换中的元素数量。因为通过相关所计算的副载波的脉冲响应长度受限，所以导致计算信道估计的FFT输入数据信号为0。在本创新方案中最好将其考虑在内，并计算部分FFT变换。因此，避免了不必要的操作。

如果需要计算的第二变量是一个常量，则相关还可以以FIR滤波或卷积形式来计算。卷积则可以通过傅立叶变换频率空间中的乘法来计算。这尤其适合基准载波编号较大的情况。在相乘之后，乘积被逆变换回时间空间。因为相关要求O(W²)次操作，而傅立叶变换仅需要O(W log W)次操作，所以最好采用傅立叶变换，其中操作符O指示了算法的复杂性，或‘度’。

在最简单形式下，计算相关的FIR滤波器形成了移位寄存器，移位寄存器中每个寄存器元素的内容由分支乘法器加权并累加。在时间上，FIR滤波器的输出y(t)可以按以下公式给出： $y\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)\×(t-\mathrm{k\Δt}),----\left(7\right)$

其中h(k)是分支k的分支乘法器，Δt是延时，x是变量。公式(7)类似于卷积公式。此外，在基准信号中将数据载波幅度设为0，从而本创新方案中避免了数据信号中发送的实际信息的互相关影响。

现在让我们详细考察本发明无线系统的发射机和接收机。图3的发射机30包括复用器32，进行OFDM调制的装置33和天线34。图3的接收机31包括天线34，进行OFDM解调的装置35，检测装置36，生成信道估计的装置37和控制装置38。发射机30和接收机31实现了本发明的方法。复用器32选择需要发送的序列，该序列是例如数据码元序列或基准码元序列。装置33中通过K个副载波调制基准序列的预定的K个码元，装置33是一个OFDM调制器。本发明的OFDM调制器通过本发明方法将基准信号随机分布到所用的频带中。按照现有技术通过天线34发送副载波调制后的和信号。

在接收机天线34接收到信号时，装置35最好通过FFT变换释放所需信号或信号的副载波调制。装置36按照现有技术指示解调信号。装置37生成信道估计，在装置36中检测信号时使用该信道估计。控制装置38最好控制发射机30和接收机31的操作。

图4示出了装置37的详细的流程图。装置37，即信道估计器包括相关器41，阈值装置42和生成傅立叶变换的装置43。在相关器41中计算信号和基准信号之间的相关。这按照公式(5)所示的直接相关计算方式，以傅立叶变换后的信号输入的逆傅立叶变换方式，或者按照公式(7)所示的FIR滤波方式进行。相关受装置42中阈值限制，因为通过设置阈值可以消除理论干扰值22，并检测出实际干扰编号。傅立叶变换最好是快速傅立叶变换，它由装置43生成。傅立叶变换相关结果代表了信道估计。

尽管以上针对附图的例子描述了本发明，但显然本发明并不局限于次，在后附权利要求书所公开的创新思想范围内可以通过多种方式予以改进。

Claims (16)

1.无线系统中采用的一种数据传输方法，前述无线系统包括至少一个基站(1)和用户终端(2-4)，它们利用多载波调制所生成的基准载波，调制需要在多载波调制的副载波上发送的信号，并在所用频带中发送基准信号(6-8)，其特征在于，基准载波基本随机地分布在所用频带中。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，在接收到基准载波时，利用相干检测的基准载波生成副载波的信道估计。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，基准载波均匀地分布在所用频带中。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于，基准载波具有一个基准编号，以及

采用以下基于迭代的线性适配生成公式将基准载波分布到所用频带中：

f_n＝(af_n-1+b)mod N，

其中a和b是常量，N是所用频带中的载波最大数量，f_n是决定所需基准载波的基准编号，f_n-1是前一迭代期间生成的决定所需基准载波的基准编号，作为初始值，基准编号fn_-1的值可以自由选择。

5.根据权利要求1的方法，其特征在于，基准载波具有一个基准编号，以及

通过M序列为所用频带选择基准载波，由M序列的预定连续比特生成决定基准载波的基准编号。

6.根据权利要求2的方法，其特征在于，当在基准载波上发送包含预定基准码元的OFDM信号时，计算接收的OFDM信号码元和预定基准码元之间的相关，对相关进行阈值限制，并根据阈值限制后的相关计算傅立叶变换，从而生成信道估计。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，如下计算相关：对接收的OFDM信号码元和基准码元进行傅立叶变换，将傅立叶变换后的基准载波接收码元和基准码元彼此相乘，逆傅立叶变换经傅立叶变换并相乘后的基准载波接收码元和基准码元。

8.根据权利要求1的方法，其特征在于，基准载波可以跳频。

9.一种包括至少一个基站和用户终端的无线系统，前述用户终端包括发射机(30)和接收机(31)，用以多载波调制需要在副载波上发送的信号，并收发在基准载波上经多载波调制的基准信号，其特征在于，无线系统的发射机(30)将基准载波基本随机地分布到所用频带中。

10.根据权利要求9的无线系统，其特征在于，发射机(30)将基准载波均匀地分布在所用频带中。

11.根据权利要求9的无线系统，其特征在于，基准载波具有一个基准编号，以及

发射机(30)采用以下基于迭代的线性适配生成公式将基准载波分布到所用频带中：

f_n＝(af_n-1+b)mod N，

其中a和b是常量，N是所用频带中的基准载波的总数量，f_n是决定所需基准载波频率的基准编号，f_n-1是前一迭代期间生成的决定所需基准载波频率的基准编号，作为初始值，基准编号f_n-1的值可以自由选择。

12.根据权利要求9的无线系统，其特征在于，基准载波具有一个基准编号，以及

发射机(30)通过M序列在所用频带中分布基准载波，由M序列的预定连续比特生成决定基准载波频率的基准编号。

13.根据权利要求9的无线系统，其特征在于，接收机(31)利用相干检测的基准载波生成副载波的信道估计。

14.根据权利要求13的无线系统，其特征在于，当发射机(30)在基准载波上发送包含预定基准码元的OFDM信号时，接收机(31)计算接收的OFDM信号码元和基准码元之间的相关，对相关进行阈值限制，并根据阈值限制后的相关计算傅立叶变换，从而生成信道估计。

15.根据权利要求14的无线系统，其特征在于，接收机(31)如下计算相关：对OFDM信号码元和基准码元进行傅立叶变换，将傅立叶变换后的基准载波码元和基准码元彼此相乘，逆傅立叶变换经傅立叶变换并相乘后的基准载波码元和基准码元。

16.根据权利要求9的无线系统，其特征在于，发射机(30)可以对基准载波进行跳频。

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