CN111342789A

CN111342789A - 带耦合电感的滤波器单元、滤波器及电子设备

Info

Publication number: CN111342789A
Application number: CN201811551311.1A
Authority: CN
Inventors: 庞慰; 蔡华林
Original assignee: Tianjin University; ROFS Microsystem Tianjin Co Ltd
Current assignee: Tianjin University; ROFS Microsystem Tianjin Co Ltd
Priority date: 2018-12-18
Filing date: 2018-12-18
Publication date: 2020-06-26
Anticipated expiration: 2038-12-18
Also published as: WO2020125341A1; CN111342789B

Abstract

本发明涉及一种LC滤波器单元，包括：第一滤波部，包括并联连接的第一电感与第一容性器件；和第二滤波部，包括并联连接的第二电感与第二容性器件，其中：第一电感与第二电感适于耦合以形成耦合电感。所述第一容性器件和所述第二容性器件可以为谐振器。所述谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述谐振器的Fp频率落入所述通带内。所述谐振器可为FBAR谐振器。本发明还涉及一种具有该滤波器单元的滤波器，以及一种具有该滤波器单元或者滤波器的电子设备。

Description

带耦合电感的滤波器单元、滤波器及电子设备

技术领域

本发明的实施例涉及半导体领域，尤其涉及一种滤波器单元，一种具有该滤波器单元的滤波器，以及一种具有该滤波器或该滤波器单元的电子设备。

背景技术

随着物联网，智能设备以及5G通信的普及，高速率传输的需求日益迫切。而通信速率和信道带宽有着直接的对应关系，提高通信信道的带宽是提高传输速率的最直接和有效的途径。因此，宽带系统在下一代的通信系统中占据着十分重要的位置。通信信道的带宽和传输性能依赖于射频前端尤其是射频滤波器对特定通信带宽的选择，因此宽带高性能滤波器成为了实现宽带系统的瓶颈。

由于压电型滤波器具有较小的压电耦合系数，压电耦合系数和带宽直接对应，因此对于此种滤波器来说，实现高带宽滤波器较为困难。

LC滤波器可以实现较大的带宽，但是由于品质因数的限制，性能较压电型滤波器差距较大。此外，对于LC滤波器，由于多个无源器件在基底上实现，并且高带宽需要较大的电感，因此，滤波器尺寸大大增加，提高了成本；而且器件之间的耦合会使得滤波器性能恶化。

发明内容

为缓解或解决使用现有技术中的上述问题的至少一个方面，提出本发明。

根据本发明的实施例的一个方面，提出了一种LC滤波器单元，包括：第一滤波部，包括并联连接的第一电感与第一容性器件；和第二滤波部，包括并联连接的第二电感与第二容性器件，其中：第一电感与第二电感适于耦合以形成耦合电感。

可选的，所述第一电感与所述第二电感以同层交叉绕线的方式或者以上下两层绕线的方式实现耦合互感。进一步的，所述滤波器单元设置于LTCC基板。

可选的，所述第一电感与所述第二电感以分立器件的互感方式实现耦合互感。

可选的，所述第一电感与所述第二电感的同一端之间连接有第三容性器件。进一步的，所述第三容性器件为第三谐振器。

可选的，所述第一容性器件和第二容性器件为电容，电容和电感的串联或并联谐振形式，或者谐振器。

可选的，所述第一容性器件和第二容性器件为并联电容，每一个滤波部还包括与所述并联电容并联的并联谐振器，所述并联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述并联谐振器的Fp频率落入所述通带内；或者所述第一容性器件和第二容性器件为并联谐振器，所述并联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述并联谐振器的Fp频率落入所述通带内。

可选的，所述第一容性器件和第二容性器件为并联电容，每一个滤波部还包括与所述并联电容并联的并联谐振器以及与并联的并联电容和并联谐振器串联的串联谐振器，且所述串联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之内，且所述串联谐振器的Fp频率在滤波器单元的通带之外；或者所述第一容性器件和第二容性器件为并联谐振器，每一个滤波部还包括与并联的所述并联谐振器和对应电感串联的串联谐振器，且所述串联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之内，且所述串联谐振器的Fp频率在滤波器单元的通带之外。进一步的，所述串联谐振器和所述并联谐振器中的至少两个谐振器的谐振频率彼此不同。

可选的，每一个滤波部还包括与并联的并联电容和并联谐振器串联的串联电容。进一步的，所述串联电容和所述并联电容中的至少两个电容的容值彼此不同。

可选的，所述第一容性器件和所述第二容性器件为谐振器。

可选的，所述谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述谐振器的Fp频率落入所述通带内。

可选的，所述谐振器为FBAR谐振器、SAW谐振器或者BAW谐振器。

可选的，上述所有滤波器单元中，第一电感和第一容性器件的一端接地；且第二电感的两端形成差分信号，或者第二电感和第二容性器件的一端接地。

本发明的实施例还涉及一种滤波器，包括上述的滤波器单元。

本发明的实施例也涉及一种电子设备，包括上述的滤波器或上述的滤波器单元。

附图说明

以下描述与附图可以更好地帮助理解本发明所公布的各种实施例中的这些和其他特点、优点，图中相同的附图标记始终表示相同的部件，其中：

图1为现有技术中的滤波器单元的结构示意图；

图2a为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，图2b为图2a中的滤波器单元的等效电路图；

图3为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图4为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图5为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图6为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图7为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图8为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图；

图9为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的示意图；

图10a为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的俯视示意图，图10b为与图10a对应的示意性立体图；

图11为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的示意图；

图12为根据本发明一个示例性实施例的滤波器的示意图；

图13示例性示出了采用了图8中的滤波器单元的滤波器的仿真结果，其中实现了高带宽；

图14示例性示出了采用了图3中的滤波器单元的滤波器的仿真结果，其中实现了高带宽和高滚降；

图15为示例性说明谐振器引入改善滚降和带外抑制的原理图；以及

图16a、16b和16c分别示出了采用LTCC基板实现LC滤波器，采用分立元件实现LC滤波器以及采用IPD实现LC滤波器的封装示意图。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。在说明书中，相同或相似的附图标号指示相同或相似的部件。下述参照附图对本发明实施方式的说明旨在对本发明的总体发明构思进行解释，而不应当理解为对本发明的一种限制。

图2a为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图。如图2a所示，两个电感L1与L2互相耦合，并联的是电容C1、C2和谐振器R1、R2。图2a作为一个滤波器的基本单元用来设计高带宽滤波器。

无源LC元器件的实现形式可以是分立元器件，例如参见附图16b，其中谐振器作为单独的芯片(die)封装到一起。

无源LC元器件的实现形式可以是IPD，如图16c所示，其中谐振器作为单独的芯片(die)封装在一起。

无源LC元器件的实现形式可以采用LTCC或者有机封装基板，如图16a所示，其中采用LTCC基板来实现LC，谐振器作为单独的芯片(die)封装在一起。

无源LC元器件的实现形式也可以采用PCB来实现。例如，谐振器可以通过丝焊(wirebonding)的方式或者Flipchip的方式与基板或者PCB板连接。

在本发明中，谐振器可以是FBAR，SAW，BAW或其他的谐振器形式。

图2b为图2a中的滤波器单元的等效电路图。在图2b中：

LL1＝[(L1-M)*(L2-M)+(L2-M)*M+(L1-M)*M]/(L2-M)，

LL2＝[(L1-M)*(L2-M)+(L2-M)*M+(L1-M)*M]/(L1-M)，

LM＝[(L1-M)*(L2-M)+(L2-M)*M+(L1-M)*M]/M。

基于以上，可知当L1＝L2时，LL1＝L1+M，LL2＝L2+M。

因此，当M为正耦合时，相比原来的L1，LL1感值更大，此时，使用L1的感值可以获得L1+M的效果，因此可以减小电感的绕线尺寸。

另一方面，由于电感尺寸越大，自谐振频率越低，且在接近自谐振频率的时候，电感值波动剧烈，且性能恶化，因此希望避免自谐振频率接近滤波器的通带区域，这限制了滤波器的带宽。而采用尺寸更小的电感可相对于滤波器的通带区大大的推远自谐振频率，有助于实现更高的带宽。

以上实现高带宽的说明虽然是基于图2a和图2b的实施例，但是，获得高带宽的技术效果同样可以及于本发明中的其他实施例，例如图3-图8中的实施例。

虽然图13示例性示出了采用了图8中的滤波器单元的滤波器的仿真结果，其中实现了高带宽，但是，因为图8中与图2a中相同，均是利用了电感耦合，其技术效果也可以适用于本发明中基于本发明的其他实施例。

图3为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图。在图2a中，电感和电容的谐振产生带内和带外的谐振点，谐振器本身是一个电容，根据滤波器的带宽和抑制，电容也可去掉，而采用图3的结构，具体的，图3与图2a不同的是，去掉了图2a中的电容C1和C2。

图4为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，也是图2a的一个变形实施例。如图4所示，滤波器单元还增加了串联谐振器R3和R4。虽然没有示出，图4中的电容C1与C2也可以移除。

图5根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，也是图2a的一个变形实施例。如图5所示，滤波器单元还增加了串联电容C3和C4。此外，在图5中还增加了电容C5。电容C1-C5中的每一个可以替换为电容电感的串联或并联谐振形式或者谐振器。电容C5替换为谐振器时，可以除了该谐振器的电容效应之外，还可以在谐振器的频率Fs、Fp产生额外的谐振频点，可以利用其改善抑制或者滚降。

图6为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，也是图2a的一个变形实施例。如图6所示，谐振器R1和R2的频率可以不同。

图7为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，也是图2a的一个变形实施例。在图2a中，为单端到单端的形式。而在图7中，为从单端到差分的形式。如图7所示，电感L2的中间为虚地，信号通过互感耦合过来。电感L2的上下两端形成差分信号，实现单端到差分的变换。如能够理解的，图7中的结构也可以反过来实现从差分到单端的变换。

图8为根据本发明一个示例性实施例的滤波器单元的示意图，是图3的一个变形实施例。如图8所示，图3中的谐振器替换为电容。图13为采用了图8中的结构的滤波器的仿真结果的示意图，其中实现了4.7GHz的高带宽。

下面示例性说明实现电感L1和L2耦合的方式。

图9为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的示意图。如图9所示，两个电感(实线和虚线为两个耦合电感，实线对应例如图2a中电感L1，虚线对应图2a中电感L2)交叉耦合，两个电感只占据一个电感的面积。另外，通过利用耦合电感，产生额外的互感，同时作为滤波器的组成部分之一，进一步减小了原件数量。

通过调节走线的间距可以调节耦合系数，保证设计需求。

例如图16a、16b和16c所示，此种结构可通过IPD，LTCC或其他基板以及PCB上实现，通过在同层绕线，两个线圈相互耦合来实现互感。通过调节实线和虚线两个线圈的间距来调节耦合系数的大小。

图10a为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的俯视示意图，图10b为与图10a对应的示意性立体图。

在图10a和10b中，两个电感(实线和虚线为两个耦合电感，实线对应例如图2a中电感L1，虚线对应例如图2a中的电感L2)交叉耦合。同样的，例如图16a、16b和16c所示，实线对应的电感和虚线对应的电感可通过IPD，LTCC或其他基板以及PCB实现，位于立体结构的上下两层，中间为介质层，通过相互之间的耦合来实现滤波器中的互感结构。通过上下两层的厚度可以调节互感。

图11为根据本发明一个示例性实施例的电感耦合的示意图。在图11中，通过分立器件的互感来实现耦合电感。

图12为根据本发明一个示例性实施例的滤波器的示意图，其中示出了该滤波器使用了滤波器单元。如图12所示，滤波器还包括了必要的匹配电路，以及各个滤波器单元之间的元器件的互感M1、M2和耦合电容等。

在本发明中，通过利用电感的耦合来减少无源器件的使用，并且耦合的利用可以减小无源器件距离的限制，同时，使用的电感感值较小，因此大大减小了器件尺寸，有助于实现高带宽。

此外，在本发明中，通过利用谐振器尤其是FBAR谐振器替代现有技术中的LC滤波器中的电容或者通过添加与现有技术中的LC滤波器中的电容并联的谐振器尤其是FBAR谐振器，在谐振器的Fs频率位于通带之外、Fp频率落入滤波器单元的通带内的情况下，滤波器在获得高带宽的同时，可以改善通带的滚降。

图14示例性示出了采用了图3中的滤波器单元的滤波器的仿真结果，其中实现了高带宽和高滚降。

在图3中，使用谐振器替代现有的LC滤波器中的电容。如图14所示，在通带左侧形成传输零点，在100MHz的范围内形成较快滚降。因为谐振器在Fs和Fp之外等效为一个电容，在Fs频率处为一个小阻抗，在Fp频点处为一个大阻抗，使用谐振器并联结构，在Fs频率处，信号大部分从谐振器流走，因此传输信号较少，对Fs的信号有较大的抑制，因此把此频率设置在滤波器的带外，可以大大提高带外抑制性能；对于Fp的频点，因为阻抗非常高，因此，Fp的频率大部分通过滤波器传输，因此，设置Fp在滤波器的带内，不会影响插损。并且谐振器的Q值较高，Fs到Fp的变换较快，因此可以实现较好的滚降特性。

通过调节谐振器的频率，可以设置传输零点和带外抑制的位置，保证需要的频点能够有较好的抑制。

同样的，在通带右侧也可以通过谐振器的引入来改善滚降和抑制。图14中，通带右侧10GHz的位置是谐振器的高阶谐振频率产生的零极点，通过对谐振器高阶频率的控制，可以保证在高频处特定频点有足够的抑制。

需要说明的是，在本发明中，附图中显示的单个谐振器，可以是实际上的一个谐振器，也可以是由多个谐振器电连接构成的一个等效谐振器；相似的，在本发明中，附图中显示的单个电容，可以是实际上的一个电容，也可以由其他一个或多个器件等效而成的一个等效电容；相似的，单个电感也可以是一个等效电感。这些均在本发明的保护范围之内。

图15为示例性说明谐振器引入改善滚降和带外抑制的原理图。谐振器的频率较高，在谐振频点附近谐振器的阻抗有一个快速的从低到高的变化，当并联使用时，高阻抗对带内几乎无影响，低阻抗形成信号的传输零点。因为阻抗变化很快，因此，传输曲线有较快的滚降。通过多个频率谐振器的串并联，可以形成一定带宽的带外阻带。在除了Fs和Fp的位置，谐振器作为电容，和普通的电容性质类似，但是在Fs和Fp的频点，会产生高低阻抗的变化，因此利用此种变化，可以改善带外抑制和滚降特性。上图中3GHz和10GHz附近都是利用谐振器的串联谐振频率Fs和并联谐振频率Fp的阻抗特性来实现的。

本发明的实施例也涉及一种电子设备，包括上述的滤波器单元或者滤波器。需要指出的是，这里的电子设备，包括但不限于射频前端、滤波放大模块等中间产品，以及手机、WIFI、无人机等终端产品。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行变化，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims

1.一种LC滤波器单元，包括：

第一滤波部，包括并联连接的第一电感与第一容性器件；和

第二滤波部，包括并联连接的第二电感与第二容性器件，

其中：

第一电感与第二电感适于耦合以形成耦合电感。

2.根据权利要求1所述的滤波器单元，其中：

所述第一电感与所述第二电感以同层交叉绕线的方式或者以上下两层绕线的方式实现耦合互感。

3.根据权利要求2所述的滤波器单元，其中：

所述滤波器单元设置于LTCC基板。

4.根据权利要求1所述的滤波器单元，其中：

所述第一电感与所述第二电感以分立器件的互感方式实现耦合互感。

5.根据权利要求1所述的滤波器单元，其中：

所述第一电感与所述第二电感的同一端之间连接有第三容性器件。

6.根据权利要求5所述的滤波器单元，其中：

所述第三容性器件为第三谐振器。

7.根据权利要求1-4中任一项所述的滤波器单元，其中：

所述第一容性器件和第二容性器件为电容，电容和电感的串联或并联谐振形式，或者谐振器。

8.根据权利要求7所述的滤波器单元，其中：

所述第一容性器件和第二容性器件为并联电容，每一个滤波部还包括与所述并联电容并联的并联谐振器，所述并联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述并联谐振器的Fp频率落入所述通带内；或者

所述第一容性器件和第二容性器件为并联谐振器，所述并联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述并联谐振器的Fp频率落入所述通带内。

9.根据权利要求8所述的滤波器单元，其中：

所述第一容性器件和第二容性器件为并联电容，每一个滤波部还包括与所述并联电容并联的并联谐振器以及与并联的并联电容和并联谐振器串联的串联谐振器，且所述串联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之内，且所述串联谐振器的Fp频率在滤波器单元的通带之外；或者

所述第一容性器件和第二容性器件为并联谐振器，每一个滤波部还包括与并联的所述并联谐振器和对应电感串联的串联谐振器，且所述串联谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之内，且所述串联谐振器的Fp频率在滤波器单元的通带之外。

10.根据权利要求9所述的滤波器单元，其中：

所述串联谐振器和所述并联谐振器中的至少两个谐振器的谐振频率彼此不同。

11.根据权利要求8所述的滤波器单元，其中：

每一个滤波部还包括与并联的并联电容和并联谐振器串联的串联电容。

12.根据权利要求11所述的滤波器单元，其中：

所述串联电容和所述并联电容中的至少两个电容的容值彼此不同。

13.根据权利要求7所述的滤波器单元，其中：

所述第一容性器件和所述第二容性器件为谐振器；且

所述谐振器的Fs频率在滤波器单元的通带之外，且所述谐振器的Fp频率落入所述通带内。

14.根据权利要求13所述的滤波器单元，其中：

所述谐振器为FBAR谐振器。

15.根据权利要求13所述的滤波器单元，其中：

所述谐振器为SAW谐振器或者BAW谐振器。

16.根据权利要求1所述的滤波器单元，其中：

第一电感和第一容性器件的一端接地；且

第二电感的两端形成差分信号，或者第二电感和第二容性器件的一端接地。

17.一种滤波器，包括根据权利要求1-16中任一项所述的滤波器单元。

18.一种电子设备，包括根据权利要求17所述的滤波器或者根据权利要求1-16中任一项所述的滤波器单元。