CN1239846A

CN1239846A - 微型化多层陶瓷滤波器

Info

Publication number: CN1239846A
Application number: CN99101051A
Authority: CN
Inventors: 罗文灯
Original assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Current assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Priority date: 1998-06-18
Filing date: 1999-01-11
Publication date: 1999-12-29
Also published as: US6114925A

Abstract

一种微型化带通滤波器，包括连接在输入端及地之间的输入电容；输出端及地之间的输出电容；第一谐振器电容及第一电感；耦合输入电容、第一谐振器电容和第一电感的第一耦合电容；第二谐振器电容及第二电感；耦合输出电容及第二谐振器电容及第二电感的第二耦合电容以及损耗极点调整电容，连接输入及输出端，其中第一和第二电感是磁性耦合。本滤波器易调整损耗极点的位置并可大量减少或甚至不需微调，进而降低滤波器成本。

Description

微型化多层陶瓷滤波器

滤波器是通信系统中最常用的元件之一。滤波器可以调整波形、阻抗匹配、抑制谐波发射、降低系统及镜像噪音、降低干扰…等等。而本发明滤波器则可广泛地应用于有线及无线通信设备及手机。

一个通信系统中通常会有5个以上的滤波器，因此滤波器的特性、尺寸、成本便非常重要。

已知，高介电常数的介质是用以降低滤波器尺寸，但这种做法主要有两个缺点。第一、这种滤波器的线宽太细，故制作困难。第二、滤波器特性对布局变动十分敏感，故需要后段微调(Post-tuning)以进行补偿。而克服这些缺点均会大幅增加滤波器成本。

在多层陶瓷/低温共烧陶瓷(MLC/LTCC)技术的应用中，为降低尺寸及系统模组的成本，次模组最好能彼此集成为单一模组。大部分无源元件，包括：电容、电感、电阻、滤波器、传输线、直流(DC)及内连线…等等均将被埋入于多层介质中。

因为不易微调，埋入元件的数值必须精确地控制。这限制了高介电常数的介质的应用。另外，滤波器本身的结构也必须适于埋入。

Nakai et al.在美国专利第5523729便揭露过类似的多层带通滤波器。图1A、1B、1C即Nakai et al.提出的商用多层带通滤波器的等效电路图。这些电路包括输入及输出耦合电容、谐振器电容、谐振器耦合电感及损耗极点调整电容。

图1A电路响应在靠近通带低侧具有一个损耗极点。图1B、1C则有两个靠近通带区的耗损极点：一个在通带低侧，另一个则在通带高侧。

在图1A、1B、1C电路中，因利用高介电常数的材料来降低滤波器的尺寸，故必须进行后段微调。后段微调在图1A～1C等效电路中是以若干个可变电容(在Nakai et al.例中可高达10个)表示，且对应于若干个微调区域。

公知电路除了对布局变动敏感及需要后段微调外，在实际应用时还有两个主要的缺点。第一、由于滤波器的部分元件曝露于空气，其特性会因邻近电路或元件的能量耦合而受影响。第二、由于不能埋入介质层内，故滤波器不易与其他次模组集成单一、微型的多功能模组。

总之，公知滤波器存在如下的缺点：

a.公知滤波器为高介电常数的介质以降低尺寸，需要额外的后段微调。

b.公知滤波器的部分元件曝露于空气，其特性会因周边电路或元件的能量耦合而受影响。

c.公知滤波器结构不能埋入介质层内，故不易与其他次模组集成单一、微型的多功能模组。

本发明的目的是调整损耗极点调整电容几乎不会对频宽、工作频率、通带区损耗产生影响。

另外，平行耦合线及两条高阻抗的传输线则用做电感。为进一步缩小结构，高阻抗的传输线可折叠或弯曲。

平行耦合线也可根据不同应用排列成共平面或非共平面。

为达上述目的，本滤波器具有一输入电容，连接于一输入端及地之间；一输出电容，连接于一输出端及地之间；一第一谐振器电容及一第一电感；一第一耦合电容，耦合该输入电容与该第一谐振器电容及该第一电感；一第二谐振器电容及一第二电感；一第二耦合电容，耦合该输出电容及该第二谐振器电容及该第二电感；以及一损耗极点调整电容，连接该输入端及该输出端，其中，该第一电感及该第二电感是磁性耦合。

本发明的滤波器还包括该第一电感及该第二电感是平行耦合线。且该第一电感及该第二电感可以各具有一高阻抗传输线连接，以使该平行耦合线变短，使电路布局更有自由度。

另外，本发明的多层滤波器结构包括：一下接地层；一遮蔽层；一上接地层；左、右接地层，连接该上、下接地层及该遮蔽层；一输入电极；一输出电极；一损耗极点调整电容层，具有以沟槽分割的两损耗极点电容金属片，其中，该两损耗极点电容金属片连接该输入电极及该输出电极；一输入/输出电容层，具有一第一金属片及一第二金属片；一对平行耦合线，一端连接该遮蔽层及该下接地层；一对穿孔，将该对平行耦合线连接至该第一金属片及该第二金属片；及该遮蔽层介于该输入/输出电容及该对平行耦合线之间，其中，该对穿孔穿通该遮蔽层。

该对平行耦合线可形成于同一层或不同层，若为不同层则可以部分重叠，藉以增加耦合量。

该对平行耦合线更可具有一对高阻抗线以分别连接。另外，该对高阻抗线亦可具有折叠结构。

相对于公知滤波器，本发明则具有以下优点：

a.不需要以高介电常数的介质来降低滤波器尺寸，因此可节省、至少省去后段微调的步骤。

b.可调整损耗极点的位置来符合系统规格的要求。且调整损耗极点调整电容对频宽、中心频率、通带区损耗的影响甚微。

c.滤波器的结构适于埋入介质层内，因此容易与其他次模组整体合成单一、微型的多功能模组。

为了使本发明前述的目的、特征与优点能更易明了，则列举较佳实施例，并结合附图，进一步予以说明。

图1A～1C是公知滤波器的等效电路图；

图2是本发明滤波器的第一实施例的等效电路图；

图3是本发明滤波器的第二实施例的等效电路图；

图4是本发明输入及输出电容区段的示意图；

图5是本发明谐振器及耦合电感的共面结构图；

图6是本发明利用折叠平行耦合线以降低滤波器尺寸的示意图；

图7A是图5结构中折叠高阻抗传输线的示意图；

图7B是图5结构中两次弯曲的高阻抗传输线的示意图；

图8A是本发明另一谐振器耦合电感区段，其中两耦合线位于不同层且彼此重叠的示意图；

图8B是本发明又一谐振器耦合电感区段，其中高阻抗传输线是两次折叠且两耦合线是位于不同层且彼此重叠的示意图；

图9A是损耗极点调整电容区段的示意图；

图9B是另一损耗极点调整电容区段的示意图；

图10是本发明的微型、多层滤波器的整体结构图；

图11是图10滤波器的模拟结果；

图12是图10滤波器在损耗极点调整电容较图11增加时的模拟结果；以及

图13是图10滤波器在损耗极点调整电容较图11降低时的模拟结果。

参见图2即本发明滤波器的一种等效电路，其具有输入及输出对地电容201，208，耦合电容202，207，谐振器电容203，206，谐振器及耦合电感(CSL)：204，205及损耗极点调整电容209。

图2的平行耦合线(CSL)：204，205是模拟图1耦合电感的一种方法。利用平行耦合线(CSL)：204，205的好处是低寄生效应及适于多层技术以降低滤波器尺寸。

图3是本发明的另一种等效电路图。图3是由图2演变得到，其利用两条高阻抗的传输线310，311及一对相当短的平行耦合线(CSL)：304，305取代图2中相当长的平行耦合线(CSL)：204，205。

在图3中，两条高阻抗的传输线310，311及短耦合平行线是用以模拟图1的耦合电感。高阻抗传输线310，311的宽度极小，因此可提供极大自由度的布局，如图7、8所示。

总之，本发明的滤波器具有四个主要区段，如图2、3所示，即：①输入电容区段201，202，203或301，302，303；②输出电容区段206，207，208或306，307，308；③谐振器及耦合电感区段204，205或304，305，310，311；④损耗极点调整电容区段209或309。

与图2相比较，采用图3来设计，可以使用较少的介质层数来达到相同面积尺寸的滤波器。

另外，相比于图1，采用图3来设计，可以使用较低的介电常数介质来达到相同面积尺寸的滤波器。若考虑微调滤波器的成本，降低介质的介电常数是非常重要的。

图4是输入/输出电容区段的示意图。

图2、3的平行耦合线(CSL)：204，205或304，305可以如图5所示。另外，这种结构也可以依据滤波器是否用于窄通带或宽通带而分别形成共面结构(如图7A、7B)或非共面结构(如图8A、8B)。

图9A、9B是损耗极点调整电容区段的示意图。两金属片902，903；912，913间的空隙905或915可调整以得到预定的耦合电容。

图10是以多层技术完成的滤波器外形，其等效电路示于图3。输入/输出及损耗极点调整电容是应用图4的结构，而谐振器及耦合电感则应用图8A的结构。

由图10可知，滤波器结构可埋入介质层内，并在极少或不需微调动作的情况下，容易地与其他次模组整体合成单一、微型的多功能模组。

输入/输出电容区段可以利用两平行金属片402，405/403，406完成，如图4所示。换句话说，输入电容区段可以平行金属片402、405形成，而输出电容区段则以平行金属片403、406形成。

图4中以沟槽分隔的金属片402、403也可以形成损耗极点调整电容。

金属片402，403分别接到连接线401，404。连接线401、404具有50Ω的阻抗且连接至滤波器的输入及输出电极(未示于图4，但对应于图10的输入侧电极1014及输出侧电极1015)。

损耗极点调整电容的形成可以如图9A及9B所示。图9A中，第一片金属902是利用平直沟槽905与第二片金属903分隔。图9B中，第一片金属912是利用弯曲沟槽915与第二片金属913分隔。

在按图10组合后，损耗极点调整电容片1006、1007连接至连接线(未标示)，如连接线401、404并分别连接至输入及输出侧电极1014、1015。

谐振器及耦合电感是一对平行耦合线501、502的结构。各耦合线501、502的一端经由穿孔接地，如图5的箭头所示。各耦合线501、502的另一端则连接金属片405、406的连接点407、408。

图6是进一步降低滤波器尺寸的技术。为再降低滤波器尺寸，平行耦合线601/602；603/604可折叠形成两层。在这两层间，遮蔽层605连接地，如图6所示。耦合线601/602；603/604的两层则以穿孔连接606/607。

谐振器及耦合电感可以利用图7A或7B的形式完成。

首先，图7A、7B所示的高阻抗传输线701/702；711/712分别连接至相当短的耦合线705/706；715/716。这些高阻抗传输线在电性能上相当于一个电感。

因为高阻抗传输线701、702、711、712的线宽很细，因此电路布局非常有自由度。举例来说，高阻抗传输线可以弯曲一次，如图7A的701、702、两次，如图7B的711、712或更多次。

由于图3耦合线长度已经很短，故不必要再将平行耦合线705，706；715，716折叠至另一层。高阻抗传输线701或711、702或712的端点703或713、704或714则分别连接金属片405、406(如图4)的连接点407、408。

在宽通带的应用中，可采用图8A、8B以达到较高的耦合系数。在这些例子中，平行耦合线位于不同层且彼此重叠807；817。

为保持有相同的对地效应，上耦合线805；815经由穿孔809；819连接上接地层，下耦合线806；816经由穿孔810；820连接至下接地层，分别如图8A、8B所示。

因为平行耦合线位于不同层，高阻抗传输线801、802或811、812的长度将会不同，以补偿穿孔808或818的效应。高阻抗传输线801或811、802或812的端点803或813，804或814分别连接金属片405、406(见图4)的连接点407、408。

图9A、9B是得到损耗极点调整电容的两种方法。金属片902或912对应于图4的金属片402。同样地，金属片903或913对应于金属片403；金属片901或911对应于金属片401；金属片904或914则对应于金属片404。

调整两金属片902，903；912，913间的空隙，耦合电容及预定的损耗极点位置便可以得到。

图10是本发明利用多层技术形成的滤波器外形。

图10滤波器的等效电路图示于图3。输入/输出及损耗极点调整电容应用图4结构，而谐振器及耦合电感则应用图8A结构。

在较佳结构中，具有六层介质层，每层厚约8.5密耳(mil)、相对介电常数约7.8及七层金属层。

第一层1001及第七层1003金属接地且分别形成上、下接地层。第四金属层1002用做遮蔽层且利用侧金属片1016，1017接地。

第二金属层形成的损耗极点调整电容包括两个共面的金属片1006、1007。金属片1006、1007间的空隙1008便被控制以达到预定的耦合电容。

损耗极点调整电容的金属片1006、1007接至连接线(未示)，如连接线401、404，且分别连接至输入及输出电极1014、1015。

与第二金属层耦合的第三金属层则形成输入/输出电容区段，并包括金属片1018、1019。

金属遮蔽层提供做为第四金属层且利用侧金属片1016、1017接地。

平行耦合线位于第五及第六金属层，在第五层上有金属片1011，在第六层上有金属片1012，其从顶面或底面看是有部分重叠。高阻抗传输线1009、1010是弯曲一次且连接至平行耦合线1011，1012。

图8A的高阻抗传输线结构也可用以缩短平行耦合线1012、1011的长度。特别是，金属片1012是连接至高阻抗传输线1010且金属片1011是连接至高阻抗传输线1009。高阻抗传输线1009、1010可形成折叠结构以进一步降低滤波器尺寸。

不同层间的内连线是以穿孔完成。特别是，输出/输入电容区段的金属片1019/1018分别是以穿孔1004及其另边对应穿孔(未示)连接电感区段的高阻抗传输线1010/1009。

再者，平行耦合线1012的一端经由穿孔1005连接下接地层，而平行耦合线1011的一端经由另一穿孔(未示)连接遮蔽层1002。

金属层间的空隙则填满介质(未完全示于图10)。

在某些应用中，公知激光修整系统(Laser trimming system)可用以修整顶面金属层1001的部分1013。该修整过程只会改变损耗极点的位置，因此不需要重新设计整个滤波器。

金属重叠面积、介质厚度、介质介电常数均可改变以得到预定的耦合电容。滤波器可利用侧电极1014、1015连接周边电路。

在实际应用中，介质的厚度、介电常数及介质层数目均可自由选定。

根据本发明的滤波器结构，工作频率在1.9GHz、其尺寸只有4.5mm×3.2mm×1.3mm。由此例可知，本发明可以用更小的介电常(εr)来达到微型化的设计。

图11是根据图3等效电路所得图10滤波器的模拟响应。

图12是增加损耗极点调整电容的模拟结果。相对于图11，两个损耗极点朝通带内侧移动。

图13是降低损耗极点调整电容的模拟结果。相对于图11，两个损耗极点朝通带外侧移动。

在图11的模拟结果中，通带附近的两个损耗极点，相对于中心频率，并不对称。因此，若要将此滤波器设计成具有线性对称的频率响应，如图2或3所示，则等效电路中的元件数值可设计成不对称。

本滤波器的一个优点是，当调整损耗极点调整电容时，频宽、中心频率、及通带区损耗几乎不受影响。

设计滤波器时，图2或3的元件数值是由系统需求的中心频率、频宽及损耗极点位置所决定。然后，再利用严谨的电磁模拟软件将电路参数转换至多层结构的布局参数，如公知技术。

公知图1A、1B、1C的等效电路及本发明图2、3的等效电路均可以多层陶瓷技术完成。结构上，公知设计可增厚相邻介质层或留空部分顶面接地金属以降低输入及输出对地电容效应。

相反地，本发明则将输入及输出对地电容列入考虑之中。因此，整个滤波器可埋入介质层内，且更重要的是，可免于周边电路的能量耦合效应。

总之，本发明的滤波器的结构可埋入介质层内，且容易与其他次模组集成单一、微型的多功能模组。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，但并非用以限定本发明，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围应当以权利要求所界定的范围为准。

Claims

1.一种滤波器，其特征在于包括：

一输入电容，连接在一输入端及地之间；

一输出电容，连接在一输出端及地之间；

一第一谐振器电容及一第一电感；

一第一耦合电容，耦合该输入电容与该第一谐振器电容及该第一电感；

一第二谐振器电容及一第二电感；

一第二耦合电容，耦合该输出电容及该第二谐振器电容及该第二电感；以及

一损耗极点调整电容，连接该输入端及该输出端，

其中，该第一电感及该第二电感是磁性耦合。

2.如权利要求1所述的滤波器，其中，该第一电感及该第二电感是平行耦合线。

3.如权利要求2所述的滤波器，其中，该第一电感及该第二电感各具有一高阻抗传输线及连接一较短的平行耦合线。

4.一种多层滤波器结构，其特征在于包括：

一下接地层；

一遮蔽层；

一上接地层；

左、右接地片，连接该上、下接地层及该遮蔽层；

一输入电极；

一输出电极；

一损耗极点调整电容层，具有以沟槽分割的两损耗极点电容金属片，其中，该两损耗极点电容金属片连接该输入电极及该输出电极；

一输入/输出电容层，具有一第一金属片及一第二金属片；

一对平行耦合线，其中一端连接该遮蔽层及该下接地层；

一对穿孔，将该对平行耦合线连接至该第一金属片及该第二金属片；及

该遮蔽层介于该输入/输出电容及该对平行耦合线之间，其中，该对穿孔穿通该遮蔽层。

5.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该对平行耦合线是形成于同一层。

6.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该对平行耦合线是形成于不同层。

7.如权利要求6所述的多层滤波器，其中，该对平行耦合线从顶面或底面看是彼此部分重叠。

8.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该对平行耦合线具有一对高阻抗线以便分别连接。

9.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该对高阻抗线具有折叠结构。

10.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该对折叠结构具有多次折叠。

11.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，分割该两损耗极点调整电容金属片的沟槽是一平直沟槽。

12.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，分割该两损耗极点调整电容金属片的沟槽是一弯曲沟槽。

13.如权利要求4所述的多层滤波器，其中，该两损耗极点调整电容金属片是经由50Ω的传输线连接至该输入电极及该输出电极。