JP4838185B2 - マルチキャリア伝送方法、マルチキャリア変調信号送信装置、マルチキャリア変調信号受信装置、マルチキャリア変調信号送信方法、及びパイロット信号生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、パイロット信号を用いて伝送路特性を推定する方法に関し、特にマルチキャリア変調方式において好適な推定方法に関する。

無線通信又は有線通信において、マルチキャリア変調が広く使われている。マルチキャリア変調方式は、複数の搬送波に送信データを分割して割り当てて、それぞれ割り当てられた送信データで各々の搬送波を変調して多重する方法である。マルチキャリア変調方式の一種であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が、地上波デジタルテレビジョン放送、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、ｘＤＳＬ（ｘ Digital Subscriber Line）、及び電力線通信（ＰＬＣ：Power Line Communication）等の分野において広く実用に供されている。具体的な応用例として、地上波デジタルテレビジョン放送ではＤＶＢ−Ｔ、無線ＬＡＮではＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ｘＤＳＬではＡＤＳＬ、及び電力線通信ではＨｏｍｅＰｌｕｇ等が挙げられる。このＯＦＤＭは、特に他のマルチキャリア変調方式と区別する場合において、ＯＦＤＭ／ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）型マルチキャリア変調方式又は単にＯＦＤＭ／ＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＱＡＭの原理は、非特許文献１に記載されている。
ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、シンボル毎に複数の搬送波に複素ベクトル変調を施して多重するマルチキャリア変調方式である。１つのシンボル期間は、ガード期間と有効シンボル期間とからなる。無線移動体通信においては、電波の反射によって様々に遅延して到来する複数の送信信号を多重受信するマルチパス伝搬が、しばしば問題となる。ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、ガード期間を有することで、マルチパスによる複数の到来波の時間差を許容して複数の搬送波間の直交性を保てるため、シンボル間干渉及びキャリア間干渉を生じることなく送信信号を受信できる。地上波デジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮ等の無線通信分野では、このようなＯＦＤＭ／ＱＡＭのマルチパス伝搬に対する耐性が利用されている。

しかしながら、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおいて、ガード期間は、マルチパスを吸収するために使用されるだけで有効な情報を伝送しない。このため、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、スペクトル効率が低い、又はその代償として損失を伴うという課題を有している。また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、マルチパスの遅延時間差がガード期間を超えた場合に急激に伝送品質が劣化し、狭帯域干渉信号をフィルタリングする効果が不十分であるという課題を有している。

上記の課題を解決する他のマルチキャリア変調方式として、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Offset Quadrature Amplitude Modulation）型マルチキャリア変調方式が知られている。以下の説明において、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調方式を単にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの原理は、非特許文献２に記載されている。
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、シンボル毎に複数の搬送波に振幅変調を施して多重するマルチキャリア変調方式である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、互いに隣接するシンボル間又は互いに隣接する搬送波間で変調する位相をπ／２ラジアン異ならせており、シンボルの時間間隔Ｔｓと搬送波の周波数間隔ｆｓとはＴｓ＝１／（２ｆｓ）の関係がある。このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、搬送波の周波数間隔ｆｓを同じにしてＯＦＤＭ／ＱＡＭと比較すると、約半分のシンボル時間間隔で交互に直交する位相軸に振幅変調を施すことに留意されたい。

本発明の適応対象となるＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの特徴を有する変調方式は、全てＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとして取り扱う。例えば、非特許文献３に述べられている有限時間直交マルチキャリア変調、非特許文献４で述べられているＤＷＭＴ（Discrete Wavelet Multitone）、非特許文献５で述べられている拡張重複変換（Extended Lapped Transform ）、及び特許文献１や特許文献２で開示されている実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたデジタル変復調処理によるマルチキャリア伝送方法（ＤＷＭＣ伝送方法）は、同種とみなして、以下の説明ではＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと総称する。

図１４は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間−周波数応答の一例を示す図である。図１４の（ａ）は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間応答を、図１４の（ｂ）は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の周波数応答をそれぞれ示す。

図１４の（ａ）では、横軸は時間を縦軸は振幅を表し、３シンボル分のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間応答Ｓｔ−１、Ｓｔ、Ｓｔ＋１を独立に示している。１シンボル分のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間応答の期間が、複数のシンボル時間間隔（図１４の（ａ）の例では４Ｔｓ）にわたっており、時間軸方向に各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間応答が互いにオーバーラップしていることがわかる。以下では、このＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間応答期間を、オーバーラップシンボル数と称する。従って、図１４の（ａ）の例では、オーバーラップシンボル数は４となる。ここで、オーバーラップシンボル数をＫと、サブキャリアの総数をＭとすると、シンボルサンプリング長はＫＭとなる。

図１４の（ｂ）では、横軸は周波数を縦軸はスペクトル強度を表し、３つのサブキャリアをそれぞれ送信データで変調した場合の周波数応答であるサブキャリア変調スペクトルｆｃ１〜ｆｃ３を独立に示している。図１４の（ｂ）から分かるように、サブキャリア変調スペクトルｆｃ１〜ｆｃ３は互いにオーバーラップしている。このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号は、時間方向と周波数方向との両方にオーバーラップしているため、各シンボルにおけるＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号は、その前後のシンボル及び隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号から干渉を受ける。しかし、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、変調情報である実軸成分（振幅成分）と直交関係にある虚軸成分だけに、上記ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号からの干渉を発生させるので、各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号は互いに直交性を維持している。

一方、ＯＦＤＭ／ＱＡＭを応用したシステムにおいて、伝送路特性や送信機と受信機との間の周波数及び位相の誤差等を推定するために、送信機及び受信機で相互に既知であるパイロット信号と称されるリファレンス信号が挿入されたフレームフォーマットが用いられている。このようなＯＦＤＭ／ＱＡＭを応用したシステムとしては、無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ８０２．１１ａがある。

ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、各シンボル間及び各サブキャリア間共にＯＦＤＭ／ＱＡＭ型変調信号の干渉がゼロになるように直交性を保っている。このため、図１５Ａに示したように、時間−周波数平面に各ＯＦＤＭ／ＱＡＭ型変調信号を配置した図面において、１シンボルかつ１サブキャリア単位で自由にパイロット信号を配置した変調信号を使用することができる。図１５Ｂは、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおいて伝送路の変動及び雑音がないと仮定した場合の、パイロット信号の変調ベクトル及び復調ベクトルを複素平面上に示した図である。この場合、変調ベクトルと復調ベクトルとが一致している。このように、ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、伝送路の変動がない環境下ではパイロット信号の変調ベクトルと復調ベクトルとが一致するため、受信機は、パイロット信号の復調ベクトルを予め予測することができる。以下では、この受信機において既知の復調ベクトルを理想復調ベクトルと称するものとする。ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、理想復調ベクトルと実際に受信したパイロット信号の復調ベクトルとの変動量を算出することによって、伝送路特性を推定することができる。

しかしながら、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、ＯＦＤＭ／ＱＡＭと同様に、パイロット信号を１シンボルかつ１サブキャリア単位で自由に配置した変調信号を適応することはできない。上述したように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号は、その前後のシンボル及び隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＱＯＡＭ型変調信号の虚軸成分に干渉を発生させる。従って、パイロットキャリアとして割り当てたサブキャリアを実軸成分のみからなる既知振幅のパイロット信号で変調したとしても、前後のシンボル及び隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号から干渉を受け、パイロット信号の復調ベクトルには虚軸成分が発生する。このことを、図１６を用いて説明する。

図１６は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて振幅値が“１”の実軸成分のみからなるパイロット信号を、伝送路の変動及び雑音がない環境下で受信し、復調した時の理想復調ベクトルが存在する範囲を複素平面上で示した図である。図１６に示すように、振幅値が“１”の実軸成分のみから成るパイロット信号の理想復調ベクトルは、図１６の直線Ｌ０上のいずれかに存在し、一意に固定されない。これは上述したように、前後のシンボル及び隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号から受ける虚軸成分に発生する干渉に起因し、その虚軸成分に発生する干渉量は、前後のシンボル及び隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号が持つ値に依存するという不確定性を有するためである。

このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、ＯＦＤＭ／ＱＡＭのように既知振幅を有するパイロット信号を送信したとしても、パイロット信号の理想復調ベクトルは、前後のシンボル及び隣接サブキャリアの受信機では既知ではないＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号からの干渉による不確定な虚軸成分を有し、一意に定まらない。よって、受信機は、ＯＦＤＭ／ＱＡＭのように、パイロット信号の理想復調ベクトルと実際に受信したパイロット信号の復調ベクトルとの変動量を求めることができず、伝送路特性を正しく推定することができない。

この課題を解決する、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでの伝送路特性の推定手法として、例えば特許文献１や特許文献２に記載の方法が提案されている。
特許文献１に開示されている従来のマルチキャリア変調では、三種類の伝送路特性の推定手法を記載している。特許文献１の第一手法では、オーバーラップシンボル数をＫとしたとき、２Ｋ−１シンボル以上にわたって全サブキャリアを同一のパイロット信号で変調して得られる連続パイロット信号が用いられている。

まず、特許文献１の第一手法について説明する。
図１７Ａ及びＢは、特許文献１の第一手法におけるパイロット信号を表す概念図である。図１７Ａは、第一手法で用いるフレームフォーマットの一部を示す図である。図１７Ｂは、パイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を表す概略図である。図１７Ａにおいて、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を、縦軸はシンボルの時間方向の配置を表している。図１７Ａの網掛けで示したように、この第一手法では、連続パイロット信号は、全サブキャリアを同一のパイロット信号で２Ｋ−１シンボル以上にわたって変調して得られる。

図１７Ｂにおいて、横軸は周波数を、縦軸はスペクトル強度を表している。連続パイロット信号のスペクトルは、各サブキャリア変調スペクトル間の中央に輝線スペクトルとして現れる。図１７Ｂは、連続パイロット信号のスペクトルｆｐ１〜ｆｐ３のみを示した例である。連続パイロット信号のスペクトルと各サブキャリア変調スペクトルとの周波数関係が図１７Ｂに示した関係となる理由は、連続パイロット信号は、時間間隔Ｔｓで繰り返す同一のパイロット信号で構成されているため、連続パイロット信号のスペクトルは周波数軸上で１／Ｔｓの間隔で繰り返し現れるのに対し、サブキャリア変調スペクトルの周波数間隔は１／（２Ｔｓ）であるからである。

また、オーバーラップシンボル数がＫであるため、連続パイロット信号のＫシンボル目以降は、前後の受信機において未知のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号がオーバーラップしない区間となる。そのため、連続パイロット信号に含まれるパイロット信号の理想復調ベクトルには、受信機において未知のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号による不確定な虚軸方向の干渉が発生せず、パイロット信号の理想復調ベクトルは、受信機において既知の一点に固定される。そこで、特許文献１の第一手法は、受信機で既知の理想復調ベクトルと実際に受信したパイロット信号の復調ベクトルとの変動量を算出することにより、伝送路特性を推定している。

図１８は、特許文献１の第一手法における伝送路特性の推定手法を示す概念図である。図１８では、パイロット信号の理想復調ベクトル（点Ａ）と実際に受信したパイロット信号の復調ベクトル（点Ｂ）とを、複素平面上で示している。パイロット信号の理想復調ベクトルが点Ａの一点に固定されるため、実際に受信したパイロット信号の復調ベクトルとの変動量が算出可能であることを示している。

このように、全サブキャリアを同一のパイロット信号で、２Ｋ−１シンボル以上にわたって変調して得られる連続パイロット信号を用いることで、パイロット信号の理想復調ベクトルを一点に固定し、伝送路特性の推定を可能にしている。

次に、特許文献１の第二手法について説明する。
図１９は、第二手法で用いるフレームフォーマットの一部を示す図である。図１９において、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を、縦軸はシンボルの時間方向の配置を表している。この第二手法では、全サブキャリアをパイロット信号で１シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満（図１９では３シンボル）にわたって変調して得られる、短連続パイロット信号が用いられる。

この１シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満の時間を有する短連続パイロット信号は、どの区間においても、短連続パイロット信号前後に存在する、受信機において未知のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号がオーバーラップするため、パイロット信号の理想復調ベクトルには前後のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号によって常に不確定な虚軸成分の干渉が生じる。そのため、パイロット信号の理想復調ベクトルは一点には固定されず、受信機において未知となる。そこで、第二手法では、隣接する２つのサブキャリアにおける伝送路特性がほぼ同じであることを利用し、同一時間における隣接する２つのサブキャリアのパイロット信号の理想復調ベクトルに基づいて、伝送路特性を推定している。

図２０は、特許文献１の第二手法における伝送路特性の推定手法を示す概念図である。図２０では、ｍ番目のサブキャリア（図１９中のいずれか１つの任意のサブキャリア）における復調ベクトルから求められた信号点を点Ｒｍと、ｍ番目のサブキャリアに隣接するｍ＋１番目のサブキャリアにおける復調ベクトルから求められた信号点を点Ｒｍ＋１とする。また、図２０中の直線Ｌ０は、伝送路の変動と雑音がない場合のｍ番目のサブキャリア及びｍ＋１番目のサブキャリアのパイロットキャリアを復調して得られるパイロット信号の理想復調ベクトルから求められる２つの信号点を結ぶ線を表す。図２０のように、点Ｒｍと点Ｒｍ＋１を通る直線Ｌ１を引き、原点Ｏから直線Ｌ１へおろした垂線と直線Ｌ１との交点Ｐについて、交点Ｐと原点Ｏとの距離、及びＩ軸と線分ＯＰとのなす角θを求めることによって、振幅及び位相の変動量を算出して伝送路特性を推定している。

また、パイロット信号の復調ベクトルに発生する虚軸方向の干渉成分は、隣接するサブキャリアの受信機において未知のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号に依存するため、２つのパイロット信号の復調ベクトル間距離が小さくなる場合がある。２つのパイロット信号の復調ベクトル間距離が小さい場合、点Ｒｍと点Ｒｍ＋１との復調誤差が直線Ｌ１の傾きへ大きな影響を与えるため、特に位相変動量の推定精度が劣化する。そこで第二手法では、パイロットシンボルの繰り返し数を増やすことにより、２つのパイロット信号の復調ベクトル間距離を大きくするとしている。パイロットシンボルの繰り返し数を増やすにつれ、受信機において未知のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号のオーバーラップによる影響が小さくなる。これにより、第一手法におけるパイロット信号のスペクトルと同様に、１シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満の短連続パイロット信号のスペクトルも、２つのサブキャリア変調スペクトル間の中間周波数に成分を持つ輝線スペクトルに近づく。このため、隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号から受ける干渉が小さくなる。従って、点Ｒｍと点Ｒｍ＋１との復調誤差が直線Ｌ１の傾きへ与える影響が小さくなり、伝送路特性の推定精度が向上する。

このように、同一時間における、隣接する２つのサブキャリアのパイロット信号の復調ベクトルに基づくことで、伝送路推定をを実現している。また、パイロット信号の繰り返し数を増やすことによって、２つのパイロット信号の復調ベクトル間距離を大きくし、伝送路推定の推定精度を向上させている。

次に、特許文献１の第三手法について説明する。
この第三手法では、全サブキャリアをパイロット信号で２シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満にわたって変調して得られる、短連続パイロット信号が用いられる。そして、同一サブキャリアにおける時間方向に連続する２つのパイロット信号の復調ベクトルが、ほぼ同じ伝送路歪みを受けていることを利用し、同一パイロットキャリアにおける時間方向に連続する２つのパイロット信号の復調ベクトルに基づいて、伝送路特性を推定する。この場合、パイロット信号の繰り返し数は２以上とする必要があるが、同一サブキャリアにおける２つの連続するシンボルのパイロット信号に基づいて伝送路特性の推定を行うことができる。
このように、同一サブキャリアにおける連続する２つのシンボルのパイロット信号の復調ベクトルに基づくことにより、伝送路推定を実現している。

次に、特許文献２について説明する。
この特許文献２では、隣接する二本のサブキャリアを同一のパイロット信号で連続して変調するとしている。

図２１Ａ及びＢは、特許文献２におけるパイロット信号を表す概念図である。図２１Ａは、フレームフォーマットの一部を示す図である。図２１Ｂは、パイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を表す概略図である。図２１Ａにおいて、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を、縦軸はシンボルの時間方向の配置を表している。このように、隣接する２本のサブキャリアを単位としたパイロットキャリアを使用し、それぞれのパイロットキャリアを同一の既知データで連続して変調している。図２１Ｂにおいて、横軸は周波数を、縦軸はスペクトル強度を表している。パイロット信号のスペクトルｆｐ１及びｆｐ２は、隣接する２本のサブキャリア変調スペクトル間の中央に輝線スペクトルとして現れている。

このパイロット信号のスペクトルｆｐ１及びｆｐ２は、サブキャリア間の中間周波数の成分を持つため、隣接するデータキャリアＤｃ１〜Ｄｃ４からの干渉を受けにくい。そのため、パイロット信号の理想復調ベクトルは、ほぼ一点に固定され、受信機では既知となる。そこで、特許文献２では、特許文献１の第一手法における図１８の伝送路特性の推定手法と同様に、受信機で既知となるパイロット信号の理想復調ベクトルと実際に受信したパイロット信号の復調ベクトルとの変動量を算出し、伝送路特性の推定を行っている。

また、伝送路特性の推定精度を向上させるために、パイロットキャリアの隣接サブキャリアをマスクキャリアとして割り当て、データ伝送に使用しないことについても記載されている。マスクキャリアを用いることによって、パイロット信号に生じるデータ伝送信号からの干渉を抑圧し、パイロット信号の理想復調ベクトルをより正確に一点に固定させ、伝送路特性の推定精度を向上させるとしている。

このように、２本のサブキャリアを単位としたパイロットキャリアを割り当て、各パイロットキャリアを同一の既知データで連続して変調する、又は、さらにパイロットキャリアの隣接サブキャリアをマスクキャリアとして割り当てることにより、パイロット信号の理想復調ベクトルをほぼ一点に固定し、伝送路特性の推定を可能にしている。
特開２００５−３０３９６０号公報 特開２００５−３１１４１３号公報 S. B. Weinstein and Paul M. Ebert，"離散フーリエ変換を用いた周波数分割多重によるデータ伝送(Data Transmission by Frequency-Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform)"，IEEE Transaction on Communications, vol. COM-19, pp. 628-634, Oct 1971. Burton R. Saltzberg，"効率的な並列データ伝送システムの性能(Performance of an Efficient Parallel Data Transmission System)",IEEE Transaction on Communications, vol. COM-15, pp. 805-811, Dec 1967. R. Li and G. Stette，"有限時間直交マルチキャリア変調方法(Time-Limited Orthogonal Multicarrier Modulation Schemes)"，IEEE Transactions on Communications, vol. 43, pp. 1269-1272, Feb/Mar/Apr 1995. M. A. Tzannes, M. C. Tzannes, J. Proakis and P. N. Heller，"ＤＭＴシステム、ＤＷＭＴシステム及びフィルタバンク(DMT Systems, DWMT Systems and Digital Filter Banks)"，IEEE International Conference on Communications, pp。 311-315, May 1994. H. S. Malvar,"エクステンデッド ラップド トランスフォームズ；プロパティズ、アプリケーションズ、アンド ファスト アルゴリズムス(Extended Lapped Transforms: Properties, Applications, and Fast Algorithms）", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 40, No11, pp. 2703-2714, Nov 1992.

しかしながら、特許文献１の第一手法は、連続パイロット信号を構成するために、全サブキャリアを、送信機と受信機とで相互に既知であるパイロット信号で２Ｋ−１シンボル以上にわたって繰り返し変調する必要がある。パイロット信号の理想復調ベクトルを一点に固定できるため伝送路特性の推定精度は高いものの、連続パイロット信号を送信している間は送信データ信号を挿入することができないため、周波数利用効率が劣化する。特にオーバーラップシンボル数Ｋが大きい場合は、さらに周波数利用効率が低下する。

また、特許文献１の第二手法は、短連続パイロット信号を構成するために、全サブキャリアを、受信機において既知データである同一のパイロット信号で１シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満にわたって変調する必要がある。また、同一のパイロット信号で全サブキャリアを変調する時間が短いと、同一時間における隣接する２つのサブキャリアのパイロット信号の理想復調ベクトル間距離が小さくなる場合があるため、伝送路特性の推定精度が劣化する。また同時に、シンボル毎に算出した伝送路特性の推定値のばらつきが大きく、誤差も大きくなる。従って、特許文献１の第一手法に比べ、周波数利用効率は改善されるものの、伝送路特性の推定精度が低下したり、推定した値のばらつきや誤差が大きくなる。また、隣接する二つのサブキャリアの理想復調ベクトル間距離が小さくなることによる伝送路特性の推定精度の劣化を防ぐためには、パイロットシンボルの繰り返し数を増やす必要があるため、特許文献１の第一手法と同様に周波数利用効率の低下という代償を伴い好ましくない。

また、特許文献１の第三手法は、短連続パイロット信号を構成するために、全サブキャリアを、受信機において既知データである同一のパイロット信号で２シンボル以上かつ２Ｋ−１シンボル未満にわたって変調する必要がある。また、同一のパイロット信号で全サブキャリアを変調する時間が短いと、同一サブキャリアにおける時間方向に連続する２つのシンボルのパイロット信号の理想復調ベクトル間距離が小さくなる場合があるため、伝送路特性の推定精度が劣化する。

さらに、特許文献２は、隣接する２つのサブキャリアを単位としたパイロットキャリアを使用する必要がある。限られた周波数資源を有効に利用する場合、又はサブキャリアの総数が少ない場合には、データ伝送に用いることができないパイロットキャリアの本数は少ない方が好ましい。また、パイロットキャリアに隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号からの干渉成分が少しでも存在すると、パイロット信号の復調ベクトルを完全に一点に固定することは困難であるため、伝送路特性の推定精度が劣化する。これを防ぐためにはパイロットキャリアに隣接するサブキャリアをマスクキャリアとして割り当てる必要があるが、データ伝送に用いることができないサブキャリアが増えるため、周波数利用効率がさらに低下する。

なお、特許文献１の第二手法における伝送路推定方法と、特許文献２のフレームフォーマットを組み合わせた手法も考えられる。すなわち、フレームフォーマットは図２１Ａと同様に隣接する２本のサブキャリアを単位としたパイロットキャリアを使用し、パイロットキャリアへはそれぞれ同一の既知データを連続して挿入する。また、伝送路推定方法は図２０と同様に隣接する２つのサブキャリアのパイロット信号の復調ベクトルに基づいて伝送路特性の推定を行う。

しかし、この組み合わせ手法を用いた場合であっても、パイロットキャリアを生成するために隣接する少なくとも２本のサブキャリアが必要という特許文献２の課題と、隣接する２つのサブキャリアにおけるパイロット信号の復調ベクトル間距離が小さくなることによる伝送路特性の推定精度が低下するという特許文献１の第二手法の課題とを、それぞれ解決することができない。

それ故に、本発明の目的は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭマルチキャリア変調方式において、周波数利用効率が高く、かつ、伝送路特性の推定精度が高い、パイロットキャリアによる伝送路特性の推定手法を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明のマルチキャリア変調方式は、送信機において１本のサブキャリアをパイロット信号で変調してパイロットキャリアを生成し、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号を送信する。また、受信機においてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号を復調し、パイロットキャリアを復調した結果得られる時間方向に連続する２つの復調ベクトルに基づいて、伝送路特性を推定し補正する。

上記本発明によれば、パイロットキャリアとして使用するサブキャリアを１本で実現可能であるため、周波数利用効率を向上させることができる。また、時間方向に連続する２つのシンボルにおけるパイロット信号の理想復調ベクトル間距離を最大にすることができるため、伝送路特性の推定精度を向上させることができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア変調を用いた通信システムの構成を示す図である。図１の通信システムは、送信機１１０と受信機１３０とが、伝送路１２０で接続された構成である。送信機１１０から送出されたマルチキャリア信号は、伝送路１２０を介して受信機１３０で受信される。伝送路１２０は、有線チャネル又は無線チャネルが用いられる。伝送路１２０が無線の場合、送信機１１０から伝送路１２０へ及び伝送路１２０から受信機１３０へは、アンテナ（図示せず）を介して行われる。

送信機１１０は、パイロット信号系列生成部１１３、変調信号生成部１１１、及びマルチキャリア変調部１１２を含む。パイロット信号系列生成部１１３は、後述する基準パイロット信号系列を用いた巡回パイロット信号系列を生成する。変調信号生成部１１１は、入力された送信データに基づいて振幅変調を施し、送信データ信号系列（ベースバンド信号）を生成すると共に、パイロット信号系列生成部１１３が出力する巡回パイロット信号を送信データ信号系列に挿入して、変調信号を生成する。マルチキャリア変調部１１２は、変調信号生成部１１１で生成された変調信号を入力し、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調を施して、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号を生成する。このＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号は、伝送路１２０を介して受信機１３０へ送信される。

受信機１３０は、マルチキャリア復調部１３１及び等化部１３２を含む。マルチキャリア復調部１３１は、受信したＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア復調を施して、復調ベクトルを生成する。等化部１３２は、マルチキャリア復調部１３１が生成した復調ベクトルを入力し、時間方向に連続する２つのパイロット信号の復調ベクトルに基づいて伝送路１２０の伝達特性を推定し補償する。

図２は、受信機１３０の詳細な構成を示す図である。
マルチキャリア復調部１３１は、サブキャリア毎に用意された復調フィルタ１３３（図２中、Ｆｉｌｔｅｒ１〜ＦｉｌｔｅｒＭと記述する）と、ダウンサンプラ１３４（図２中、↓と記述する）とを含む。復調フィルタ１３３は、受信したマルチキャリア変調信号を入力し、復調信号を１サンプル毎に出力する。ダウンサンプラ１３４は、復調フィルタ１３３が出力する復調信号を入力し、シンボルタイミング時の復調信号のみを抽出し復調ベクトルとして出力する。

また、等化部１３２は、パイロット信号抽出部１４１と、伝送路特性推定部１４５と、振幅位相補償部１４４とを含む。伝送路特性推定部１４５は、遅延部１４２（図２中、Ｚ ^-1 と記述する）と、振幅位相変動量推定部１４３とをさらに含む。パイロット信号抽出部１４１は、マルチキャリア復調部１３１が出力する復調ベクトルを入力し、パイロット信号を復調して得られた復調ベクトルのみを抽出しパイロット信号復調ベクトルとして出力する。伝送路特性推定部１４５は、パイロット信号抽出部１４１が出力するパイロット信号復調ベクトルを入力し、伝送路１２０の伝達特性を表す振幅位相変動量を推定する。遅延部１４２は、パイロット信号抽出部１４１が出力するパイロット信号復調ベクトルを入力し、１シンボルの時間間隔、すなわちＴｓだけ遅延させた遅延パイロット信号復調ベクトルを出力する。振幅位相変動量推定部１４３は、パイロット信号抽出部１４１が出力するパイロット信号復調ベクトルと、遅延部１４２が出力する遅延パイロット信号復調ベクトルとに基づいて、伝送路１２０の伝達特性を表す振幅位相変動量を推定する。振幅位相補償部１４４は、振幅位相変動量推定部１４３で推定された振幅位相変動量に基づいて、マルチキャリア復調部１３１から出力された復調ベクトルの振幅及び位相を補償し、等化部１３２から受信データとして出力する。

ここで、本第１の実施形態における巡回パイロット信号の原理を説明する前に、まず、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の復調信号及び復調ベクトルの動きを説明する。

今、図３に示す変調信号を変調信号生成部１１１で生成した場合、復調フィルタ１３３から出力される復調信号と、マルチキャリア復調部１３１から出力される復調ベクトルとが、どのような時間応答となるかを考える。
図３では、縦軸はシンボルの時間方向の配置を、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を表しており、ｔ番目のシンボルかつｍ番目のサブキャリアのみにデータ伝送信号“１”を挿入した例を示している。なお、以下の説明では、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのオーバーラップシンボル数Ｋは「２」として説明する。

図４Ａ及びＢは、ｍ番目のサブキャリアに対応する復調フィルタ１３３から出力される、データ伝送信号“１”の復調信号と、ｍ番目のサブキャリアに対応するダウンサンプラ１３４から出力される、データ伝送信号“１”の復調ベクトルとを示す一例である。図４Ａは、復調信号と復調ベクトルとの時間応答を示す図である。図４Ｂは、復調信号及び復調ベクトルの軌跡とを複素平面上に描いた図である。図４Ａでは、横軸は時間を縦軸は振幅を表す。このように、ｍ番目のサブキャリアにおけるデータ伝送信号“１”の復調信号の時間応答は、時刻Ｔ＝０において最大振幅を持つ波形となる。ここで、時刻Ｔは、ｔ番目のシンボルのシンボルタイミングを基準（Ｔ＝０）とした時間である。また、マルチキャリア信号のシンボルサンプリング長がＫＭで、復調フィルタ１３３のタップ数がＫＭであるため、復調信号の時間応答の長さは２ＫＭ−１となる。図４Ｂでは、ｍ番目のサブキャリアの復調信号の軌跡は、Ｔ＝−２Ｔｓで原点から始まり、Ｔ＝０で実軸上で最大振幅を有し、Ｔ＝２Ｔｓで再び原点に戻るように、反時計回りに回転している。また、ｍ番目のサブキャリアにおけるデータ伝送信号“１”の復調ベクトルの軌跡は、Ｔ＝０のときのみ実軸成分を有し、それ以外のシンボルタイミングでは全て虚軸成分のみ有する、又は振幅がゼロとなっており、シンボルタイミング毎にπ／２ずつ反時計回りに回転している。

このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、あるシンボルの復調信号の時間応答が複数シンボルにわたりオーバーラップするため、前後のシンボルに干渉を及ぼすものの、前後のシンボルタイミングにおいてはその干渉を全て虚軸成分として発生している。従って、発生する時間軸方向の干渉成分が、前後のシンボルのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号の復調シンボルの実軸成分へ影響を与えることはない。

図５Ａ及びＢは、ｍ＋１番目のサブキャリアに対応する復調フィルタ１３３から出力される、データ伝送信号“１”の復調信号と、ｍ＋１番目のサブキャリアに対応するダウンサンプラ１３４から出力される、データ伝送信号“１”の復調ベクトルとを示す一例である。図５Ａは、復調信号と復調ベクトルとの時間応答を示す図である。図５Ｂは、復調信号と復調ベクトルの軌跡とを複素平面上に描いた図である。図５Ａでは、横軸は時間を縦軸は振幅を表す。このように、ｍ＋１番目のサブキャリアの復調信号の時間応答は、時刻Ｔ＝０において最大振幅を有する波形となり、その最大振幅は図４Ａよりも小さい。これは、ｍ番目のサブキャリアに挿入したデータ伝送信号の干渉成分が、隣接するｍ＋１番目のサブキャリアにおいて発生していることを示している。図５Ｂにおいて、ｍ＋１番目のサブキャリアの復調信号の軌跡は、Ｔ＝−２Ｔｓで原点から始まり、Ｔ＝２Ｔｓで再び原点に戻るように、反時計回転している。また、復調ベクトルの軌跡は、いずれのシンボルタイミングにおいても虚軸成分しか有していないことがわかる。

このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、あるサブキャリアに挿入したデータ伝送信号の干渉は、隣接サブキャリアにも及ぶものの、その干渉成分を全て虚軸成分に発生している。従って、発生した周波数方向の干渉成分が隣接サブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号の復調シンボルの実軸成分へ影響を与えることはない。

次に、本第１の実施形態における巡回パイロット信号について説明する。
図６は、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア変調方式のフレームフォーマットの一部を示す図である。図６では、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を、縦軸はシンボルの時間方向の配置を表している。このように、本第１の実施形態に係るマルチキャリア変調方式では、１本のサブキャリアをパイロット信号で変調してパイロットキャリアを生成する。

また、パイロット信号は、周期が４、かつ、｛α、α、−α、−α｝（ただし、αは０より大きい実数）からなる基準パイロット信号系列を、Ｘ回巡回（Ｘは４倍した値が自然数となる１以上の実数）させた信号からなる。本発明では、これを巡回パイロット信号系列と称するものとする。例えば、Ｘ＝２の場合、｛α、α、−α、−α、α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α、α、−α、−α、α｝、｛−α、−α、α、α、−α、−α、α、α｝、及び｛−α、α、α、−α、−α、α、α、−α｝のいずれかの値となる。また、例えば、Ｘ＝１．５の場合、｛α、α、−α、−α、α、α｝、｛α、−α、−α、α、α、−α｝、｛−α、−α、α、α、−α、−α｝、及び｛−α、α、α、−α、−α、α｝のいずれかの値となる。

以下では、基準パイロット信号系列を“＋１、＋１、−１、−１”、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのオーバーラップシンボル数Ｋを「２」として説明する。
図７は、オーバーラップシンボル数Ｋ＝２の場合の、パイロット信号の復調ベクトルを示す模式図である。図７の（ａ）は、パイロットキャリアとして使用するサブキャリアにおいて、各シンボルに挿入したパイロット信号の復調ベクトルをシンボルタイミング毎に複素平面上に示した図である。図７の（ｂ）は、シンボルタイミング毎に観測される各パイロット信号の復調ベクトルの合成ベクトルを複素平面上に示した図である。

図７の（ａ）において、縦軸はパイロットキャリアに挿入するパイロット信号を、横軸はシンボルタイミング毎の時間を表す。ここで、時刻Ｔは、基準パイロット信号系列“＋１、＋１、−１、−１”の最初のパイロット信号“＋１”が挿入されたシンボルのシンボルタイミングを、基準（Ｔ＝０）としている。図７より、各シンボルに挿入したパイロット信号の復調ベクトルの軌跡は、図４Ｂと同様に、原点を起点として反時計回りに回転しながら再び原点に戻る。図７の（ｂ）において、シンボルタイミング毎に観測される各パイロット信号の復調ベクトルの合成ベクトルは、図７の（ａ）の各シンボルでの独立した時間応答のうち、同一シンボルタイミングの復調ベクトルをベクトル加算した値となる。巡回パイロット信号系列の理想復調ベクトルは、複素平面上において（１，−１）→（１，１）→（−１，１）→（−１，−１）の順に繰り返し現れている。各シンボルの巡回パイロット信号系列の時間応答が、図４Ｂの軌跡を描くことを考慮すると、連続する２つのシンボルにおけるパイロット信号の復調ベクトル間距離は、最大化されていることがわかる。

また、図８は、パイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を示す概略図である。図８において、パイロット信号のスペクトルｆｐ１は、サブキャリアＰｃ１の中心周波数に現れ、パイロット信号のスペクトルｆｐ２は、サブキャリアＰｃ２の中心周波数に現れている。巡回パイロット信号系列は、周期が４の基準パイロット信号系列の繰返しによって構成されているため、時間軸での周期は４Ｔｓであり、そのスペクトルは１／（４Ｔｓ）の周波数に現れる。一方、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのサブキャリアは、周波数間隔が１／（２Ｔｓ）で、かつ、サブキャリアの中心周波数を１／（４Ｔｓ）シフトさせた位置に配置されている。従って、巡回パイロット信号系列のスペクトルは、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのサブキャリアの中心周波数と一致する。

図９は、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア伝送方法を用いた送信機の動作を示すフローチャートである。
まず、送信機の停止要求が有るか無いかが判断される（ステップＳ２０１）。送信機の停止要求が無ければ、次に送信データの入力が有るか無いかが判断される（ステップＳ２０２）。ここで、送信データの入力が有れば、０以外の実数αを用いて振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含む巡回パイロット信号系列が、生成される（ステップＳ２０３）。そして、生成された巡回パイロット信号系列を、送信データ信号系列に挿入してフレーム信号が生成される（ステップＳ２０４）。最後に、生成されたフレーム信号がマルチキャリア変調されて送信される（ステップＳ２０５）。このステップＳ２０２〜Ｓ２０５の処理は、送信機の停止要求が有るまで繰り返して行われる。

図１０は、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア伝送方法を用いた受信機の動作を示すフローチャートである。
まず、送信機が送信したマルチキャリア変調信号が検出されたか否かが判断される（ステップＳ２１１）。マルチキャリア変調信号が検出されれば、次にマルチキャリア変調信号が復調され復調ベクトルが生成される（ステップＳ２１２）。次に、生成された復調ベクトルの中から、パイロットキャリアに対応する復調ベクトルがパイロット信号復調ベクトルとして抽出される（ステップＳ２１３）。そして、パイロット信号復調ベクトルが抽出できたか否かが判断される（ステップＳ２１４）。パイロット信号復調ベクトルが抽出できれば、そのパイロット信号復調ベクトルから、伝送路特性を表す振幅位相変動量が推定され（ステップＳ２１５）、推定された振幅位相変動量に基づいて復調ベクトルの振幅及び位相が補償される（ステップＳ２１６）。一方、パイロット信号復調ベクトルが抽出できなければ、振幅位相変動量を推定することなく、復調ベクトルの振幅及び位相が補償される（ステップＳ２１６）。

このように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、基準パイロット信号系列を巡回させた巡回パイロット信号系列を用いることにより、そのスペクトルはサブキャリアの中心周波数と等しい周波数を有する輝線スペクトルとなるばかりでなく、時間方向で連続する２つのシンボル間のパイロット信号の復調ベクトル間距離を最大化させることができる。

さらに、巡回パイロット信号系列のスペクトルは、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのサブキャリアの中心周波数となるため、パイロットキャリアのスペクトルが隣接サブキャリアの中心周波数から最も離れた周波数となり、パイロットキャリアに隣接するサブキャリアのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型変調信号の干渉成分を受けにくい。従って、図６に示したフレームフォーマットのように、パイロットキャリアに隣接するサブキャリアのデータ伝送信号があっても、パイロット信号の復調ベクトルに発生する虚軸方向の干渉成分を抑圧することができる。

図１１は、本発明の第１の実施形態におけるパイロット信号の理想復調ベクトルの存在する範囲を複素平面上に示した図である。図１１において、パイロット信号の復調ベクトルの存在する範囲は、パイロットキャリアに隣接するデータキャリアからの干渉成分が虚軸方向に存在するものの、その干渉成分は小さく、また理想復調ベクトルを中心に現れるため、シンボル間のパイロット信号の復調ベクトル間距離を最大に保つことができる。

次に、本発明の第１の実施形態における振幅位相変動量の推定方法について具体的に説明する。
図１２は、本発明の第１の実施形態における伝送路推定手法を表す模式図である。図１２において、パイロットキャリアｆｐ１におけるｔ−１番目のシンボルの復調ベクトルから求められた信号点を点Ｒｔ−１と、パイロットキャリアｆｐ１におけるｔ番目のシンボルの復調ベクトルから求められた信号点を点Ｒｔとする。また、直線Ｌ２は、伝送路の変動と雑音が無い時におけるｔ−１番目及びｔ番目のパイロット信号の復調ベクトルの存在する範囲を示している。図１２のように、点Ｒｔ−１と点Ｒｔとを通る直線Ｌ３を引き、原点Ｏから直線Ｌ３への垂線と直線Ｌ３との交点Ｐについて、点Ｐと原点Ｏとの距離ｒ及びＩ軸と線分ＯＰとのなす角θを求めることによって、位相差及び振幅差を検出して、伝送路特性や送信機と受信機との間の周波数及び位相の誤差等を、推定して補正することができる。

また、上述したように、巡回パイロット信号系列を用いているため、連続する２つのシンボル間のパイロット信号の復調ベクトル間距離が常に大きい。そのため、パイロット信号の復調誤差が直線Ｌ３の傾きへ与える影響を軽減することができるため、伝送路特性の推定精度を向上させることができる。さらに、パイロット信号の復調ベクトル間距離が常に大きいため、シンボル毎に算出した伝送路特性の推定値のばらつきが小さい、かつ、誤差を小さくすることができる。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア変調によれば、送信機において１本のサブキャリアをパイロット信号で変調してパイロットキャリアを生成し、伝送路特性や送信機と受信機との間の周波数及び位相の誤差等を推定して補正することができる。これにより、パイロットキャリアとして必要なサブキャリアを１本とすることができ、周波数利用効率の高い通信システムを実現することができる。

また、受信機で既知である０より大きい実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかからなる基準パイロット信号系列を１回以上巡回させた巡回パイロット信号系列を使用する。このため、そのスペクトルがサブキャリアの中心周波数と等しい周波数を有する輝線スペクトルとなるばかりでなく、連続する２つのシンボル間のパイロット信号の復調ベクトルを結ぶ直線の傾きを求める際の誤差が小さくなり、伝送路特性の推定精度を向上させることができる。

なお、上記第１の実施形態では、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのオーバーラップシンボル数Ｋを２として説明したが、オーバーラップシンボル数Ｋが２より大きい場合においても同じ巡回パイロット信号系列を適用することができる。これは、オーバーラップシンボル数Ｋが２より大きい場合でも、互いに隣接するシンボル間で変調する位相をπ／２ラジアン異ならせるというＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの特徴により、パイロット信号の理想復調ベクトルが同様になることに加え、Ｋ＞２においても、前後のシンボルよりも離れたシンボルから発生する虚軸成分の干渉量は小さいためである。

また、上記第１の実施形態に用いる基準パイロット信号系列は、“＋１，＋１，−１，−１”以外にも、“−１、＋１、＋１、−１”、“−１、−１、＋１、＋１”、又は“＋１、−１、−１、＋１”でもよく、巡回パイロット信号系列を生成した際に、その符号が正、正、負、負の巡回系列になればよい。

さらに、上記第１の実施形態では、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとして重複直交変換の一種であるＥＬＴを用いて説明したが、互いに隣接するシンボル間、又は互いに隣接するサブキャリア間で変調する位相をπ／２ラジアン異ならせ、シンボルの時間間隔Ｔｓと搬送波の周波数間隔ｆｓとはＴｓ＝１／（２ｆｓ）なる関係があればよい。従って、例えば、ＥＬＴ以外の重複直交変換として、ＬＯＴ（Lapped Orthogonal Transform）やＭＬＴ（Modulated Lapped Transform）やＧｅｎＬＯＴ（Generalized Lapped Orthogonal Transform）を用いてもよい。

（第２の実施形態）
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るマルチキャリア変調方式のフレームフォーマットの一部を示す図である。図１３では、横軸はサブキャリアの周波数方向の配置を、縦軸はシンボルの時間方向の配置を表している。このように、本第２の実施形態に係るマルチキャリア変調では、所定のサブキャリアに１周期分の基準パイロット信号系列を挿入したＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号を用いる。

上述した図７の説明からわかるように、パイロット信号として基準パイロット信号系列の１周期分、すなわち４シンボル分挿入すれば、その前後にオーバーラップするデータ伝送信号によらず、基準パイロット信号系列の第２及び第３シンボル間の復調ベクトル間距離を最大にすることができる。従って、この第２及び第３シンボル目のパイロット信号の復調ベクトルに基づいて伝送路推定を行うことができる。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係るマルチキャリア変調によれば、伝送路推定に必要なパイロット信号を、１周期分の基準パイロット信号系列を用いて構成することができるため、周波数利用効率をさらに高めることができる。

本発明のマルチキャリア変調は、地上波デジタルテレビジョン放送、携帯電話、及び無線ＬＡＮ等の無線通信や、ｘＤＳＬ及び電力線通信等の有線通信における信号変調、又は音響解析に利用可能であり、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調において、パイロットキャリアとして使用するサブキャリアの本数を削減し、かつ、伝送路特性の推定精度を向上させたい場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア変調を用いた通信システムの構成を示す図 図１の受信機１３０の詳細な構成を示す図 第１の実施形態で用いる変調信号の一例を示す図 ｍ番目のサブキャリアにおける復調信号と復調ベクトルとの時間応答の一例を示す図 図４Ａに対応する復調信号及び復調ベクトルの軌跡の複素平面図 ｍ＋１番目のサブキャリアにおける復調信号と復調ベクトルとの時間応答の一例を示す図 図５Ａに対応する復調信号及び復調ベクトルの軌跡の複素平面図 本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア変調のフレームフォーマットの一部を示す図 パイロット信号の復調ベクトルの一例を示す模式図 本発明の第１の実施形態におけるパイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を示す概略図 本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア伝送方法を用いた送信機の動作を示すフローチャート 本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア伝送方法を用いた受信機の動作を示すフローチャート 本発明の第１の実施形態におけるパイロット信号の理想復調ベクトルが存在する範囲を示す複素平面図 本発明の第１の実施形態における伝送路推定手法を表す模式図 本発明の第２の実施形態に係るマルチキャリア変調のフレームフォーマットの一部を示す図 ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の時間−周波数応答の一例を示す図 従来のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調のフレームフォーマットの一部を示す図 従来のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の復調ベクトルが存在する範囲を示す複素平面図 従来のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調信号の理想復調ベクトルが存在する範囲を示す複素平面図 特許文献１の第一手法におけるフレームフォーマットの一部を示す図 パイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を表す概略図 特許文献１の第一手法における伝送路特性の推定手法を示す概念図 特許文献１の第二手法で用いるフレームフォーマットの一部を示す図 特許文献１の第二手法における伝送路特性の推定手法を表す概念図 特許文献２におけるフレームフォーマットの一部を示す図 パイロット信号のスペクトルとサブキャリアとの周波数関係を表す概略図

符号の説明

１１０ 送信機
１１１ 変調信号生成部
１１２ マルチキャリア変調部
１１３ パイロット信号系列生成部
１２０ 伝送路
１３０ 受信機
１３１ マルチキャリア復調部
１３２ 等化部
１３３ 復調フィルタ
１３４ ダウンサンプラ
１４１ パイロットキャリア抽出部
１４２ 遅延部
１４３ 振幅位相変動量推定部
１４４ 振幅位相補償部
１４５ 伝送路特性推定部

Claims (14)

1. シンボル周期τと周波数間隔νがντ＝１／２なる関係を有する複数のサブキャリアに振幅変調を施すマルチキャリア伝送方法であって、
   ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含む信号系列で変調した少なくとも１本のパイロットキャリアを生成して送信する送信ステップと、
   前記少なくとも１本のパイロットキャリアを復調して得られる時間方向に連続する２つのパイロット信号復調ベクトルに基づいて、伝送路特性を推定する推定ステップとを有する、マルチキャリア伝送方法。
2. 前記送信ステップは、
   ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含むパイロット信号系列を生成する生成ステップと、
   前記パイロット信号系列を送信データ信号系列に挿入してフレーム信号を構成する構成ステップと、
   前記フレーム信号をマルチキャリア変調して送信する変調／送信ステップとを含む、請求項１に記載のマルチキャリア伝送方法。
3. マルチキャリア変調信号を復調し、復調ベクトルを生成する復調ステップと、
   前記復調ベクトルの中から、前記パイロットキャリアに対応する復調ベクトルをパイロット信号復調ベクトルとして抽出する抽出ステップと、
   前記パイロット信号復調ベクトルから伝送路特性を推定する第２の推定ステップと、
   前記第２の推定ステップで推定された伝送路特性に基づいて、前記復調ベクトルを補償する補償ステップとをさらに有する、請求項２に記載のマルチキャリア伝送方法。
4. 前記第２の推定ステップは、
   前記パイロット信号復調ベクトルを入力し、１シンボル時間だけ遅延させた遅延パイロット信号復調ベクトルを生成する遅延ステップと、
   前記パイロット信号復調ベクトルと前記遅延パイロット信号復調ベクトルとの差分ベクトルに基づいて、伝送路特性を表す振幅位相変動量を推定する変動量推定ステップとを含み、
   前記補償ステップは、前記振幅位相変動量に基づいて、前記復調ベクトルの振幅と位相とを補償する、請求項３に記載のマルチキャリア伝送方法。
5. 前記パイロット信号系列は、４倍した値が自然数となる１以上の実数をＸとすると、前記基準パイロット信号系列をＸ回巡回させて構成される、請求項２に記載のマルチキャリア伝送方法。
6. シンボル周期τと周波数間隔νがντ＝１／２なる関係を有する複数のサブキャリアが振幅変調されたマルチキャリア変調信号を送信するマルチキャリア変調信号送信装置であって、
   ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含む信号系列で変調した少なくとも１本のパイロットキャリアを生成して送信するパイロットキャリア送信部を備えた、マルチキャリア変調信号送信装置。
7. 前記パイロットキャリア送信部は、
   ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含むパイロット信号系列を生成するパイロット信号系列生成部と、
   前記パイロット信号系列を送信データ信号系列に挿入してフレーム信号を構成するフレーム構成部と、
   前記フレーム信号をマルチキャリア変調して送信するマルチキャリア変調信号送信部とを備えた、請求項６に記載のマルチキャリア変調信号送信装置。
8. 前記パイロット信号系列は、４倍した値が自然数となる１以上の実数をＸとすると、前記基準パイロット信号系列をＸ回巡回させて構成される、請求項７に記載のマルチキャリア変調信号送信装置。
9. シンボル周期τと周波数間隔νがντ＝１／２なる関係を有する複数のサブキャリアが振幅変調されたマルチキャリア変調信号を受信するマルチキャリア変調信号受信装置であって、
   前記マルチキャリア変調信号は、０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含む信号系列で変調した少なくとも１本のパイロットキャリアを含み、
   前記パイロットキャリアを復調して得られる時間方向に連続する２つのパイロット信号復調ベクトルに基づいて、伝送路特性を推定する伝送路特性推定部を有する、マルチキャリア変調信号受信装置。
10. 前記マルチキャリア変調信号受信装置は、
    前記マルチキャリア変調信号を復調し、復調ベクトルを生成するマルチキャリア復調部と、
    前記復調ベクトルの中から、前記パイロットキャリアに対応する復調ベクトルをパイロット信号復調ベクトルとして抽出するパイロット信号抽出部と、
    前記パイロット信号復調ベクトルから伝送路特性を推定する第２の伝送路特性推定部と、
    前記第２の伝送路特性推定部で推定された伝送路特性に基づいて、前記復調ベクトルを補償する振幅位相補償部をさらに備える、請求項９に記載のマルチキャリア変調信号受信装置。
11. 前記第２の伝送路特性推定部は、
    前記パイロット信号復調ベクトルを入力し、１シンボル時間だけ遅延させた遅延パイロット信号復調ベクトルを出力する遅延部と、
    前記パイロット信号復調ベクトルと前記遅延パイロット信号復調ベクトルとの差分ベクトルに基づいて、伝送路の伝達特性を表す振幅位相変動量を推定する振幅位相変動量推定部とを備え、
    前記振幅位相補償部は、前記振幅位相変動量に基づいて、前記復調ベクトルの振幅と位相とを補償する、請求項１０に記載のマルチキャリア変調信号受信装置。
12. シンボル周期τと周波数間隔νがντ＝１／２なる関係を有する複数のサブキャリアに振幅変調を施したマルチキャリア変調信号を送信するマルチキャリア変調信号送信方法であって、
    ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含む信号系列で変調した少なくとも１本のパイロットキャリアを生成して送信する送信ステップを有する、マルチキャリア変調信号送信方法。
13. 前記送信ステップは、
    ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含むパイロット信号系列を生成する生成ステップと、
    前記パイロット信号系列を送信データ信号系列に挿入してフレーム信号を構成する構成ステップと、
    前記フレーム信号をマルチキャリア変調して送信する変調／送信ステップとを含む、、請求項１２に記載のマルチキャリア変調信号送信方法。
14. シンボル周期τと周波数間隔νがντ＝１／２なる関係を有する複数のサブキャリアに振幅変調を施したマルチキャリア変調信号に含まれるパイロット信号を生成するパイロット信号生成方法であって、
    ０以外の実数αを用いて、振幅変調ベクトル｛α、α、−α、−α｝、｛α、−α、−α、α｝、｛−α、α、α、−α｝、及び｛−α、−α、α、α｝のいずれかで表される基準パイロット信号系列を含むパイロット信号系列を生成するステップと、
    １本のサブキャリアを前記パイロット信号系列で変調したパイロット信号を生成するステップとを有する、パイロット信号生成方法。

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