CN1913515B - 基于正交频分多址的数据通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了基于OFDMA的数据通信方法。在所述方法中，设置由用户和基站事先知道的M(N)个导频码元组成的参考导频码元序列d[k]，“k”是大于等于0和不大于M-1(N-1)的整数，“[]”表示一个组；和(l1)根据d^(u)[e]＝d[m_u+e·L_u](d^(v)[e]＝d[n_v+e·L_v])获取第u(第v)用户的导频码元d^(u)[e](d^(v)[e])，其中，“u”(“v”)是用户指标并是大于等于1和不大于U(V)的整数，U(V)表示共享含有M(N)个码元的码元块的用户的个数，并是1或大于1的正整数，“e”是大于等于0和不大于M_u-1(N_v-1)的整数，M_u(N_v)是大于等于1和不大于M(N)的整数，m_u(n_v)表示第u(第v)用户的唯一频率偏移数，L_u(L_v)是M/M_u(N/N_v)。

Description

基于正交频分多址的数据通信方法

本申请是发明名称为“基于正交频分多址的数据通信设备和方法”(申请号：02810223.1；申请日：2002年3月22日)的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及数据通信，尤其涉及基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备和方法。

背景技术

在作为传统数据通信方法的时分多址(TDMA)方法中，在一个数据帧内定义数个时隙和把时隙适当地分配给不同用户，以便用户能共享公用物理信道。当传统TDMA方法应用于以语音为主的通信环境时，由于必要的通信速度是恒定的，可以容易地实现多路存取。但是，在需要高速数据服务，以及低速语音服务的多媒体通信环境下，需要改变数据发送速度，以满足用户要求。由于在传统TDMA方法中，数据发送速度只能通过改变时隙来调整，因此，传统TDMA方法不适用于多媒体通信环境。

同时，作为另一种传统数据发送方法的直接序列-码分多址(DS-CDMA)方法使数个用户能够同时发送/接收信号。传统DS-CDMA方法使用了用户使用正交码的多路存取方法，以便把不同用户信号彼此分开。在无线信道中不会出现严重多路衰落的环境下，根据传统DS-CDMA方法，利用RAKE(分离多径)接收器可以有效地克服这种衰落。另外，在传统DS-CDMA方法中，通过调整与信号相乘的代码的扩展因子(SF)，可以容易地调整数据发送速度。但是，与其它数据发送方法相比，传统DS-CDMA方法具有较低的谱效率。此外，如果为了高速发送数据而减小扩展因子，那么，通信可靠性也要降低。因此，在传统DS-CDMA方法中，难于高速发送数据。在传统DS-CDMA方法中，当用户利用不同代码发送数据时，尽管可以增加数据发送速度，但是，由于发送信号的峰均比(PAR(峰值与平均值之比))增加了，需要降低信号功率，或出现非线性失真，从而使接收信号的可靠性降低。

还有一种传统数据通信方法是基于正交频分多路复用(OFDM)的TDMA方法或基于OFDM的频分多址(FDMA)方法。在基于OFDM的传统数据通信方法中，以块为单位对发送信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)，和在发送信号之前，把循环前缀加入每个块中。由于循环前缀插在OFDM信号的相邻块之间，可以防止由衰落所致的块间干扰。另外，由于在FFT之后，利用简单的1-抽头均衡器就可以容易地补偿信道失真，基于OFDM的传统数据通信方法适用于存在许多信道干扰的高速通信。但是，由于发送方的大功率放大器(HPA)引起的非线性失真，基于OFDM的传统数据通信方法具有大的PAR和降低了接收部分的可靠性，从而，为了减小非线性失真，需要限制HPA功率。于是，应用于双向无线通信的基于OFDM的传统数据通信方法降低了移动终端的效率和增加了移动终端的制造成本。此外，在基于OFDM的传统数据通信方法，当存在载波频率偏移时，出现在接收信号中的干扰与FFT/IFFT块的大小成正比，从而降低了通信系统的性能。

发明内容

本发明的第一个目的是提供一种可以自由调整数据发送速度和提供可靠性高的通信的基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备。

本发明的第二个目的是提供一种可由基于OFDMA的数据通信设备执行的基于OFDMA的数据通信方法。

为了实现本发明的第一个目的，在一个实施例中，在用户和基站之间的数据通信中提供了包括第1用户发送单元的基于OFDMA的数据通信设备，用户通过第1用户发送单元，以第1码元块为单位把用户信息发送给基站，每个第1码元块包括M个码元。第1用户发送单元包括第1编码器，用于通过编码用户信息，为第u用户生成由M_u个用户码元a_k ^(u)组成的第1子块，其中，M_u是大于等于1和不大于M的整数，“k”是时间指标和是大于等于0和不大于M-1的整数，“u”是用户指标和是大于等于1和不大于U的整数，和U表示共享第1码元块的用户的个数和是1或大于1的正整数；第1块重复器，用于重复第1子块L_u次，生成M个码元a_k′ ^(u)，其中，L_u是M/M_u，k′＝k％M_u，和k％M_u表示“k”除以M_u所得的余数；第1乘法器，用于将第1块重复器生成的M个码元a_k′ ^(u)乘以γ_uexp(j2πkm_u/M)和输出相乘结果，作为第u用户的信号x_k ^(u)，其中，γ_u表示第u用户信号x_k ^(u)的幅度控制因子，和m_u表示分配给第u用户的唯一频率偏移数；第1循环扩充码元插入器，用于输出把循环扩充码元插入第u用户信号x_k ^(u)中完成的第1码元块；和第1信号发送器，用于把完成的第1码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。这里，M₁+M₂+M₃+...+M_u不超过M。

为了实现本发明的第一个目的，在另一个实施例中，在V个用户和基站之间的数据通信中提供了基于OFDMA的数据通信设备，V表示共享第2码元块的用户的个数和是1或大于1的正整数。数据通信设备包括第1基站发送单元，基站通过第1基站发送单元，以第2码元块为单位把基站信息发送给第v用户，每个第2码元块包括N个码元，其中，“v”是用户指标，和是大于等于1和不大于V的整数。第1基站发送单元包括第2到第(V+1)编码器、第2到第(V+1)块重复器、第2到第(V+1)乘法器、第1加法器、第2循环扩充码元插入器、和第2信号发送器。第(V+1)编码器通过编码基站信息，为第v用户生成由N_v个用户码元a_k ^(v)组成的第(v+1)子块和把第(v+1)子块输出到第(v+1)块重复器，其中，N_v是大于等于1和小于等于N的整数，“k”是时间指标和是大于等于0和小于等于N-1的整数。第(v+1)块重复器重复第(v+1)子块L_v次，生成N个码元a_k′ ^(v)和把N个码元a_k′ ^(v)输出到第(v+1)乘法器，其中，L_v是N/N_u，k′＝k％N_v，和k％N_v表示“k”除以N_v所得的余数。第(v+1)乘法器将N个码元a_k′ ^(v)乘以γ_vexp(j2πkn_v/N)和把相乘结果x_k ^(v)输出到第1加法器，其中，γ_v表示第v用户信号的幅度控制因子，和n_v表示分配给第v用户的唯一频率偏移数。第1加法器相加从第2到第(V+1)乘法器接收的相乘结果x_k ⁽¹⁾到x_k ^(v)和把相加结果x_k输出到第2循环扩充码元插入器。第2循环扩充码元插入器向第2信号发送器输出把循环扩充码元插入相加结果x_k中完成的单个第2码元块。第2信号发送器把完成的第2码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。这里，N₁+N₂+N₃+...+N_v不超过N。

为了实现本发明的第一个目的，在又一个实施例中，提供了包括第1基站接收单元的基于OFDMA的数据通信设备，第1基站接收单元接收从U个第1用户发送单元的每一个发送的码元块信号和从码元块信号中估计第u用户码元。第1基站接收单元包括第1信号接收器，用于把接收的码元块信号转换成第1码元块和输出第1码元块；第1预处理器，用于找出从第1信号接收器接收的第1码元块的起点，根据起点从第1码元块中消除循环扩充码元，和输出循环扩充码元得到消除的结果r_k，其中，“k”是时间指标和是大于等于0和小于等于M-1的整数；第1用户码元提取器，用于从第1预处理器接收的结果r_k中只提取第u用户码元；和第1估计值检测器，用于从第1用户码元提取器提取的第u用户码元中检测第u用户码元的估计值

为了实现本发明的第一个目的，在又一个实施例中，提供了包括第1用户接收单元的基于OFDMA的数据通信设备，第1用户接收单元接收从第1基站发送单元发送的码元块信号和从接收的码元块信号中估计第v用户的基站码元，其中，“v”是用户因子和是大于等于1和不大于V的整数，V表示共享含有N个码元的第2码元块的用户的个数，和是1或大于1的正整数。第1用户接收单元包括第2信号接收器，用于把从第1基站发送单元接收的码元块信号转换成第2码元块和输出第2码元块；第2预处理器，用于找出从第2信号接收器接收的第2码元块的起点，根据起点从第2码元块中消除循环扩充码元，和输出循环扩充码元得到消除的结果r_k，其中，“k”是时间指标和是大于等于0和小于等于N-1的整数；第1基站码元提取器，用于从第2预处理器接收的结果r_k中只提取第v用户的码元；和第2估计值检测器，用于从第1基站码元提取器输出的第v用户的码元中检测第v用户的基站码元的估计值

为了实现本发明的第一个目的，在又一个实施例中，在用户和基站之间的数据通信中提供了包括第2用户发送单元的基于OFDMA的数据通信设备，用户通过第2用户发送单元，以两个第1码元块为单位把用户信息发送给基站，每个第1码元块包括第1预定M个码元。第2用户发送单元包括第1编码器，用于通过编码用户信息，为第u用户生成由第2预定M_u个用户码元a_k ^(u)组成的第1子块，其中，M_u是大于等于1和不大于M的整数，“k”是时间指标和是大于等于0和不大于M-1的整数，“u”是用户指标和是大于等于1和不大于U的整数，和U表示共享第1码元块的用户的个数和是1或大于1的正整数；第1和第2块发送器；和第1分集信号发生器，用于按码元块时间变换从第1编码器接收的奇数和偶数第1子块，和按码元块时间把未经变换和经变换的奇数和偶数第1子块交替输出到第1和第2块发送器的每一个。第1和第2块发送器的每一个包括第1块重复器、第1乘法器、第1循环扩充码元插入器、和第2信号发送器，和从第1分集信号发生器交替输出的未经变换和经变换奇数和偶数第1子块中生成两个码元块信号。第1块重复器重复第1子块第3预定次数L_u，生成M个码元a_k′ ^(u)，其中，L_u是M/M_u，k′＝k％M_u，和k％M_u表示“k”除以M_u所得的余数。第1乘法器将第1块重复器生成的M个码元a_k′ ^(u)乘以γ_uexp(j2πkm_u/M)和输出相乘结果，作为第u用户的信号x_k ^(u)，其中，γ_u表示第u用户信号x_k ^(u)的幅度控制因子，和m_u表示分配给第u用户的唯一频率偏移数。第1循环扩充码元插入器输出把循环扩充码元插入第u用户信号x_k ^(u)中完成的第1码元块。第1信号发送器把完成的第1码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。这里，M₁+M₂+M₃+...+M_u不超过M。

最好，数据通信设备还包括第2基站接收单元，第2基站接收单元接收从U个第2用户发送单元的每一个发送的两个码元块信号之一和从接收的码元块信号中估计第u用户码元。第2基站接收单元包括第3信号接收器，用于把接收的码元块信号转换成第1码元块和输出第1码元块；第3预处理器，用于找出从第3信号接收器接收的第1码元块的起点，根据起点从第1码元块中消除循环扩充码元，和输出循环扩充码元得到消除的结果r_k；第2用户码元提取器，用于从第3预处理器输出的消除结果r_k中只提取频域中第u用户的奇数和偶数用户码元；和第3估计值检测器，用于从第2用户码元提取器提取的第u用户的奇数和偶数用户码元中检测奇数和偶数用户码元的估计值

和

为了实现本发明的第一个目的，在又一个实施例中，在第4预定V个用户和基站之间的数据通信中提供了基于OFDMA的数据通信设备，V表示共享第2码元块的用户的个数和是1或大于1的正整数。数据通信设备包括第2基站发送单元，基站通过第2基站发送单元，以两个第2码元块为单位把基站信息发送给第v用户，每个第2码元块包括N个码元。第2基站发送单元包括第2到第(V+1)编码器、第3和第4块发送器、和第2到第(V+1)分集信号发生器。第(V+1)编码器通过编码基站信息，为第v用户生成由第6预定N_v个基站码元a_k ^(v)组成的第(v+1)子块和把第(v+1)子块输出到第(v+1)块重复器，其中，N_v是大于等于1和小于等于N的整数，“k”是时间指标和是大于等于0和小于等于N-1的整数。第(v+1)分集信号发生器按码元块时间变换从第(v+1)编码器接收的奇数和偶数第(v+1)子块，和按码元块时间把未经变换和经变换的奇数和偶数第(v+1)子块输出到第3和第4块发送器。第3和第4块发送器的每一个包括第2到第(V+1)块重复器、第2到第(V+1)乘法器、第1加法器、第2循环扩充码元插入器、和第2信号发送器，和从第2到第(V+1)分集信号发生器的每一个交替输出的未经变换和经变换奇数和偶数第2到第(V+1)子块中生成两个码元块信号。第(v+1)块重复器重复第(v+1)子块第7预定次数L_v，生成N个码元a_k′ ^(v)和把N个码元a_k′ ^(v)输出到第(v+1)乘法器，其中，L_v是N/N_u，k′＝k％N_v，和k％N_v表示“k”除以N_v所得的余数。第(v+1)乘法器将N个码元a_k′ ^(v)乘以γ_vexp(j2πkn_v/N)和把相乘结果x_k ^(v)输出到第1加法器，其中，γ_v表示第v用户信号的幅度控制因子，和n_v表示分配给第v用户的唯一频率偏移数。第1加法器相加从第2到第(V+1)乘法器接收的相乘结果x_k ⁽¹⁾到x_k ^(v)和把相加结果x_k输出到第2循环扩充码元插入器。第2循环扩充码元插入器向第2信号发送器输出把循环扩充码元插入相加结果x_k中完成的单个第2码元块。第2信号发送器把完成的第2码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。这里，N₁+N₂+N₃+...+N_v不超过N。

最好，数据通信设备还包括第2用户接收单元，第2用户接收单元接收从第2基站发送单元发送的两个码元块信号之一和从接收的码元块信号中估计第v用户的基站码元。第2用户接收单元包括第4信号接收器，用于把接收的码元块信号转换成第2码元块和输出第2码元块；第4预处理器，用于找出从第4信号接收器接收的第2码元块的起点，根据起点从第2码元块中消除循环扩充码元，和输出循环扩充码元得到消除的结果r_k；第2基站码元提取器，用于从第4预处理器输出的结果r_k中只提取第v用户的奇数和偶数码元；和第4估计值检测器，用于从提取的奇数和偶数码元中检测第v用户的奇数和偶数基站码元的估计值

和

为了实现本发明的第二个目的，在一个实施例中，提供了数据通信设备的第1用户发送单元发送用户信息的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：通过编码用户信息，为第u用户生成由M_u个用户码元a_k ^(u)组成的第1子块；重复第1子块L_u次，生成M个码元a_k′ ^(u)；将M个码元a_k′ ^(u)乘以γ_uexp(j2πkm_u/M)，以获得第u用户信号x_k ^(u)；把循环扩充码元插入第u用户信号x_k ^(u)中，生成单个完整第1码元块；和把第1码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。

为了实现本发明的第二个目的，在另一个实施例中，提供了数据通信设备的第1基站发送单元发送基站信息的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：通过编码基站信息，为第v用户生成V个每一个由N_v个基站码元a_k ^(v)组成的第(v+1)子块；重复V个第(v+1)子块的每一个L_v次，生成N个码元a_k′ ^(v)；将在步骤(b2)中针对相应V个第(v+1)子块获得的码元a_k′ ⁽¹⁾到a_k′ ^(V)分别乘以γ₁exp(j2πkn₁/N)到γ_Vexp(j2πkn_V/N)，生成x_k ⁽¹⁾到x_k ^(V)；相加x_k ⁽¹⁾到x_k ^(V)和获得相加结果x_k；把循环扩充码元插入相加结果x_k中，生成单个完整第2码元块器；和把第2码元块转换成码元块信号和发送码元块信号。

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第1基站接收单元从码元块信号中估计第u用户码元的基于OFDMA的数据通信方法，该数据通信方法包括：把接收的码元块信号转换成第1码元块；找出第1码元块的起点，和根据起点从第1码元块中消除循环扩充码元；从循环扩充码元得到消除的结果r_k中只提取第u用户码元；和从提取的第u用户码元中检测第u用户的用户码元的估计值

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第1用户接收单元从第1基站发送单元发送的码元块信号中估计基站码元的基于OFDMA的数据通信方法，该数据通信方法包括：把接收的码元块信号转换成第2码元块；从第2码元块中消除循环扩充码元；从循环扩充码元得到消除的结果r_k中只提取第v用户的码元；和从第v用户的码元中检测第v用户的基站码元的估计值。

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第2用户发送单元以两个第1码元块为单位把用户信息发送给基站的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：在奇数码元块时间内，把未经变换的奇数第1子块发送到第1块发送器，同时，把未经变换的偶数第1子块发送到第2块发送器；在偶数码元块时间内，通过将偶数第1子块的复共轭乘以-1和把相乘结果排列成与输入偶数第1子块的次序相反的次序变换偶数第1子块和把经变换的偶数第1子块发送到第1块发送器，同时，通过将奇数第1子块的复共轭排列成与输入奇数第1子块的次序相反的次序变换奇数第1子块和把经变换的奇数第1子块发送到第2块发送器；在奇数码元块时间内，利用第1块发送器从未经变换的奇数第1子块中生成码元块信号，和利用第2块发送器从未经变换的偶数第1子块中生成码元块信号；在偶数码元块时间内，利用第1块发送器从经变换的偶数第1子块中生成码元块信号，和利用第2块发送器从经变换的奇数第1子块中生成码元块信号；和把在奇数或偶数码元块时间内生成的两个码元块信号同时发送到基站。

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第2基站发送单元以两个第2码元块为单位发送基站信息的基于OFDMA数据通信方法。该数据通信方法包括：在奇数码元块时间内，把未经变换的奇数第2到第(V+1)子块发送到第3块发送器，同时，把未经变换的偶数第2到第(V+1)子块发送到第4块发送器；在偶数码元块时间内，通过将偶数第2到第(V+1)子块的复共轭乘以-1和把相乘结果排列成与输入它们的次序相反的次序变换偶数第2到第(V+1)子块和把经变换的偶数第2到第(V+1)子块发送到第3块发送器，同时，通过将奇数第2到第(V+1)子块的复共轭排列成与输入它们的次序相反的次序变换奇数第2到第(V+1)子块和把经变换的奇数第2到第(V+1)子块发送到第4块发送器；在奇数码元块时间内，利用第3块发送器从未经变换的奇数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号，和利用第4块发送器从未经变换的偶数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号；在偶数码元块时间内，利用第3块发送器从经变换的偶数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号，和利用第4块发送器从经变换的奇数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号；和把在奇数或偶数码元块时间内生成的两个码元块信号同时发送到基站。

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第2基站接收单元接收从第2用户发送单元发送的码元块信号之一和估计第u用户码元的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：把接收的码元块信号转换成第1码元块；从第1码元块中消除循环扩充码元；从循环扩充码元得到消除的结果r_k中提取频域中第u用户的奇数和偶数用户码元；和从提取的第u用户的奇数和偶数用户码元中检测奇数和偶数用户码元的估计值和

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了数据通信设备的第2用户接收单元接收从第2基站发送单元发送的码元块信号之一和估计第v用户的基站码元的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：把接收的码元块信号转换成第2码元块；从第2码元块中消除循环扩充码元；从循环扩充码元得到消除的结果r_k中只提取第v用户的奇数和偶数码元；和从提取的奇数和偶数码元中检测第v用户的奇数和偶数基站码元的估计值

和

为了实现本发明的第二个目的，在又一个实施例中，提供了基于OFDMA的获取频率偏移数的数据通信方法。该数据通信方法包括：按照L_u或L_v的升序分类所有用户；初始化用户指标和频率偏移数；把用户指标加1；获取满足

的b₁∈{0，1}的值，和利用

获取频率偏移数；和确定用户指标是否小于用户个数，如果确定用户指标小于用户个数，转到上一步骤。

为了实现本发明的目的，在又一个实施例中，提供了基于OFDMA的数据通信设备生成包括至少2M或2N个码元的信道估计导频码元的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：设置由用户和基站事先知道的M或N个导频码元组成的参考导频码元序列d[k]，其中，“k”是大于等于0和不大于M-1或N-1的整数，“[]”表示一个组；和根据d^(u)[e]＝d[m_u+e·L_u]或d^(v)[e]＝d[m_v+e·L_v]获取第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]，其中，“u”或“v”是用户指标和是大于等于1和不大于U或V的整数，U或V表示共享含有M或N个码元的码元块的用户的个数，和是1或大于1的正整数，“e”是大于等于0和不大于M_u-1或N_v-1的整数，M_u或N_v是大于等于1和不大于M或N的整数，m_u或n_v表示第u或第v用户的唯一频率偏移数，L_u或L_v分别是M/M_u或N/N_u。

可选地，在设置了参考导频码元序列d[k]之后，根据d^(u)[e]＝d[e+S_u-1]或d^(v)[e]＝d[e+S_v-1]获取第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]，其中，

或

和S₀＝0。

为了实现本发明的目的，在又一个实施例中，提供了基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备生成包括至少2M或2N个码元的信道估计导频码元的基于OFDMA的数据通信方法。该数据通信方法包括：设置由用户和基站事先知道的M(2N)个导频码元组成的参考导频码元序列d[k]，“k”是大于等于0和不大于M-1(N-1)的整数，“[]”表示一个组；和根据d^(u)[e]＝d[e+S_u-1](d^(v)[e]＝d[e+S_v-1])获取第u(第v)用户的导频码元d^(u)[e](d^(v)[e])，其中，“u”(“v”)是用户指标并是大于等于1和不大于U(V)的整数，U(V)表示共享含有M(2N)个码元的码元块的用户的个数，并是1或大于1的正整数，“e”是大于等于0和不大于M_u-1(N_v-1)的整数，M_u(N_v)是大于等于1和小于等于M(N)的整数，m_u(n_v)表示第u(第v)用户的唯一频率偏移数，L_u(L_v)是M/M_u(N/N_v)，或

和S₀＝0。

附图说明

图1是根据本发明的、基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备的示意性方块图；

图2是说明帧、时隙、和第1码元块之间的关系的数据格式的图形；

图3是如图2所示的第1码元块的格式的图形；

图4是根据本发明的第1用户发送单元的一个实施例的方块图；

图5是根据本发明的第1用户发送单元执行的数据通信方法的流程图；

图6是根据本发明的第1基站发送单元的一个实施例的方块图；

图7是根据本发明的第1基站发送单元执行的数据通信方法的流程图；

图8是第1和第2信号发送器每一个的通用例子的方块图；

图9是根据本发明的第1基站接收单元的一个实施例的方块图；

图10是根据本发明的第1基站接收单元执行的数据通信方法的流程图；

图11是根据本发明的第1用户码元提取器和第1估计值检测器的第1实施例的方块图；

图12是根据本发明的第1用户码元提取器和第1估计值检测器的第2实施例的方块图；

图13到15是根据本发明的第1用户码元提取器和第1估计值检测器的其它实施例的方块图；

图16是根据本发明的第1用户接收单元的一个实施例的方块图；

图17是根据本发明的第1用户接收单元执行的数据通信方法的流程图；

图18是根据本发明的第1基站码元提取器的第1实施例的方块图；

图19是根据本发明的第1基站码元提取器的第2实施例的方块图；

图20到22是根据本发明的第1基站码元提取器的其它实施例的方块图；

图23是根据本发明的第1到第(U+3)时间均衡器的每一个的第1实施例的方块图；

图24是根据本发明的第2到第(U+1)和第(U+3)时间均衡器的每一个的第2实施例的方块图；

图25是根据本发明的第2用户发送单元的一个实施例的方块图；

图26是根据本发明的第2用户发送单元执行的数据通信方法的流程图；

图27是根据本发明的第2基站发送单元的一个实施例的方块图；

图28是根据本发明的第2基站发送单元执行的数据通信方法的流程图；

图29是根据本发明的第1到第(V+1)分集信号发生器每一个的第1实施例的方块图；

图30是根据本发明的第2基站接收单元的一个实施例的方块图；

图31是根据本发明的第2基站接收单元执行的数据通信方法的流程图；

图32是根据本发明的第2用户接收单元的一个实施例的方块图；

图33是根据本发明的第2用户接收单元执行的数据通信方法的流程图；

图34是根据本发明的用户信号检测器的第1实施例的方块图；

图35是根据本发明的用户信号检测器的第2实施例的方块图；

图36是第1到第4信号接收器每一个的通用例子的方块图；

图37是根据本发明的获取频率偏移数的数据通信方法的流程图；

图38是说明4个用户以相同速度同时发送信息时，时域和频域中的码元的图形；

图39是说明4个用户以不同速度同时发送信息时，时域和频域中的码元的图形；

图40是根据本发明的生成导频码元的数据通信方法的流程图；和

图41是把根据本发明的数据通信设备和方法应用于蜂窝式通信环境时的帧结构的图形。

具体实施方式

下文参照附图描述根据本发明的、基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备的配置和操作。

图1是根据本发明的、基于OFDMA的数据通信设备的示意性方块图。数据通信设备包括含有用户发送部分12和用户接收部分14的用户部分10和含有基站接收部分22和基站发送部分24的基站部分20。

可以存在与与基站部分20通信的用户的个数一样多的用户部分10。所有用户部分10的每一个都按如下所述与基站部分20通信。

参照图1，根据本发明的数据通信设备的用户发送部分12把被编码成用户码元的用户信息发送到基站接收部分22。基站发送部分22接收从至少一个用户发送部分12发送的用户信息和从接收的用户信息中估计用户部分10的用户码元。

为此，可以把用户发送部分12当作以每一个由预定M个(M是1或大于1的整数)主码元和至少一个附加循环扩充码元组成的码元块(下文称之为第1码元块)为单位将用户信息发送到基站接收部分22的第1用户发送单元，或者，可以把用户发送部分12当作以两个第1码元块为单位把用户信息发送到基站接收部分22的第2用户发送单元。

这里，可以把基站接收部分22当作可以接收以第1码元块为单位从一个或多个第1用户发送单元的每一个发送的码元块信号和估计相应用户的用户码元的第1基站接收单元，或者，可以把基站接收部分22当作可以接收以两个第1码元块为单位从一个或多个第2用户发送单元的每一个发送的码元块信号当中的一个和估计相应用户的至少一个用户码元的第2基站接收单元。

例如，当把用户发送部分12当作第1用户发送单元时，基站接收部分22被当作第1基站接收单元。当把用户发送部分12当作第2用户发送单元时，基站接收部分22被当作第2基站接收单元。

本发明的数据通信设备的基站发送部分24把有关某个用户的信息(下文称之为基站信息)发送给至少一个用户接收部分14。这里，用户接收部分14接收从基站发送部分24发送的基站信息和从接收的基站信息中估计有关某个用户的码元(下文称之为基站码元)。

为此，可以把基站发送部分24当作以每一个由预定N个(N是1或大于1的整数)主码元和至少一个附加循环扩充码元组成的码元块(下文称之为第2码元块)为单位将基站信息发送到至少一个用户接收部分14的第1基站发送单元，或者，可以把基站发送部分24当作以两个第2码元块为单位把基站信息发送到至少一个用户接收部分14的第2基站发送单元。

这里，可以把用户接收部分14当作可以接收以第2码元块为单位从第1基站发送单元发送的码元块信号和估计有关某个用户的基站码元的第1用户接收单元，或者，可以把用户接收部分14当作可以接收以两个第2码元块为单位从第2基站发送单元发送的码元块信号当中的一个和估计有关某个用户的至少一个基站码元的第2用户接收单元。

例如，当把基站发送部分24当作第1基站发送单元时，用户接收部分14被当作第1用户接收单元。当把基站发送部分24当作第2基站发送单元时，用户接收部分14被当作第2用户接收单元。

下文参照附图描述在如图1所示的用户部分10和基站部分20之间发送和接收的信息的格式。这里，只描述第1码元块，第1码元块的描述同样可应用于第2码元块。

图2是说明帧、时隙、和第1码元块之间的关系的数据格式的图形。参照图2，一个单位帧30由至少一个时隙组成。一个单位时隙32由至少一个第1码元块组成。当根据本发明的数据通信设备和方法在用户和基站之间发送和接收信息时，一次可以把第1码元块34分配给单个用户或数个用户。换句话说，根据本发明，在一个帧内第1码元块34的分配方案不是固定的，而是随码元时隙而改变。

图3是如图2所示的第1码元块34的格式的图形。第1码元块34由循环扩充码元40和44和主码元42组成。

参照图3，第1码元块34由M个主码元42和N_p个循环扩充码元40(其中，N_p是1或大于1的整数)组成。第1码元块34另外可以包括N_q个循环扩充码元44(其中，N_q是1或大于1的整数)。换句话说，在第1码元块34前部的循环扩充码元40通常有必要包括在第1码元块34中，但是，插在第1码元块34后部的循环码元44可以省略。如箭头46所示，把M个主码元42的最后N_p个主码元复制到第1码元块34的前部，形成循环扩充码元40，并且，如箭头48所示，把M个主码元42的前面N_q个主码元复制到第1码元块34的后部，形成循环扩充码元44。这里，如果表示主码元的个数的M被设置成以2为底数的指数的值(即，M∈{2ⁿ′|n′＝1，2，3，...})，那么，可以容易得多地实现根据本发明的数据通信设备。这里，循环扩充码元40或44的长度N_p或N_q被设置成等于或大于信道脉冲响应的长度。当从数个用户发送的数段用户信息没有完全同时到达基站时，把到达时间差嵌入循环扩充码元40或44中。

下文参照附图描述第1用户发送单元的一个优选实施例的配置和操作和第1用户发送单元发送用户信息的数据通信方法。

图4是根据本发明的第1用户发送单元的一个实施例的方块图。第1用户发送单元包括第1编码器50、第1块重复器52、乘法器54、第1循环扩充码元插入器56、和第1信号发送器58。

图5是如图4所示的第1用户发送单元把用户信息发送到根据本发明的第1基站接收单元的数据通信方法的流程图。在步骤60和62中，从第1子块中生成M个码元。在步骤64和68中，从M个码元中生成和以码元块为单位无线发送用户信号。

为了把用户信息发送到根据本发明的第1基站接收单元，在步骤60中，第1用户发送单元的第1编码器50编码通过输入端IN₁接收的用户信息，生成由第u用户的M_u个编码用户码元a_k ^(u)组成的第1子块，并且把第1子块输出到第1块重复器32。这里，M_u是大于等于1和不大于M的整数，“k”是时间指标和是大于等于0和不大于M-1的整数，和“u”是用户指标和是大于等于1和不大于U的整数。U表示共享第1码元块的用户的个数。这里，当一个或多个用户共享第1码元块34时，每个用户只能使用第1码元块34中的M_u个码元。

在步骤60之后，第1块重复器52在步骤62中重复从第1编码器50接收的第1子块L_u次，生成M个码元a_k′ ^(u)，并且把M个码元a_k′ ^(u)输出到乘法器54。这里，L_u＝M/M_u，k′＝k％M_u，和k％M_u表示“k”除以M_u所得的余数。

在步骤62之后，乘法器54在步骤64中将从第1块重复器52接收的M个码元a_k′ ^(u)乘以γ_uexp(j2πkm_u/M)，并且把公式(1)所表达的相乘结果作为第u用户信号x_k ^(u)输出到第1循环扩充码元插入器56。

x_k ^(u)＝a_k′ ^(u)·γ_uexp(j2πkm_u/M)           ...(1)

这里，γ_u表示第u用户信号x_k ^(u)的幅度控制因子，可以是，例如，L_u ^-0.5，和m_u表示分配给第u用户的唯一频率偏移数。

在步骤64之后，第1循环扩充码元插入器56在步骤66中把循环扩充码元插入从乘法器54接收的第u用户信号x_k ^(u)中，并且把插入结果作为单个完整第1码元块输出到第1信号发送器58。

在步骤66之后，第1信号发送器58在步骤68中把在第1循环扩充码元插入器56中完成的第1码元块转换成码元块信号，并且通过输出端OUT₁把码元块信号发送到第1基站接收单元。

以下，参照附图描述第1基站发送单元和第1基站发送单元发送基站信息到第1用户接收单元的数据通信方法的优选实施例的配置和操作。

图6是根据本发明的第1基站发送单元的一个实施例的方块图。第1基站发送单元包括第2到第(V+1)编码器70到72、第2到第(V+1)块重复器74到76、V个乘法器78到80、第1加法器82、第2循环扩充码元插入器84、和第2信号发送器86。

图7是如图6所示的第1基站发送单元把基站信息发送到根据本发明的第1用户接收单元的数据通信方法的流程图。在步骤90到100中，从V个第(v+1)子块中生成完整第2码元块。这里，V表示共享第2码元块的用户的个数，和“v”表示用户指标和是大于等于1和小于等于V的整数。

当与V个第1用户接收单元通信时，如图6所示的第1基站发送单元把以第2码元块为单位的基站信息发送到第v第1用户接收单元。为此，在步骤90中，第1基站发送单元的第2到第(V+1)编码器70到72编码通过输入端IN₂到IN_V+1接收的基站信息，生成由每一个都是第v用户的码元的N_v个基站码元a_k ^(v)组成的V个第(v+1)子块，并且把V个第(v+1)子块输出到第2到第(V+1)块重复器74到46。这里，N_v是大于等于1和不大于N的整数。在这种情况下，时间指标“k”是大于等于0和不大于N-1的整数。换句话说，0≤时间指标k≤主码元的个数M(或N)-1。

例如，第(v+1)编码器70，...，或72编码通过输入端IN_v+1接收的基站信息，生成由第v用户的N_v个编码基站码元a_k ^(v)组成的第(v+1)子块，并且把第(v+1)子块输出到第(v+1)块重复器74，...，或46。

在步骤90之后，第2到第(V+1)块重复器74到76的每一个在步骤92中重复第(v+1)子块L_v次，生成N个码元a_k′ ^(v)，并且把N个码元a_k′ ^(v)输出到相应乘法器78，...，或80。这里，L_v＝N/N_v，k′＝k％N_v，和k％N_v表示“k”除以N_v所得的余数。例如，第2块重复器74重复从第2编码器70接收的第2子块L₁次，生成N个码元a_k′ ⁽¹⁾，并且把N个码元a_k′ ⁽¹⁾输出到相应乘法器78。

在步骤92之后，乘法器78到80在步骤94中将从相应第2到第(V+1)块重复器74到76接收的码元a_k′ ⁽¹⁾到a_k′ ^(V)分别乘以γ₁exp(j2πkn₁/N)到γ_Vexp(j2πkn_V/N)，并且相乘结果x_k ⁽¹⁾到x_k ^(V)输出到第1加法器82。相乘结果x_k ⁽¹⁾到x_k ^(V)的每一个x_k ^(v)通过公式(2)来表达。

x_k ^(v)＝a_k′ ^(v)·γ_vexp(j2πkm_v/N)      ...(2)

这里，γ_v表示第v用户信号的幅度控制因子，可以是，例如，L_v ^-0.5，和n_v表示分配给第v用户的唯一频率偏移数。例如，乘法器78将N个码元a_k′ ⁽¹⁾乘以γ₁exp(j2πkn₁/N)，并且把相乘结果x_k ⁽¹⁾输出到第1加法器82。

在步骤94之后，第1加法器82在步骤96中相加从乘法器78到70接收的相乘结果x_k ⁽¹⁾到x_k ^(V)，并且把通过公式(3)表达的相加结果x_k输出到第2循环扩充码元插入器84。

$x_k=\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{x_k}^{\left(v\right)}...\left(3\right)$

在步骤96之后，第2循环扩充码元插入器84在步骤98中把循环扩充码元插入从第1加法器82接收的相加结果x_k中，生成单个完整第2码元块，并行把生成的第2码元块输出到第2信号发送器86。

在步骤98之后，第2信号发送器86在步骤100中把完整第2码元块转换成码元块信号，并且通过输出端OUT₂把完整码元块信号发送到第1用户接收单元。

这里，当把第1码元块同时分配给U个用户，以便U个用户可以通过如图4所示的第1用户发送单元把用户信息发送到第1基站接收单元时，或者，当把第2码元块同时分配给V个用户，以便可以通过如图6所示的第1基站发送单元把基站信息发送到V个第1用户接收单元时，必须满足公式(4)所表达的条件。

M≥M₁+M₂+M₃+...+M_U或者N≥N₁+N₂+N₃+...+N_U    ...(4)

换句话说，根据本发明共享单个第1或第2码元块的用户的个数U或V可以从最小1变化到最大M或N。如果单个用户使用单个第1或第2码元块(U＝1或V＝1)，那么，M_u＝M(或N_v＝N)和L_u＝1(或L_v＝1)。如果M或N个用户使用单个第1或第2码元块(U＝M或V＝N)，那么，对于第u或第v用户，M_u＝1(或N_v＝1)和L_u＝M(L_v＝N)。

根据本发明，M_u或N_v可以被设置成以2为底数的指数的值(即，M_u∈{2^m|m＝0，1，2，...，log₂M}或N_v∈{2ⁿ′|n′＝0，1，2，...log₂N}})。这里，用户码元a_k ^(u)或a_k ^(v)可以是正交调幅(QAM)码元，相移键控(PSK)码元，或差分PSK(DPSK)码元。

图8是如图4和6所示的第1和第2信号发送器58和86每一个的通用例子的方块图。第1和第2信号发送器58和86的每一个包括数字一模拟转换器110(DAC)、第1低通滤波器(LPF)112、第1本机振荡器114、乘法器116、大功率放大器(HPA)118、和天线120。

参照图8，第1或第2信号发送器58或86的DAC110把通过输入端IN_V+2从第1或第2循环扩充码元插入器56或84接收的完整第1或第2码元块转换成模拟信号，并且把模拟信号输出到第1LPF 112。然后，第1LPF 112对从DAC110接收的模拟信号进行低通滤波，并且把低通滤波结果输出到乘法器116。乘法器116将第1LPF112的输出乘以从第1本机振荡器114输出的、具有频率fc的载波信号，从而，调制第1LPF 112的输出，形成具有fc的中心频率的信号，并且把调制结果输出到HPA 118。然后，HPA 118放大乘法器116的输出。通过天线120把放大结果发送到第1基站接收单元或第1用户接收单元。

下文参照附图描述第1基站接收单元的一个优选实施例的配置和操作和第1基站接收单元估计用户码元的数据通信方法。

图9是根据本发明的第1基站接收单元的一个实施例的方块图。第1基站接收单元包括第1信号接收器130、第1预处理器132、第1用户码元提取器134、和第1估计值检测器136。

图10是根据本发明的、如图9所示的第1基站接收单元估计用户码元的数据通信方法的流程图。在步骤140到146中，从接收的码元块信号中提取用户码元和从提取的用户码元中检测用户码元的估计值。

如图9所示的第1基站接收单元的第1信号接收器130在步骤140中，通过输入端IN_V+3接收从U个第1用户发送单元发送的码元块信号之一，把接收的码元块信号转换成第1码元块，并且把第1码元块输出到第1预处理器132。

在步骤S140之后，第1预处理器132在步骤142中，找出从第1信号接收器130接收的第1码元块的起点，根据起点从第1码元块中消除循环扩充码元，并且把循环扩充码元得到消除的结果r_k输出到第1用户码元提取器134。

在步骤142之后，第1用户码元提取器134在步骤144中，从第1预处理器132接收的循环扩充码元得到消除的结果r_k中只提取第u用户码元，并且把提取的第u用户码元输出到第1估计值检测器136。

在步骤144之后，第1估计值检测器136在步骤146中，从第1用户码元提取器134接收的提取的第u用户码元中检测第u用户的用户码元的估计值并且通过输出端OUT₃输出

下文参照附图描述如图9所示的相应第1用户码元提取器134和第1用户码元提取器136的本发明优选实施例的配置和操作、和根据本发明的、分别在相应第1用户码元提取器134和第1估计值检测器136的实施例中执行的、如图10所示的步骤144和146。

如下的描述涉及在通过输入端IN_V+3输入通过附加了高斯白噪声的加性高斯白噪声(AWGN)信道从第1用户发送单元发送的含有第1码元块的码元块信号的情况下，第1用户码元提取器134的第1和第2实施例134A和134B和第1估计值检测器136的第1实施例136A。

图11是显示根据本发明的第1用户码元提取器134和第1估计值检测器136的第1优选实施例134A和136A的方块图。第1用户码元提取器134A包括U个乘法器152到154和第1到第U后处理器156到158。第1估计值检测器136A包括第1到第U检测器162到164。

参照图11，第1用户码元提取器134A的乘法器152到154执行步骤144，将在步骤142中获得的和从第1预处理器132接收的消除结果r_k分别乘以α₁exp(-j2πkm₁/M)到α_Uexp(-j2πkm_U/M)，并且把相乘结果

到

作为用户信号

到

分别输出到第1到第U后处理器156到158。这里，r_k包含高斯白噪声n_k，和α_u表示幅度控制因子，它可以是，例如，L_u ^-0.5。例如，乘法器152将从第1预处理器132接收的消除结果r_k乘以α₁exp(-j2πkm₁/M)，并且把相乘结果

作为第1用户信号

输出到第1后处理器156。

然后，第1到第U后处理器156到158以M_u为周期折叠和相加从相应乘法器152到154接收的相乘结果

到并且把折叠和相加的结果r_k ⁽¹⁾和r_k ^(U)分别输出到第1到第U检测器162到164。例如，第1到第U后处理器156到158当中的第u后处理器以M_u为周期折叠和相加从相应乘法器152，...，或154接收的第u用户信号并且把折叠和相加的结果作为如公式(5)表达的第u用户码元r_k ^(u)输出到第1到第U检测器162到164当中的第u检测器。

${r_k}^{\left(u\right)}=\underset{l=0}{\overset{L_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{k+l\·M_u}^{\left(u\right)}...\left(5\right)$

这里，k＝0，1，...，或M_u-1。

于是，对于从第u后处理器156，...，或158输出的r_k ^(u)，如公式(6)所示，只剩下第u用户码元a_k ^(u)和所有其它用户码元相互抵消。

r_k ^(u)＝(α_uγ_uL_u)·a_k ^(u)+n_k′      ...(6)

这里，n_k′表示高斯白噪声成分，和k＝0，1，...，或M_u-1。

第1估计值检测器136A的第1到第U检测器162到164执行步骤146，从第1到第U后处理器156到158接收的用户码元r_k ⁽¹⁾和r_k ^(U)中分别检测估计值

到

例如，第u检测器162，...，或164从第u后处理器156，...，或158接收的第u用户码元r_k ^(u)中检测用户码元的估计值

这里，如果设置α_uγ_u＝1/L_u，那么，可以容易地检测估计值

图12是显示根据本发明的如图9所示的第1用户码元提取器134的第2实施例134B和第1估计值检测器136的第1实施例136A的方块图。第1用户码元提取器134B包括付里叶变换器170、分配器172、第1控制器178、和第1到第U付里叶逆变换器174到176。第1估计值提取器136A包括第1到第U检测器162到164。

参照图12，第1用户码元提取器134B的付里叶变换器170执行步骤144，对在步骤142中获取、从第1预处理器132接收和包括高斯白噪声n_k的r_k进行M-点付里叶变换，并且把付里叶变换的结果R_n(其中，“n”表示频率因子，是大于等于0和不大于M-1的整数)。

这里，当从付里叶变换器170输出的付里叶变换结果R_n是与第u用户有关的付里叶变换结果R_n ^(u)时，对R_n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，获得第u用户码元r_k ^(u)，然后，过程转到步骤146。为此，第1用户码元提取器134B可以包括分配器172、第1控制器178、和第1到第U付里叶逆变换器174到176。这里，分配器172响应从第1控制器178输出的选择信号S₀，把从付里叶变换器170接收的R_n输出到相应付里叶逆变换器174，...，或176。例如，分配器172把第u用户的信号R_n ^(u)输出到第u用户付里叶逆变换器174，...，或176。第1控制器178响应L_u和事先分配给第u用户的唯一频率偏移数m_u，生成选择信号S₀，并且把选择信号S₀输出到分配器172。由分配器172从第1到第U付里叶逆变换器174到176选择的第u付里叶逆变换器174，...，或176对从分配器172接收的R_n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果作为第u用户码元r_k ^(u)输出到第u检测器162，...，或164。

如图12所示的第1估计值检测器136A具有与如图11所示的第1估计值检测器136A相同的配置和进行与之相同的操作。因此，略去对它的描述。

如下的描述涉及在通过输入端IN_V+3输入含有通过衰落信道从第1用户发送单元发送时生成的干扰的、第1码元块的码元块信号的情况下，第1用户码元提取器134的其它实施例134C、134D、和134E、和第1估计值检测器136的第2实施例136B。

这里，当假设信道脉冲响应h_k的长度L短于循环扩充码元的长度时，如果第1预处理器132从第1码元块中消除循环扩充码元，那么，第1码元块之间的干扰得到消除，并且，在单个码元块时间内从第1预处理器132输出的消除结果r_k通过公式(7)来表达。

$r_k=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{(k-l+M)\%M}{h}_1+n_k=x_k\⊗h_k+n_k...\left(7\right)$

这里，k＝0，1，...，或N-1，和x_k表示第1用户发送单元插入循环扩充码元之前的用户信号，例如，如图4所示的乘法器54的输出。另外，(k-1+M)％M表示(k-1+M)除以M所得的余数，和

表示循环卷积。换句话说，对于与每个块有关的r_k，对用户信号x_k和信道脉冲响应h_k进行循环卷积。

图13是显示根据本发明的如图9所示的第1用户码元提取器134的第3实施例134C和如图9所示的第1估计值检测器136的第2实施例136B的方块图。第1用户码元提取器134C包括付里叶变换器180、第1频率均衡器182、分配器184、第1到第U付里叶逆变换器186到188、和第1控制器190。第1估计值提取器136B包括第1到第U检测器200到202。

除了如图13所示的第1用户码元提取器134C还包括在付里叶变换器180和分配器184之间的第1频率均衡器182之外，第1用户码元提取器134C具有与如图12所示的第1用户码元提取器134B相同的配置。

例如，如图13所示的付里叶变换器180对在步骤142中从第1预处理器132输出的和通过公式(7)表达的r_k进行M-点付里叶变换，并且，把付里叶变换的结果R_n输出到第1频率均衡器182。然后，第1频率均衡器182对从付里叶变换器180接收的付里叶变换结果R_n的相位和大小进行补偿，并且把补偿结果Z_n输出到分配器184。换句话说，第1频率均衡器182用于从频域中消除通过衰落信道从第1用户发送单元发送码元块信号时出现的干扰(下文称之为信道间干扰)。为此，第1频率均衡器182可以将从付里叶变换器180接收的付里叶变换结果R_n乘以第1预定复数，并且把相乘结果Z_n作为补偿结果输出到分配器184。

这里，当从第1频率均衡器182输出的补偿结果Z_n是与第u用户有关的补偿结果Z_n ^(u)时，对Z_n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，获得第u用户码元z_k ^(u)，然后，过程转到步骤146。为此，第1用户码元提取器134C可以包括分配器184、第1到第U付里叶逆变换器186到188、和第1控制器190。分配器184响应从第1控制器190输出的选择信号S₀，把从第1频率均衡器182接收的Z_n输出到相应付里叶逆变换器186，...，或188。例如，分配器184把第u用户的信号Z_n ^(u)输出到第u付里叶逆变换器186，...，或188。如图12所示的第1控制器178那样，第1控制器190响应L_u和事先分配给第u用户的唯一频率偏移数m_u，生成选择信号S₀，并且把选择信号S₀输出到分配器184。第1到第U付里叶逆变换器186，...，和188当中的第u付里叶逆变换器对从分配器184接收的Z_n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果作为第u用户码元z_k ^(u)输出到第1估计值检测器136B。

为了执行步骤146，第1估计值检测器136B的第u检测器200，...，或202从第u付里叶逆变换器186，...，或188接收的第u用户码元z_k ^(u)中检测估计值

图14是显示如图9所示的第1用户码元提取器134的第4实施例134D和如图9所示的第1估计值检测器136的第2实施例136B的方块图。第1用户码元提取器134D包括第1时间均衡器210、U个乘法器212到214、和第(U+1)到第2U后处理器216到218。第1估计值检测器136B包括第1到第U检测器200到202。

为了执行步骤144，如图14所示的第1时间均衡器210从在步骤142中从第1预处理器132输出的和通过公式(7)表达的、时域中的r_k中消除信道间干扰，并且把信道间干扰的消除结果z_k输出到乘法器212到214。然后，乘法器212到214将从第1时间均衡器210接收的信道间干扰的消除结果z_k乘以α₁exp(-j2πkm₁/M)到α_Uexp(-j2πkm_U/M)，并且把相乘结果到

作为用户信号分别输出到第(U+1)到第2U后处理器216到218。例如，第u乘法器212，...，或214将从第1时间均衡器210接收的信道间干扰的消除结果z_k乘以α_uexp(-j2πkm_u/M)，并且把相乘结果作为第U用户信号输出到第(U+u)后处理器216，...，或218。然后，第(U+1)到第2U后处理器216到218以M_u为周期折叠和相加分别从乘法器212，...，或214输入的用户信号

到

生成用户码元z_k ⁽¹⁾到z_k ^(u)，并且把用户码元z_k ⁽¹⁾到z_k ^(u)输出到相应第1到第U检测器200到202。例如，第(U+u)后处理器216，...，或218根据公式(8)，以M_u为周期折叠和相加从第u乘法器212，...，或214输入的第u用户信号

并且把折叠和相加的结果作为第u用户码元z_k ^(u)输出到第u检测器200，...，或202。

${z_k}^{\left(u\right)}=\underset{l=0}{\overset{L_u-1_{~}\left(u\right)}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k+l\·M_u}...\left(8\right)$

这里，k＝0，1，...，或M_u-1。

如图14所示的第1估计值检测器136B具有与如图13所示的第1估计值检测器136B相同的配置和进行与之相同的操作。因此，略去对它的描述。

图15是显示如图9所示的第1用户码元提取器134的第5实施例134E和如图9所示的第1估计值检测器136的第2实施例136B的方块图。第1用户码元提取器134E包括U个乘法器220到222、第1到第U后处理器224到226、和第2到第(U+1)时间均衡器228到230。第1估计值提取器136B包括第1到第U检测器200到202。

如下的描述涉及第1用户码元提取器134E执行步骤144的过程。

U个乘法器220到222将在步骤142中从第1预处理器132输出的和通过公式(7)表达的r_k分别乘以α₁exp(-j2πkm₁/M)到α_Uexp(-j2πkm_U/M)，并且把相乘结果到

作为用户信号分别输出到第1到第U后处理器224到226。例如，第u乘法器220，...，或222将从第1预处理器132接收的r_k乘以α_uexp(-j2πkm_u/M)，并且把相乘结果作为第u用户信号输出到第u后处理器224，...，或226。

然后，第1到第U后处理器224到226执行与如图11所示的第1到第U后处理器156到158相同的功能，以M_u为周期折叠和相加分别从乘法器220，...，和222输入的用户信号

到

并且把折叠和相加的结果r_k ⁽¹⁾和r_k ^(U)输出到相应第2到第(U+1)时间均衡器228到230。例如，第u后处理器224，...，或226根据公式(9)，以M_u为周期折叠和相加从第u乘法器220，...，或222输入的第u用户信号

并且把折叠和相加的结果r_k ^(u)输出到第(u+1)时间均衡器228，...，或230。

${r_k}^{\left(u\right)}=\left({\mathrm{\γ}}_u{\mathrm{\α}}_u{L}_u\right)\·\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{(k+M-l)\%M_u}\exp (-j2\mathrm{\πl}{m}_u/M)\·h_l+{n_k}^{\′}...\left(9\right)$

这里，k＝0，1，...，或M_u-1，和(k+M-1)％M_u表示(k+M-1)除以M_u所得的余数。

然后，第2到第(U+1)时间均衡器228到230在时域中，从第1到第U后处理器224到226输出的r_k ⁽¹⁾和r_k ^(U)中消除信道间干扰，并且把信道间干扰的消除结果作为用户码元z_k ⁽¹⁾到z_k ^(U)分别输出到第1到第U检测器200到202。例如，第(u+1)时间均衡器228，...，或230从第u后处理器224，...，或226输出的r_k ^(u)中消除信道间干扰，并且把信道间干扰的消除结果z_k ^(u)作为第u用户码元输出到第u检测器200，...，或202。

如图15所示的第1估计值检测器136B具有与如图13所示的第1估计值检测器136B相同的配置和进行与之相同的操作。因此，略去对它的描述。

如图12和13所示的第1用户码元提取器134B和134C的每一个在频域中提取用户码元，而如图11、14和15所示的第1用户码元提取器134A、134D和134E的每一个在时域中提取用户码元。

如果M_u小于M，那么，如图15所示的第(u+1)时间均衡器228，...，或230的硬件规模小于如图14所示的第1时间均衡器210的硬件规模。

下文参照附图描述第1用户接收单元的本发明优选实施例的配置和操作和第1用户接收单元估计基站码元的本发明数据通信方法。

图16是根据本发明的第1用户接收单元的一个实施例的方块图。第1用户接收单元包括第2信号接收器240、第2预处理器242、第1基站码元提取器244、和第2估计值检测器246。

图17是根据本发明的、如图16所示的第1用户接收单元估计基站码元的数据通信方法的流程图。在步骤250到256中，从接收的码元块信号中提取第v用户的码元，并且从提取的码元中检测基站码元的估计值。

如图16所示的第1用户接收单元的第2信号接收器240在步骤250中，通过输入端IN_V+4接收从第1基站发送单元发送的码元块信号，把接收的码元块信号转换成第2码元块，并且把第2码元块输出到第2预处理器242。

在步骤S250之后，第2预处理器242在步骤252中，找出从第2信号接收器240接收的第2码元块的起点，根据起点从第2码元块中消除循环扩充码元，并且把循环扩充码元得到消除的结果r_k输出到第1基站码元提取器244。

在步骤252之后，第1基站码元提取器244在步骤254中，从第2预处理器242接收的消除结果r_k中只提取第v用户的码元，并且把提取的码元输出到第2估计值检测器246。

在步骤254之后，第2估计值检测器246在步骤256中，从第1基站码元提取器244接收的提取的第v用户码元中检测第v用户的基站码元的估计值

并且通过输出端OUT4输出

下文参照附图描述如图16所示的第1基站码元提取器244的优选实施例的配置和操作、和在相应实施例中执行的根据本发明的数据通信方法的步骤254。

如下的描述涉及在通过输入端IN_V+4输入通过附加了高斯白噪声的AWGN信道从第1基站发送单元发送的含有第2码元块的码元块信号的情况下，第1基站码元提取器244的第1和第2实施例244A和244B。

图18是显示根据本发明的图16所示第1基站码元提取器244的第1实施例244A的方块图。第1基站码元提取器244A包括乘法器260和第(2U+1)后处理器262。

第1基站码元提取器244A的乘法器260执行步骤254，将包含高斯白噪声n_k的和在步骤252中从第2预处理器242输出的r_k乘以α_vexp(-j2πkn_v/M)，并且把相乘结果

输出到第(2U+1)后处理器262。这里，α_v表示第v用户信号的幅度控制因子，它可以是，例如，L_v ^-0.5。然后，第(2U+1)后处理器262像公式(5)所示那样，以N_v为周期折叠和相加从乘法器260接收的相乘结果

并且把折叠和相加的结果r_k ^(v)作为第v用户的码元输出到第2估计值检测器246。

第2估计值检测器246从第(2U+1)后处理器262的输出r_k ^(v)中检测第v用户的基站码元的估计值

这里，如果设置α_vγ_v＝1/L_v，那么，第2估计值检测器246可以容易地检测估计值。

图19是根据本发明的如图16所示的第1基站码元提取器244的第2实施例244B的方块图。第1基站码元提取器244B包括付里叶变换器270、切换单元272、第1控制器274、和付里叶逆变换器276。

第1基站码元提取器244B的付里叶变换器270执行步骤254，对在步骤252中从第2预处理器242输出和包含高斯白噪声n_k的r_k进行N-点付里叶变换，并且把付里叶变换的结果R_n输出到切换单元272。这里，“n”表示频率因子，是大于等于0和不大于N-1的整数。也就是说，0≤频率因子≤主码元的个数M或N-1。

这里，当从付里叶变换器270输出的付里叶变换结果R_n是与第v用户有关的付里叶变换结果R_n ^(v)时，对R_n ^(v)进行N_v-点付里叶逆变换，获得第v用户的码元r_k ^(v)，并且把码元r_k ^(v)输出到第2估计值检测器246。为此，如图19所示，第1基站码元提取器244B可以包括切换单元272、第1控制器274、和付里叶逆变换器276。

切换单元272响应选择信号S₀，从付里叶变换器270接收的R_n中只挑出第v用户信号R_n ^(v)，并且把第v用户信号R_n ^(v)输出到付里叶逆变换器276。第1控制器274响应L_v和事先分配给第v用户的唯一频率偏移数，生成选择信号S₀，并且把选择信号S₀输出到切换单元272。付里叶逆变换器276对从切换单元272接收的R_n ^(v)进行N_v-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果r_k ^(v)输出到第2估计值检测器246。

第2估计值检测器246从付里叶逆变换器276的输出r_k ^(v)中检测第v用户的基站码元的估计值

如下的描述涉及在通过输入端IN_V+4输入含有第2码元块和通过衰落信道从第1基站发送单元发送时生成的信道干扰的码元块信号的情况下，第1基站码元提取器244的其它实施例244C、244D、和244E。

这里，当假设信道脉冲响应h_k的长度L短于循环扩充码元的长度时，如果第2预处理器242从第2码元块中消除循环扩充码元，那么，第2码元块之间的干扰得到消除，并且，在单个码元块时间内从第2预处理器242输出的消除结果r_k通过公式(7)来表达。这里，在公式(7)中，用N替代M。

图20是显示如图16所示的第1基站码元提取器244的第3实施例244C的方块图。第1基站码元提取器244C包括付里叶变换器280、切换单元282、第1控制器284、第2频率均衡器286、和付里叶逆变换器288。

除了如图20所示的第1基站码元提取器244C还包括在切换单元282和付里叶变换器288之间的第2频率均衡器286之外，第1基站码元提取器244C具有与如图19所示的第1基站码元提取器244B相同的配置。

第1基站码元提取器244C的付里叶变换器280执行步骤254，对在步骤252中从第2预处理器242输出的r_k进行N-点付里叶变换，并且，把付里叶变换的结果R_n输出到切换单元282。然后，切换单元282响应从第1控制器284输入的选择信号S₀，从付里叶变换器280接收的R_n中只挑出第v用户信号R_n ^(v)，并且把第v用户信号R_n ^(v)输出到第2频率均衡器286。第1控制器284以如图19所示的第1控制器274相同的方式生成选择信号S₀，并且把选择信号S₀输出到切换单元282。

然后，第2频率均衡器286对从切换单元282输出的第v用户信号R_n ^(v)的相位和大小进行补偿，并且把补偿结果Z_n ^(v)输出到付里叶逆变换器288。换句话说，第2频率均衡器286用于从频域中消除信道间干扰。为此，第2频率均衡器286将从切换单元282接收的第v用户信号R_n ^(v)乘以第2预定复数，并且把相乘结果Z_n ^(v)作为补偿结果输出到付里叶逆变换器288。

付里叶逆变换器288对从第2频率均衡器286接收的补偿结果Z_n ^(v)进行N_v-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果z_k ^(v)作为第v用户的码元输出到第2估计值检测器246。第2估计值检测器246从付里叶逆变换器288的输出z_k ^(v)中检测第v用户的基站码元的估计值

图21是显示如图16所示的第1基站码元提取器244的第4实施例244D的方块图。第1基站码元提取器244D包括第(U+2)时间均衡器290、乘法器292、和第(2U+2)后处理器294。

第1基站码元提取器244D的第(U+2)时间均衡器290执行步骤254，从在步骤252中从第2预处理器242输出的、时域中的r_k中消除信道间干扰，并且把信道间干扰的消除结果z_k输出到乘法器292。

然后，乘法器292将从第(U+2)时间均衡器290接收的信道间干扰的消除结果z_k乘以α_vexp(-j2πkn_v/N)，并且把相乘结果

输出到第(2U+2)后处理器294。然后，第(2U+2)后处理器294像公式(8)所示那样，以N_v为周期折叠和相加相乘结果

并且把折叠和相加的结果z_k ^(v)作为第v用户的码元输出到第2估计值检测器246。

图22是显示如图16所示的第1基站码元提取器244的第5实施例244E的方块图。第1基站码元提取器244E包括乘法器300、第(2U+1)后处理器302、和第(U+3)时间均衡器304。

第1基站码元提取器244E的乘法器300执行步骤254，将在步骤252中从第2预处理器242输出的r_k乘以α_vexp(-j2πkn_v/N)，并且把相乘结果

输出到第(2U+1)后处理器302。

然后，第(2U+1)后处理器302执行与如图18所示的第(2U+1)后处理器262相同的功能，以N_v为周期折叠和相加分别从乘法器300接收的相乘结果并且把折叠和相加的结果r_k ^(v)输出到第(U+3)时间均衡器304。

第(U+3)时间均衡器304在时域中，从第(2U+1)后处理器302输出的折叠和相加的结果r_k ^(v)中消除信道间干扰，并且把信道间干扰的消除结果z_k ^(v)作为第v用户的码元输出到第2估计值检测器246。

下文描述如图14、15、21、和22所示的第1到第(U+3)时间均衡器210、228到230、290、和304的每一个的本发明优选实施例的配置和操作。

图23是第1到第(U+3)时间均衡器210、228到230、290、和304的每一个的本发明第一实施例的方块图，它包括付里叶变换器310、第3频率均衡器312、和付里叶逆变换器314。

如图23所示的付里叶变换器310对通过输入端IN_V+5接收的一个值，即，第1或第2预处理器132或242的输出r_k，或后处理器224，...，226，或302的输出进行付里叶变换，并且把付里叶变换的结果输出到第3频率均衡器312。当如图23所示的时间均衡器应用于如图14和21所示的第1和第(U+2)时间均衡器210和290的每一个时，付里叶变换器310进行M-或N-点付里叶变换，并且把M-或N-点付里叶变换所得的M或N个信号输出到第3频率均衡器312。当如图23所示的时间均衡器应用于如图15和22所示的第2到第(U+1)时间均衡器和第(U+3)时间均衡器228到230和304当中的任何一个时，付里叶变换器310进行M_u-或N_v-点付里叶变换，并且把M_u-或N_v-点付里叶变换所得的M_u或N_v个信号输出到第3频率均衡器312。

第3频率均衡器312将从付里叶变换器310接收的M或N(M_u或N_v)个信号乘以第3预定复数，并且把相乘结果输出到付里叶逆变换器314。换句话说，第3频率均衡器312用于在频域中消除信道间干扰。

付里叶逆变换器314对从第3频率均衡器312接收的相乘结果进行付里叶逆变换，并且通过输出端OUT₅输出付里叶逆变换的结果，作为信道间干扰得到消除的结果。当如图23所示的时间均衡器应用于如图14或21所示的第1或第(U+2)时间均衡器210或290时，付里叶逆变换器314进行M-或N-点付里叶逆变换。当如图23所示的时间均衡器应用于如图15和22所示的第2到第(U+1)时间均衡器和第(U+3)时间均衡器228到230和304时，付里叶逆变换器314进行M_u-或N_v-点付里叶逆变换。

图24是第2到第(U+1)时间均衡器和第(U+3)时间均衡器228到230和304的每一个的本发明优选实施例的方块图，它包括第1和第2有限脉冲响应(FIR)滤波器320和322、延迟单元324、和第2加法器326。

如图24所示的第1FIR滤波器320对通过输入端IN_V+6接收的相应后处理器224，...，226，或302的输出r_k ^(u)或r_k ^(v)进行FIR滤波，并且把滤波结果输出到第2加法器326。

延迟单元324通过输入端IN_V+7接收来自第2估计值检测器136或246的估计值，延迟估计值，并且把延迟结果输出到第2FIR滤波器322。第2FIR滤波器322对从延迟单元324接收的延迟结果进行FIR滤波，并且把滤波结果输出到第2加法器326。

第2加法器326相加从第1和第2FIR滤波器320和322接收的滤波结果，并且通过输出端OUT₆把相加结果作为信道间干扰得到消除的结果z_k ^(u)或z_k ^(v)输出到第1或第2估计值检测器136或246。

在本发明的另一个实施例中，可以把如图14、15、21和22所示的第1到第(U+3)时间均衡器210、228到230、290、和304的每一个当作对相应值，即，第1或第2预处理器132或242的输出r_k，或后处理器224，...，226，或302的输出进行FIR滤波的FIR滤波器，并且输出滤波结果，作为信道间干扰得到消除的结果。

根据本发明的数据通信设备和方法，以块为单元发送和接收数据，因此，可以容易地实现时空代码。这里，时空代码公开在Erik Lind skog和Arogyaswami Paulraj撰写、2000年5月在国际通信会议(ICC(Inter-national Conference on Communications))上宣读的论文《含有码元间干扰的信道的发送分集方案》(“A Transmit Diversity Scheme for Channals with Intersymbol Interference”)的第307到311页中。例如，如上所述，第2用户发送单元或第2基站发送单元可以同时发送两个码元块信号。

下文参照附图描述第2用户发送单元的本发明优选实施例的配置和操作和第2用户发送单元发送用户信息的本发明数据通信方法。

图25是根据本发明的第2用户发送单元的优选实施例的方块图。第2用户发送单元包括第1分集信号发生器330、和第1和第2块发送器332和334。

图26是根据本发明的、如图25所示的第2用户发送单元发送用户信息的数据通信方法的流程图。在步骤340和342中，获取经变换或未经变换的奇数和偶数第1子块。在步骤344中，从第1子块中生成和发送两个第2码元块。

如图25所示的第2用户发送单元以两个第1码元块为单位把用户信息发送到第2基站接收单元。为此，在奇数码元块时间内，第1分集信号发生器330在步骤340中，把通过输入端IN_V+8从图4的第1编码器50输入的未经变换奇数第1子块按原样发送到第1块发送器332，同时，把通过输入端IN_V+8从第1编码器50输入的未经变换偶数第1子块按原样发送到第2块发送器334。

在步骤340之后，在偶数码元块时间内，第1分集信号发生器330在步骤342中，将通过输入端IN_V+8从第1编码器50输入的偶数第1子块的复共轭乘以-1，通过以与输入它们的次序相反的次序输出它们，变换相乘结果，并且把变换结果发送到第1块发送器332，同时，第1分集信号发生器330通过以与输入它们的次序相反的次序输出它们，变换通过输入端IN_V+8从第1编码器50输入的奇数第1子块的复共轭，并且把变换结果发送到第2块发送器334。

例如，第1分集信号发生器330按码元块时间变换通过输入端IN_V+8从图4的第1编码器50输入的奇数和偶数第1子块，并且把未经变换的奇数第1子块或经变换的偶数第1子块发送到第1块发送器332和把未经变换的偶数第1子块或经变换的奇数第1子块发送到第2块发送器334。

在步骤342之后，在奇数码元块时间内，第1和第2块发送器332和334在步骤344中，分别接收在步骤340中从第1分集信号发生器330发送的未经变换奇数和偶数第1子块，分别从接收的奇数和偶数第1子块中生成两个码元块信号，并且通过各自的输出端OUT₇和OUT₈把两个码元块信号发送到第2基站接收单元。同时，在偶数码元块时间内，第1和第2块发送器332和334在步骤344中，分别接收在步骤342中从第1分集信号发生器330发送的经变换偶数和奇数第1子块，分别从转换的偶数和奇数第1子块中生成两个码元块信号，并且通过各自的输出端OUT₇和OUT₈把两个码元块信号发送到第2基站接收单元。为此，第2用户发送单元中的第1和第2块发送器332和334的每一个可以包括包括在如图4所示的第1用户发送单元中的第1块重复器52、乘法器54、第1循环扩充码元插入器36、和第1信号发送器58。第1和第2块发送器332和334分别从第1分集信号发生器330输出的经变换或未经变换奇数和偶数第1子块中生成两个码元块信号。经变换和未经变换的子块是从第1分集信号发生器330交替输出的。为了执行如图26所示的方法，如图25所示的第2用户发送单元还可以包括如图4所示的第1编码器50。

下文参照附图描述第2基站发送单元的本发明优选实施例的配置和操作和第2基站发送单元发送基站信息的数据通信方法。

图27是根据本发明的第2基站发送单元的优选实施例的方块图。第2基站发送单元包括第2到第(V+1)分集信号发生器350到352、和第3和第4块发送器354和356。

图28是根据本发明的、如图27所示的第2基站发送单元发送基站信息的数据通信方法的流程图。在步骤360和362中，获取V个第2用户接收单元的每一个的经变换或未经变换的奇数和偶数子块。在步骤364中，从子块中生成和发送两个第2码元块。

如图27所示的第2基站发送单元以两个第2码元块为单位把基站信息发送到第V个第2用户接收单元。为此，在步骤360中，在奇数码元块时间内，第2到第(V+1)分集信号发生器350到352把通过相应输入端IN_V+9到IN_{2V +8}从图6所示的第2到第(V+1)编码器70到72输入的未经变换奇数第2到第(V+1)子块发送到第3块发送器354，同时，把通过相应输入端IN_V+9到IN_2V+8从图6所示的第2到第(V+1)编码器70到72输入的未经变换偶数第2到第(V+1)子块发送到第4块发送器356。

在步骤360之后，在步骤362中，在偶数码元块时间内，第2到第(V+1)分集信号发生器350到352将通过相应输入端IN_V+9到IN_2V+8从第2到第(V+1)编码器70到72输入的偶数第2到第(V+1)子块的复共轭乘以-1，以相反次序变换相乘结果，并且把经变换的偶数第2到第(V+1)子块发送到第3块发送器354，同时，第2到第(V+1)分集信号发生器350到352通过将它们的复共轭乘以-1和以与输入奇数第2到第(V+1)子块的次序相反的次序排列相乘结果，变换从第2到第(V+1)编码器70到72输入的奇数第2到第(V+1)子块，并且把经变换的奇数第2到第(V+1)子块发送到第4块发送器356。

为此，第2到第(V+1)分集信号发生器350到352当中的第(v+1)分集信号发生器每隔一个码元块时间变换通过输入端IN_V+v+8从第(v+1)编码器70，...，或72输入的奇数和偶数第(v+1)子块，并且把未经变换的或经变换的奇数和偶数第(v+1)子块输出到第3和第4块发送器354和356。这里，经变换和未经变换的子块是按码元块时间期间从第(v+1)分集信号发生器350，...，或352交替输出的。

在步骤362之后，在步骤364中，在奇数码元块时间期间，第3块发送器354接收在步骤360中从第2到第(V+1)分集信号发生器350到352发送的未经变换奇数第2到第(V+1)子块，和从接收的奇数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号，和同时，第4块发送器356接收在步骤360中从第2到第(V+1)分集信号发生器350到352发送的未经变换偶数第2到第(V+1)子块，和从接收的偶数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号。第3和第4发送器354和356在步骤364中，通过相应输出端OUT₉和OUT₁₀把两个码元块信号发送到第2用户接收单元。同时，在步骤364中，在偶数码元块时间内，第3块发送器354从在步骤362发送的经变换偶数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号，和同时，第4块发送器356从在步骤362发送的经变换奇数第2到第(V+1)子块中生成码元块信号。第3和第4发送器354和356在步骤364中，通过相应输出端OUT₉和OUT₁₀把两个码元块信号发送到第2用户接收单元。为此，第3和第4块发送器354和356的每一个可以包括包括在如图6所示的第1基站发送单元中的第2到第(V+1)块重复器74到76、V个乘法器78到80、第1加法器82、第2循环扩充码元插入器84、和第2信号发送器86。

第3和第4块发送器354和356分别从第2到第(V+1)分集信号发生器350到352输出的经变换或未经变换奇数和偶数第2到第(V+1)子块中生成两个码元块信号。经变换和未经变换的子块是从第2到第(V+1)分集信号发生器350到352的每一个中交替输出的。为了执行如图28所示的方法，如图27所示的第2基站发送单元还可以包括如图6所示的第2到第(V+1)编码器70到72。

下文参照附图描述根据本发明的如图25和27所示的第1到第(V+1)分集信号发生器330和350的每一个的优选实施例的配置和操作。

图29是根据本发明的第1到第(V+1)分集信号发生器330和350到352的每一个的优选实施例的方块图，它包括第1和第2切换单元370和372、切换信号发生器374、第1和第2时间反向器376和378、第1和第2复共轭单元380和382、和乘法器384。

在一种情况下，如图29所示的第1切换单元370响应从切换信号发生器374接收的第1切换信号S₁，通过输出端OUT₁₁把通过输入端IN_2V+9从第1编码器50接收的奇数第1子块输出到第1块发送器332，或输出到第1时间反向器376。在另一种情况下，如图29所示的第1切换单元370响应从切换信号发生器374接收的第1切换信号S₁，通过输出端OUT₁₁把通过输入端IN_{2V +9}从第(v+1)编码器70，...，或72接收的奇数第(v+1)子块输出到第3块发送器354，或输出到第1时间反向器376。

类似地，在一种情况下，第2切换单元372响应从切换信号发生器374接收的第2切换信号S₂，通过输出端OUT₁₁把通过输入端IN_2V+9从第1编码器50接收的偶数第1子块输出到第2块发送器334，或输出到第2时间反向器378。在另一种情况下，第2切换单元372响应从切换信号发生器374接收的第2切换信号S₂，通过输出端OUT₁₂把通过输入端IN_2V+9从第(v+1)编码器70，...，或72接收的偶数第(v+1)子块输出到第4块发送器356，或输出到第2时间反向器378。

在一种情况下，切换信号发生器374把第1和第2切换信号S₁和S₂输出到相应第1和第2切换单元370和372，以便第1和第2切换单元370和372在奇(或偶)数码元块时间的每一个内，分别把奇数和偶数第1子块输出到第1和第2块发送器332和334，和在偶(或奇)数码元块时间的每一个内，分别把奇数和偶数第1子块输出到第1和第2时间反向器376和378。在另一种情况下，切换信号发生器374把第1和第2切换信号S₁和S₂输出到相应第1和第2切换单元370和372，以便第1和第2切换单元370和372在奇(或偶)数码元块时间的每一个内，分别把奇数和偶数第(v+1)子块输出到第3和第4块发送器332和334，和在偶(或奇)数码元块时间的每一个内，分别把奇数和偶数第(v+1)子块输出到第1和第2时间反向器376和378。

第1时间反向器376以与输入它们的次序相反的次序把从第1切换单元370接收的奇数第1或第(v+1)子块输出到第1复共轭单元380。然后，第1复共轭单元380生成第1时间反向器376的输出的复共轭，并且通过输出端OUT₁₂把复共轭输出到第2或第4块发送器334或356。类似地，第2时间反向器378以与输入它们的次序相反的次序把从第2切换单元372接收的偶数第1或第(v+1)子块输出到第2复共轭单元382。然后，第2复共轭单元382生成第2时间反向器378的输出的复共轭，并且把复共轭输出到乘法器384。乘法器384将第2复共轭单元382的输出乘以-1，并且通过输出端OUT₁₁把相乘结果输出到第1或第3块发送器332或354。

于是，包括在第1块发送器332中的第1块重复器52重复从第1切换单元370输出的奇数第1子块或乘法器384的输出L_u次，生成M个码元a_k′ ^(u)。包括在第3块发送器354中的第(v+1)块重复器74，...，或76重复从第1切换单元370输出的奇数第(v+1)子块或乘法器384的输出L_v次，生成N个码元a_k′ ^(v)。包括在第2块发送器334中的第1块重复器52重复从第2切换单元372输出的偶数第1子块或第1复共轭单元380的输出L_u次，生成M个码元a_k′ ^(u)。包括在第4块发送器356中的第(v+1)块重复器74，...，或76重复从第2切换单元372输出的偶数第(v+1)子块或第1复共轭单元380的输出L_v次，生成N个码元a_k′ ^(v)。

下文参照附图描述根据本发明的第2基站接收单元的优选实施例的配置和操作和根据本发明的第2基站接收单元估计用户信息的数据通信方法。

图30是根据本发明的第2基站接收单元的优选实施例的方块图，它包括第3信号接收器390、第3预处理器392、第2用户码元提取器394、和第3估计值检测器396。

图31是根据本发明的、如图30所示的第2基站接收单元估计用户信息的数据通信方法的流程图。在步骤430到440中，在频域内从第1码元块中消除了循环扩充码元的结果中提取奇数和偶数用户码元。在步骤442中，检测奇数和偶数用户码元的估计值。

如图30所示的第2基站接收单元接收从U个第2用户发送单元，例如，如图25所示的第2用户发送单元的每一个接收的两个码元块信号之一，并且从接收的码元块信号中估计第u用户码元。为此，在步骤430中，第3信号接收器390通过输入端IN_2V+10接收从U个第2用户发送单元的每一个发送的码元块信号之一，将接收的码元块信号转换成第1码元块，并且把第1码元块输出到第3预处理器392。

在步骤430之后，在步骤432中，第3预处理器392找出从第3信号接收器390接收的第1码元块的起点，根据起点，从第1码元块中消除循环扩充码元，并且把循环扩充码元得到消除的结果r_k输出到第2用户码元提取器394。

在步骤432之后，在步骤434到440中，第2用户码元提取器394在频域内，从第3预处理器392接收的消除结果r_k中消除第u用户的奇数和偶数用户码元，并且把提取的奇数和偶数用户码元输出到第3估计值检测器396。为此，如图30所示，第2用户码元检测器394可以包括付里叶变换器400、第1分类器402、第2控制器404、第1分集均衡器406、分配器408和410、第1到第U付里叶逆变换器412到414、和第(U+1)到第2U付里叶逆变换器416到418。

在步骤432之后，在步骤434中，付里叶变换器400对从第3预处理器392接收的消除结果r_k进行M-点付里叶变换，并且把付里叶变换的结果R_n输出到第1分类器402。

在步骤434之后，在步骤436中，第1分类器402响应从第2控制器404接收的第3切换信号S₃，分类从付里叶变换器400接收的付里叶变换结果R_n，作为在奇数码元块时间内处理的付里叶变换结果R_1，n和在偶数码元块时间内处理的付里叶变换结果R_2，n，并且把经付里叶变换和分类的结果R_1，n和R_2，n输出到第1分集均衡器406。这里，第1分类器402按码元块时间交替把R_1，n和R_2，n输出到第1分集均衡器406。至于第1分类器402的操作，第2控制器404把第3切换信号S₃输出到第1分类器402，以便可以按码元块时间把R_n交替输出成R_1，n和R_2，n。

在步骤436之后，在步骤438中，第1分集均衡器406利用第1分类器402的输出R_1，n和R_2，n和发送两个码元块信号的信道的特性H_1，n和H_2，n，消除信道间干扰，并且把信道间干扰得到消除的结果Z_1，n和Z_2，n分别输出到分配器408和410。这里，输出Z_1，n和Z_2，n的每一个具有M的长度。第1分集均衡器406可以同时把Z_1，n和Z_2，n输出到相应分配器408和410，也可以按码元块时间把Z_1，n和Z_2，n交替输出到相应分配器408和410。

根据本发明的实施例，第1分集均衡器406可以根据公式(10)所表达的最小均方误差(MMSE)法计算信道间干扰得到消除的结果Z_1，n和Z_2，n。

$Z_{1,n}=\frac{{\left[H_{1,n}\right]}^{*}{R}_{1,n}+H_{2,n}{\left[R_{2,n}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}\right|}^2+{\left|H_{2,n}\right|}^2+1/\mathrm{SNR}},$ $Z_{2,n}=\frac{{\left[H_{2,n}\right]}^{*}{R}_{1,n}-H_{1,n}{\left[R_{2,n}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}\right|}^2+{\left|H_{2,n}\right|}^2+1/\mathrm{SNR}}...\left(10\right)$

这里，n＝0，1，...，或M-1。SNR表示第u用户码元与高斯噪声之比，并且可以通过公式(11)来表达。

$\mathrm{SNR}=\frac{E\left\{{\left|{a_k}^{\left(u\right)}\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|n_k\right|}^2\right\}}...\left(11\right)$

$E\left\{{\left|{a_k}^{\left(u\right)}\right|}^2\right\}$

这里，

和E{n_k|²}分别表示a_k ^(u)的平均功率和n_k的平均功率。

根据本发明的另一个实施例，第1分集均衡器406可以根据公式(12)所表达的零逼近法(zero forcing method)计算信道间干扰得到消除的结果Z_1，n和Z_2，n。

$Z_{1,n}=\frac{{\left[H_{1,n}\right]}^{*}{R}_{1,n}+H_{2,n}{\left[R_{2,n}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}\right|}^2+{\left|H_{2,n}\right|}^2},$ $Z_{2,n}=\frac{{\left[H_{2,n}\right]}^{*}{R}_{1,n}-H_{1,n}{\left[R_{2,n}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}\right|}^2+{\left|H_{2,n}\right|}^2}...\left(12\right)$

这里，n＝0，1，...，或M-1。公式(12)是在公式(10)中设置1/SNR＝0的结果。

如果α_uγ_u＝1/L_u，那么，公式(10)或(12)中的R_1，n ^(u)、R_2，n ^(u)、H_1，n ^(u)、和H_2，n ^(u)可以通过公式(13)来表达。

R_1，n＝A_1，nH_1，n+A_2，nH_2，n+N′_1，n

R_2，n＝-[A_2，n]^*H_1，n+[A_1，n]^*H_2，n+N′_2，n

...(13)

这里，A_1，n和A_2，n分别表示对a_1，k ^(u)和a_2，k ^(u)进行付里叶变换的结果，和N′_1，k和N′_2，k分别表示对n′_1，k和n′_2，k进行付里叶变换的结果，h_1，1表示从第1块发送器332发送的码元块信号的信道脉冲响应，和h_2，1表示从第2块发送器334发送的码元块信号的信道脉冲响应。

在步骤438中，当信道间干扰得到消除的结果Z_1，n和Z_2，n对应于第u用户的结果Z_1，n ^(u)和Z_2，n ^(u)时，在步骤440中，通过对Z_1，n ^(u)和Z_2，n ^(u)进行M_u-点付里叶变换获得奇数用户码元和偶数用户码元。为此，第2用户码元提取器394可以包括分配器408和410、和第1到第2U付里叶逆变换器412到418。分配器408响应第2控制器404生成的选择信号S₀，把来自第1分集均衡器406的结果Z_1，n分配给第1到第U付里叶逆变换器412到414当中与相应第u用户有关的那一个，并且把Z_1，n输出到相应付里叶逆变换器412，...，或414，作为第u用户的信号Z_1，n ^(u)。同时，分配器410响应第2控制器404生成的选择信号S₀，把来自第1分集均衡器406的结果Z_2，n分配给第(U+1)到第2U付里叶逆变换器416到418当中与相应第u用户有关的那一个，并且把Z_2，n输出到相应付里叶逆变换器416，...，或418，作为第u用户的信号Z_2，n ^(u)。这里，第2控制器404以与第1控制器相同的方式生成选择信号S₀。

相应第u付里叶逆变换器412，...，或414对从分配器408输出的信号Z_1，n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果z_1，k ^(u)输出到第3估计值检测器396，作为第u用户的奇数用户码元。同时，相应第(U+u)付里叶逆变换器416，...，或418对从分配器410输出的信号Z_2，n ^(u)进行M_u-点付里叶逆变换，并且把付里叶逆变换的结果z_2，k ^(u)输出到第3估计值检测器396，作为第u用户的偶数用户码元。

在步骤440之后，第3估计值检测器396在步骤442中，从第2用户码元提取器394提取的、第u用户的奇数用户码元z_1，k ^(u)和偶数用户码元z_2，k ^(u)中检测奇数和偶数用户码元的估计值

和为此，根据本发明，第3估计值检测器396可以包括第1到第2U检测器420到426。第u检测器420，...，或422从第u付里叶逆变换器412，...，或414的输出z_1，k ^(u)中检测奇数用户码元的估计值第(U+u)检测器424，...，或426从第(U+u)付里叶逆变换器416，...，或418的输出z_2，k ^(u)中检测偶数用户码元的估计值

下文参照附图描述根据本发明的第2用户接收单元的优选实施例的配置和操作和根据本发明的、第2用户接收单元估计基站信息的数据通信方法。

图32是根据本发明的第2用户接收单元的优选实施例的方块图，它包括第4信号接收器450、第4预处理器452、第2基站码元提取器454、和第4估计值检测器456。

图33是根据本发明的、如图32所示的第2用户接收单元估计基站信息的数据通信方法的流程图。在步骤480到490中，在频域内从第2码元块中消除了循环扩充码元的结果中提取第v用户的奇数和偶数码元。在步骤492中，从奇数和偶数码元中检测基站码元的估计值。

如图32所示的第2用户接收单元接收从第2基站发送单元接收的两个码元块信号之一，并且从接收的码元块信号中估计第v用户的基站码元。为此，在步骤480中，第2用户接收单元的第4信号接收器450通过输入端IN2_V+11接收一个码元块信号，将接收的码元块信号转换成第2码元块，并且把第2码元块输出到第4预处理器452。

在步骤480之后，在步骤482中，第4预处理器452找出从第4信号接收器450接收的第2码元块的起点，根据起点，从第2码元块中消除循环扩充码元，并且把循环扩充码元得到消除的结果r_k输出到第2基站码元提取器454。

在步骤482之后，在步骤484到490中，第2基站码元提取器454从第4预处理器452接收的消除结果r_k中只提取第v用户的奇数和偶数码元，并且把提取的奇数和偶数码元输出到第4估计值检测器456。为此，如图32所示，第2基站码元提取器454可以包括，例如，用户信号检测器460、第2分类器462、第3控制器464、第2分集均衡器466、和第1和第2付里叶逆变换器468和470。

在步骤482之后，在步骤484中，用户信号检测器460从对从第4预处理器452接收的消除结果r_k进行付里叶变换的结果中只检测第v用户的R_n ^(v)，并且把检测的第v用户的R_n ^(v)输出到第2分类器462。

下文参照附图描述根据本发明的、如图32所示的用户信号检测器460的优选实施例的配置和操作。

图34是用户信号检测器460的本发明第1实施例460A的方块图。用户信号检测器460A包括乘法器500、第(2U+3)后处理器502、和付里叶变换器504。

为了执行步骤484，乘法器500将从第4预处理器452输出的r_k乘以α_vexp(-j2πkn_v/N)，并且把相乘结果

输出到第(2U+3)后处理器502。然后，第(2U+3)后处理器502像公式(5)所示那样，以N_v为周期折叠和相加从乘法器500接收的相乘结果并且把折叠和相加的结果r_k ^(v)输出到付里叶变换器504。这里，在公式(5)中，用“v”取代“u”，和用N_v取代M_u。付里叶变换器504对从第(2U+3)后处理器502接收的折叠和相加的结果r_k ^(v)进行N_v-点付里叶变换，并且把付里叶变换的结果作为第v用户的信号R_n ^(v)输出到第2分类器462。

图35是根据本发明的用户信号检测器460的第2实施例460B的方块图。用户信号检测器460B包括付里叶变换器510、切换单元512、和第1控制器514。

为了执行步骤484，付里叶变换器510对从第4预处理器452输出的r_k进行N-点付里叶变换，并且把付里叶变换的结果R_n输出到切换单元512。切换单元512响应从第1控制器514输出的选择信号S₀，把从付里叶变换器510接收的结果R_n作为R_n ^(v)输出到第2分类器462。为此，第1控制器514响应L_v和唯一频率偏移数n_v，生成选择信号S₀，并且把选择信号S₀输出到切换单元512。

在步骤484之后，在步骤486中，第2分类器462响应从第3控制器464接收的第4切换信号S₄，把从用户信号检测器460接收的结果R_n ^(v)分类成在奇数码元块时间内检测的信号R_1，n ^(v)和在偶数码元块时间内检测的信号R_2，n ^(v)，并且把信号R_1，n ^(v)和R_2，n ^(v)输出到第2分集均衡器466。这里，输出R_1，n ^(v)和R_2，n ^(v)的每一个具有N_v的长度。第2分类器462按码元块时间交替把R_1，n ^(v)和R_2，n ^(v)输出到第2分集均衡器466。为此，第3控制器464把第4切换信号S₄输出到第2分类器462，以便可以按码元块时间把R_n ^(v)交替作为R_1，n ^(v)和R_2，n ^(v)输出到第2分集均衡器466。

在步骤486之后，在步骤488中，第2分集均衡器466利用第2分类器462的输出R_1，n ^(v)和R_2，n ^(v)和H_1，n ^(v)和H_2，n ^(v)，消除信道间干扰，并且把信道间干扰得到消除的结果Z_1，n ^(v)和Z_2，n ^(v)分别输出到第1和第2付里叶逆变换器468和470。这里，第2分集均衡器466可以同时把Z_1，n ^(v)和Z_2，n ^(v)输出到相应第1和第2付里叶逆变换器468和470，也可以按码元块时间把Z_1，n ^(v)和Z_2，n ^(v)交替输出到相应第1和第2付里叶逆变换器468和470。

根据本发明的实施例，第2分集均衡器466可以根据公式(14)所表达的最小均方误差(MMSE)法计算Z_1，n ^(v)和Z_2，n ^(v)。

$Z_{1,n}^{\left(v\right)}=\frac{{\left[H_{1,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{R}_{1,n}^{\left(v\right)}+H_{2,n}^{\left(v\right)}{\left[R_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+{\left|H_{2,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+1/\mathrm{SNR}},$ $Z_{2,n}^{\left(v\right)}=\frac{{\left[H_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{R}_{1,n}^{\left(v\right)}+H_{1,n}^{\left(v\right)}{\left[R_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+{\left|H_{2,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+1/\mathrm{SNR}}$ ...(14)

这里，n＝0，1，...，或M_u-1，和SNR表示第v用户的基站码元与高斯噪声之比，并且可以通过公式(15)来表达。

$\mathrm{SNR}=\frac{E\left\{{\left|{a_k}^{\left(v\right)}\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|{n^{\′}}_k\right|}^2\right\}}=\frac{E\left\{{\left|{a_k}^{\left(v\right)}\right|}^2\right\}}{{\mathrm{\α}}_v^2{L}_{v}E\left\{{\left|n_k\right|}^2\right\}}$ ...(15)

$E\left\{{\left|{a_k}^{\left(u\right)}\right|}^2\right\}$

这里，和E{n′_k|²}分别表示a_k ^(v)的平均功率和n′_k的平均功率。

根据本发明的另一个实施例，第2分集均衡器466可以根据公式(16)所表达的零逼近法计算Z_1，n ^(v)和Z_2，n ^(v)。

$Z_{1,n}^{\left(v\right)}=\frac{{\left[H_{1,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{R}_{1,n}^{\left(v\right)}+H_{2,n}^{\left(v\right)}{\left[R_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+{\left|H_{2,n}^{\left(v\right)}\right|}^2},$ $Z_{2,n}^{\left(v\right)}=\frac{{\left[H_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{R}_{1,n}^{\left(v\right)}+H_{1,n}^{\left(v\right)}{\left[R_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}}{{\left|H_{1,n}^{\left(v\right)}\right|}^2+{\left|H_{2,n}^{\left(v\right)}\right|}^2}$ ...(16)

这里，n＝0，1，...，或M_u-1。

如果α_vγ_v＝1/L_v，那么，公式(14)或(16)中的R_1，n ^(v)、R_2，n ^(v)、H_1，n ^(v)、和H_2，n ^(v)可以通过公式(17)来表达。

$R_{1,n}^{\left(v\right)}=A_{1,n}^{\left(v\right)}{H}_{1,n}^{\left(v\right)}+A_{2,n.}^{\left(v\right)}{H}_{2,n}^{\left(v\right)}+{N^{\′}}_{1,n}$

$R_{2,n}={-\left[A_{2,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{H}_{1,n}^{\left(v\right)}+{\left[A_{1,n}^{\left(v\right)}\right]}^{*}{H}_{2,n}^{\left(v\right)}+{N^{\′}}_{2,n}$

...(17)

这里，A_1，n ^(v)和A_2，n ^(v)分别表示对a_1，k ^(v)和a_2，k ^(v)进行付里叶变换的结果，和N′_1，n和N′_2，n分别表示对n′_1，k和n′_2，k进行付里叶变换的结果，h_1，1表示第3块发送器354发送码元块信号时接收的码元块信号的信道脉冲响应，和h_2，1表示第4块发送器356发送码元块信号时接收的码元块信号的信道脉冲响应。

在步骤488之后，在步骤490中，第1付里叶逆变换器468对从第2分集均衡器466接收的信道间干扰得到消除的结果Z_1，n ^(v)进行N_v-点付里叶变换，并且把付里叶逆变换的结果Z_1，k ^(v)作为第v用户的奇数用户码元输出到第4估计值检测器456。同时，第2付里叶逆变换器470对从第2分集均衡器466接收的信道间干扰得到消除的结果Z_2，n ^(v)进行N_v-点付里叶变换，并且把付里叶逆变换的结果Z_2，k ^(v)作为第v用户的偶数用户码元输出到第4估计值检测器456。

在步骤490之后，第4估计值检测器456在步骤492中，从第2基站码元提取器454提取的奇数和偶数码元中检测奇数和偶数基站码元的估计值和

为此，如图32所示，第4估计值检测器456可以包括，例如，第1和第2检测器472到474。

第1检测器472从第1付里叶逆变换器468接收的付里叶变换的结果z_1，k ^(v)中检测第v用户的奇数基站码元的估计值

第2检测器474从第2付里叶逆变换器470接收的付里叶变换的结果z_2，k ^(v)中检测第v用户的偶数基站码元的估计值

同时，如图12和13所示的分配器172和184的每一个、如图29所示的第1和第2切换单元370和372的、如图30所示的第1分类器402和分配器408和410、和如图32所示的第2分类器462可以用作切换器或多路分用器。

如图9、16、30、和32所示的第1到第4信号接收器130、240、390、和450可以按如下配置。

图36是第1到第4信号接收器130、240、390、和450的每一个的通用例子的方块图。第1到第4信号接收器130、240、390、和450的每一个包括天线520、低噪声放大器(LNA)524、带通滤波器(BPF)526、乘法器528、第2本机振荡器530、第2LPF 532、和模拟-数字转换器(ADC)534。

参照图36，LNA 524放大通过天线520接收的信号，并且把放大结果输出到BPF 526。BPF 526对从LNA 524接收的放大结果进行带通滤波，并且把带通滤波结果输出到乘法器528。乘法器528将从BPF 526接收的带通滤波结果乘以从第2本机振荡器530接收的具有频率-fc的载波信号，并且把相乘结果作为基带信号输出到第2LPF 532。第2LPF 532对基带信号进行低通滤波，并且把低通滤波的结果输出到ADC 534。ADC 534把第2LPF 532中低通滤波所得的模拟信号转换成数字信号，并且通过输出端OUT₁₃把数字信号作为第1或第2码元块输出到相应预处理器132、242、392、或452。

如图12、13、19、20、23、30、34、和35所示的付里叶变换器170、180、270、280、310、400、504、和510的每一个进行的付里叶变换可以是离散付里叶变换(DFT)或快速付里叶变换(FFT)。于是，如图12、13、19、20、23、30、和32所示的付里叶逆变换器174到176、186到188、276、288、314、412到414、416到418、468、和470的每一个进行的付里叶逆变换可以是离散付里叶逆变换(IDFT)或快速付里叶逆变换(IFFT)。

下文参照附图描述根据本发明获取分配给每个用户的频率偏移数m_u或n_v的数据通信方法。

图37是根据本发明获取频率偏移数的数据通信方法的流程图。在步骤540到546中，利用L_u或L_v的值获得频率偏移数。

参照图37，为了根据本发明基于OFDMA的数据通信方法获得频率偏移数m_u或n_v，在步骤540中，按照L_u或L_v的升序分类U或V个用户。在步骤540之后，在步骤542中初始化用户指标“u”或“v”和频率偏移数m_u或n_v。

在步骤542之后，在步骤544中，把用户指标“u”或“v”加1，获取满足公式(18)的b₁∈{0，1}的值，和利用从公式(18)获得的b₁获得通过公式(19)所表达的频率偏移数m_u或n_v。

$\underset{i=1}{\overset{u-1}{\mathrm{\Σ}}}{L}_i^{-1}=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{b}_l{2}^{-l}$ 或 $\underset{i=1}{\overset{v-1}{\mathrm{\Σ}}}{L}_i^{-1}=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{b}_l{2}^{-l}$ ...(18)

$m_u\left({\mathrm{orn}}_v\right)=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{b}_l{2}^{l-1}$ ...(19)

在步骤544之后，在步骤546中确定用户指标“u”或“v”是否小于用户的个数U或V。如果确定用户指标“u”或“v”小于用户的个数U或V，那么，数据通信方法的过程转到步骤544。但是，如果确定用户指标“u”或“v”不小于用户的个数U或V，那么，该过程结束。

根据本发明的一个实施例，在步骤542中，用户指标“u”或“v”和频率偏移数m_u或n_v分别被初始化成1和0。在这种情况下，在步骤544中，根据公式(19)获得频率偏移数m_u或n_v。

根据本发明的另一个实施例，在步骤542中，用户指标“u”或“v”和频率偏移数m_u或n_v分别被初始化成1和L₁-1。在这种情况下，在步骤544中，根据公式(20)获得频率偏移数m_u或n_v。

$m_u=L_u-1-\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{b}_l{2}^{l-1}$ 或 $n_v=L_v-1-\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{b}_l{2}^{l-1}...\left(20\right)$

下文参照附图描述数个用户可以利用如上所述获得的频率偏移数m_u或n_v共享单位码元块的事实。这里，假设用户的个数U或V是4。

图38是说明当4个用户以相同速度同时发送信息时，时域中的码元x_k ⁽¹⁾、x_k ⁽²⁾、x_k ⁽³⁾、和x_k ⁽⁴⁾和频域中的码元X_n ⁽¹⁾、X_n ⁽²⁾、X_n ⁽³⁾、和X_n ⁽⁴⁾的图形。

参照图38，当4个用户共享M或N个主码元550，即，每一个用户发送M_u(＝M/4)或N_v(＝N/4)个用户码元552时，分配给相应4个用户的频率偏移数m_u或n_v是0、1、2、和3。这里，重复4次分配给第u或第v用户的M/4或N/4个码元，形成长度为M或N的主码元。如图38所示，长度为M或N的主码元具有码元X_n ⁽¹⁾，X_n ⁽²⁾，X_n ⁽³⁾，或X_n ⁽⁴⁾只在4n(其中，n＝0，1，...，(M/4或N/4)-1)的频率上是非零和在所有其它频率上均是0的频率特性。

在将长度为M或N的主码元与exp(j2πkm_u/M)或exp(j2πkn_v/M)相乘，以便使主码元的频率移动频率偏移数m_u或n_v的结果的谱中，码元X_n ⁽¹⁾，X_n ⁽²⁾，X_n ⁽³⁾，或X_n ⁽⁴⁾只在4n′+m_u或4n′+n_v的频率上是非零和在所有其它频率上均是0。因此，如图38所示，4个用户在频域中的码元X_n ⁽¹⁾，X_n ⁽²⁾，X_n ⁽³⁾，或X_n ⁽⁴⁾占据不同的频率范围，以便信号在频域中不相互干扰。

图39是说明当4个用户以不同速度同时发送数据时，时域中的码元x_k ⁽¹⁾、x_k ⁽²⁾、x_k ⁽³⁾、和x_k ⁽⁴⁾和频域中的码元X_n ⁽¹⁾、X_n ⁽²⁾、X_n ⁽³⁾、和X_n ⁽⁴⁾的图形。

参照图39，当4个用户以不同方式共享M或N个主码元550，即，4个用户分别发送M/2或N/2个用户码元554、M/4或N/4个用户码元552、M/8或N/8个用户码元556、和M/8或N/8个用户码元558时，分配给相应4个用户的频率偏移数m_u或n_v是0、1、3、和7。这里，对于第1用户，重复2次M/2或N/2个码元554，形成长度为M或N的主码元x_k ⁽¹⁾，对于第2用户，重复4次M/4或N/4个码元552，形成长度为M或N的主码元x_k ⁽²⁾，对于第3用户，重复8次M/8或N/8个码元556，形成长度为M或N的主码元x_k ⁽³⁾，和对于第4用户，重复8次M/8或N/8个码元558，形成长度为M或N的主码元x_k ⁽⁴⁾。

接着，如果长度为M或N的主码元被exp(j2πkm_u/M)或exp(j2πkn_v/M)所乘，那么，如图39所示，4个用户在频域中的码元X_n ⁽¹⁾，X_n ⁽²⁾，X_n ⁽³⁾，或X_n ⁽⁴⁾占据不同的频率范围，以便信号在频域中不相互干扰。

如果像公式(21)所示那样设置每个用户占据的频率S_u或S_v，那么，将频率偏移数m_u或n_v设置成满足公式(22)，以便用户占据的频率不重叠。

S_u＝{n|n＝eL_u+n_u，0≤e≤M_u-1}或

S_v＝{n|n＝eL_v+n_v，0≤e≤N_v-1}          ...(21)

S_i∩S_j≠0                              ...(22)

这里，i≠j。

在这种情况下，根据本发明获取如图37所示的频率偏移数的数据通信方法满足公式22。

下文参照附图描述根据本发明生成用于估计信道的导频码元的数据通信方法。

图40是根据本发明生成导频码元的数据通信方法的流程图。在步骤560和562中，设置参考导频码元序列，然后，生成导频码元。

参照图40，为了生成至少包含估计信道的2M或2N个码元的导频码元，在步骤560中设置用户部分10和基站部分20事先已知的参考导频码元序列d[k]。这里，[k]表示一个组。在步骤560之后，在步骤562中获取第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]。

根据本发明的一个实施例，第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]可以根据公式(23)来获得。

d^(u)[e]＝d[m_u+e·L_u]或d^(v)[e]＝d[n_v+e·L_v]      ...(23)

根据本发明的另一个实施例，第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]可以根据公式(24)来获得。

d^(u)[e]＝d[e+S_u-1]或d^(v)[e]＝d[e+S_v-1]          ...(24)

这里，

或

和S₀＝0

与根据公式(23)或(24)生成的导频码元有关的谱可以集中在特定频率上。根据本发明的数据通信方法，导频码元的相位任意改变，致使导频码元的谱在整个频域内可以是均匀的。例如，当导频码元是PSK码元时，根据公式(23)或(24)生成的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]的相位随公式(25)而改变，获得新的导频码元d_(u)[e]′或d^(v)[e]′。

d^(u)[e]′＝d^(u)[e]·exp(jπe/M)或d^(v)[e]′＝d^(v)[e]·exp(jπe/N)     ...(25)

图40的步骤560和562可以由第1或第2用户发送单元来执行，以时隙为单位生成某个用户的导频码元，也可以由第1或第2基站发送单元来执行，利用给定时隙同时生成所有用户每一个的导频码元。第1或第2用户发送单元接收在步骤562中生成的导频码元，而不是用户码元。第1或第2基站发送单元接收在步骤562中生成的导频码元，而不是基站码元。这里，像从接收的用户或基站码元中生成第1或第2码元块那样，第1和第2用户和基站发送单元的每一个从接收的导频码元中生成导频码元块。

下文参照图41描述应用于各种各样无线通信环境的、根据本发明的、基于OFDMA的数据通信设备和方法。

图41是把根据本发明的数据通信设备和方法应用于蜂窝式通信环境时的帧结构的图形。

根据本发明的数据通信设备和方法可应用于称为个人蜂窝式通信的无线通信。例如，可以将根据本发明的数据通信设备设计成适合于通用移动电信服务(UMTS)下的宽带码分多址(ECDMA)频分双工(FDD)方法的规范。在这种情况下，例如，如果假设单位帧570的长度是10ms，在单位帧570中存在15个时隙，和单个时隙572由2560个样本(或码元)组成，那么，取样速度R是15*2560/10，即，3.84兆个样本每秒(Msps)。如果基码元块586中主码元584的长度M或N是128个样本(39.58ms)和如果循环扩充码元582的长度是24个样本(6.25ms)，那么，基码元块586的长度是152个样本(39.58ms)。单个时隙572在它的前端配有导频码元块574，用于接收单元的同步和信道估计。这里，导频码元块574含有由24个样本组成的循环扩充码元576和码元578是主码元584的两倍，因此，导频码元块574一概由280个样本组成。在导频码元块574之后，在单个时隙572中配备总共15个码元块0，1，2，...，11，12，13，和14。于是，在由2560个样本组成的单个时隙572中实际发送的码元个数总共是15*M(或15*N)＝1920个，因此，时隙效率是1920/2560＝3/4。

如果假设时隙效率是3/4，编码率是1/2，和最大可以进行64QAM，应用于上面个人蜂窝式通信的、根据本发明的数据通信设备和方法中的最大数据传输速度通过公式(26)来表达。

6(bits/symbol)*3.84(Msps)*3/4(efficiency)*1/2(code rate)＝8.64Mpbs                            ...(26)

这里，如果假设用户码元是二进制PSK(BPSK)码元，每单位帧只在单个时隙中进行发送(即，1/15)，M_u(或N_v)被设置成1，和每码元块只发送单个码元数据，也就是说，如果假设M_u/M(或N_v/N)＝1/128，那么，应用于上面个人蜂窝式通信的、根据本发明的数据通信设备和方法中的最大数据传输速度通过公式(27)来表达。

1(bits/symbol)*3.84(Msps)*3/4(efficiency)*1/2(code rate)*1/15*1/128＝750bps                              ...(27)

正如从公式(26)和(27)中所推出的那样，在应用于上面个人蜂窝式通信的、根据本发明的数据通信设备和方法中，可以提供各种各样数据传输速度，并且，用在接收单元中的均衡器的硬件的规模可以随着M_u或N_v减小而成比例减小。例如，通过把M_u或N_v的最大值限制在32或64上，可以低成本地实现第1或第2用户接收单元。这里，第1或第2用户接收单元的最大数据传输速度可以通过公式(28)来表达。

M_u(或N_v)

＝16:2(bits/symbol)*3.84(Msps)*3/4(efficiency)*1/2(code rate)*16/128

＝360Kbps

M_u(或N_v)

＝32:4(bits/symbol)*3.84(Msps)*3/4(efficiency)*1/2(code rate)*32/128

＝1.44Mbps

M_u(或N_v)

＝64:5(bits/symbol)*3.84(Msps)*3/4(efficiency)*1/2(code rate)*16/128

＝3.6Mbps                                    ...(28)

这里，限制QAM的可用类型，以便最大4QAM用在M_u或N_v被设置成16的时候，最大16QAM用在M_u或N_v被设置成32的时候，和最大32QAM用在M_u或N_v被设置成64的时候。

于是，当根据本发明的数据通信设备和方法应用于利用单种数据格式的个人蜂窝式通信环境时，可以实现具有不同硬件复杂性的用户和基站接收单元。

另外，根据本发明的数据通信设备和方法可应用于无线局域网(LAN)环境。在这种情况下，取样速度是16MHz，循环扩充块由16个样本(1ms)组成，和单位码元块中的主码元由64个样本(4ms)组成。因此，单位码元块总共由80个样本(5ms)组成。这里，第1和第2用户和基站接收单元可以对数据通信速度适当地选择M_u或N_v的值。

工业可应用性

如上所述，在根据本发明的基于正交频分多址(OFDMA)的数据通信设备和方法中，许多用户可以通过频分多址共享单位码元块，使得数据传输速度可以自由改变。本发明可以使从第1或第2用户发送单元发送的码元块信号具有与用在传统技术中的单个载波信号的PAR相同的PAR。由于从第1或第2基站发送单元发送的码元块信号的PAR与共享单个码元块的用户的个数U或V成正比，并且，与基于OFDM的传统数据通信方法中快速付里叶变换(FFT)块的长度相比，用户的个数U或V通常非常小，因此，本发明提供了比基于OFDM的传统数据通信方法小得多的PAR。考虑到由频率偏移引起的信号干扰与利用给定时隙的用户的个数成比例增加，本发明可以比基于OFDM的传统通信设备小得多地受信号干扰影响。与基于OFDM的传统通信方法一样，本发明以块为单位发送信息，并且加入循环扩充块，从而防止信道干扰出现在由第1或第2用户或基站接收单元接收的块之间，和利用为每个单位块提供的均衡器有效地补偿信道之间的失真。由于根据本发明的利用时空代码的分集均衡器与用在基于OFDM的传统通信方法中的均衡器一样简单，本发明可有效地应用于在信道之间存在严重干扰的高速通信环境。由于本发明提供了比基于码分多址(CDMA)的传统数据通信方法更高的谱效率，和容易地管理无线信道衰落，本发明比基于CDMA的传统数据通信方法更适合于高速数据通信。此外，通过限制每码元块实际发送的码元的个数M_u或N_v，本发明可以简化用在第1或第2用户接收单元中的均衡器的硬件，从而降低第1或第2用户接收单元的制造成本。

Claims (5)

1.一种基于正交频分多址OFDMA的数据通信方法，基于OFDMA的数据通信设备通过该数据通信方法生成包括至少2M或2N个码元的导频码元，该数据通信方法包括如下步骤：

(k1)设置由用户和基站事先知道的M或N个导频码元组成的参考导频码元序列d[k]，“k”是大于等于0和不大于M-1或N-1的整数，“[]”表示一个组；和

(l1)根据d^(u)[e]＝d[m_u+e·L_u]或d^(v)[e]＝d[n_v+e·L_v]获取第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]，其中，“u”或“v”是用户指标并是大于等于1和不大于U或V的整数，U或V表示共享含有M或N个码元的码元块的用户的个数，并是1或大于1的正整数，“e”是大于等于0和不大于M_u-1或N_v-1的整数，M_u或N_v是大于等于1和不大于M或N的整数，m_u或n_v表示第u或第v用户的唯一频率偏移数，L_u或L_v是M/M_u或N/N_v。

2.根据权利要求1所述的数据通信方法，还包括步骤(n)：当导频码元是相移键控PSK码元时，根据d^(u)[e]′＝d^(u)[e]·exp(jπe/M)或d^(v)[e]′＝d^(v)[e]·exp(jπe/N)改变在步骤(l1)中生成的导频码元的相位，获得新的导频码元d^(u)[e]′或d^(v)[e]′。

3.根据权利要求1所述的数据通信方法，其中，在第1或第2用户发送单元中执行步骤(k1)和(l1)，以时隙为单位生成导频码元。

4.根据权利要求1所述的数据通信方法，其中，在第1或第2基站发送单元中执行步骤(k1)和(l1)，利用给定时隙同时为所有用户的每一个生成导频码元。

5.一种基于正交频分多址OFDMA的数据通信方法，基于OFDMA的数据通信设备通过该数据通信方法生成包括至少2M或2N个码元的导频码元，该数据通信方法包括：

(k2)设置由用户和基站事先知道的M或2N个导频码元组成的参考导频码元序列d[k]，“k”是大于等于0和不大于M-1或N-1的整数，“[]”表示一个组；和

(l2)根据d^(u)[e]＝d[e+S_u-1]或d^(v)[e]＝d[e+S_v-1]获取第u或第v用户的导频码元d^(u)[e]或d^(v)[e]，其中，“u”或“v”是用户指标并是大于等于1和不大于U或V的整数，U或V表示共享含有M或2N个码元的码元块的用户的个数，并是1或大于1的正整数，“e”是大于等于0和不大于M_u-1或N_v-1的整数，M_u或N_v是大于等于1和小于等于M或N的整数，或

和S₀＝0。

Images