CN1237074A

CN1237074A - 用于测量在一个通信系统中的信道质量信息的系统和方法

Info

Publication number: CN1237074A
Application number: CN99104122A
Authority: CN
Inventors: 克里斯南·巴拉昌德兰; 理查德·保尔·伊扎克; 斯里尼瓦斯·R·卡达巴; 桑齐夫·南达
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-03-19
Filing date: 1999-03-18
Publication date: 1999-12-01
Anticipated expiration: 2019-03-18
Also published as: KR100336231B1; CA2263060A1; EP0944201A3; BR9915302A; AU2121799A; KR19990077950A; JP3798175B2; CA2263060C; US6215827B1; EP0944201A2; JPH11313040A; CN1154391C

Abstract

一种为了在一个通信系统中用对于在诸衰落信道上发射的诸编码信号的信号对干扰加噪声比,测量信道质量的系统和方法。将一个对于最大似然路径的维特比解码器度量用作对于诸相干和非相干发射方案的一个信道质量度量。为了光滑掉诸短期变化,将这个欧几里德距离度量进行滤波。经滤波或平均的度量是一个可靠的信道质量度量,它对于诸不同的编码调制方案保持一致的诸速度。

Description

用于测量在一个通信系统中的信道质量信息的系统和方法

与相关专利申请的参照

本申请是正在共同进行中的1997年8月24日归档的题为“用于测量信道质量信息的系统和方法”的美国专利申请序号08/921454的一个继续部分，根据在背景部分中所作的分析，我们不认为本申请和以前的技术相同。

本发明一般地涉及诸数字通信系统，更特别地涉及利用诸数字传输方案的诸通信系统。

当诸通信系统迈着迅速的步伐在世界范围内发展时，对既能接纳不断扩大的个人用户数量又能提供诸新的数字特点和诸业务如传真，数据传输及诸不同的呼叫处理特点的诸频谱有效系统的迫切需要是十分明显的。

作为一个例子，当前的诸无线数据系统如蜂窝式数字分组数据(CDPD)、系统和IS-130电路交换时分多址数据系统仅支持对于若干应用来说是不够的诸低的固定的数据速率。因为设计诸蜂窝式系统能提供在小区边界上的复盖，所以在一个小区的大部分面积上的信号对干扰加噪声比(简略为SIR,SNR或C/(I+N))对支持诸较高的数据速率是足够的。现在正在提议用带宽有效的编码调制的诸现有的自适应的数据速率方案来增加如在移动无线电无线系统中遇到的那些衰落信道上的通过量。然而，这些方案不是动态地对编码调制进行调整以便适应诸信道条件。

有诸不同的带宽效率的诸编码调制方案对于相同的每个符号的SIR有诸不同的差错率特性。结果，希望在每个SIR上有导致有可接受的重发延迟的最高通过量的编码调制方案。所以，用SIR或可达到的帧差错率对信道质量进行检测是非常重要的。作为一个例子，用于测量SIR或估计FER的诸快速和精确的方法不能用于诸蜂窝式系统。于是，需要在对于时间变化的信道的SIR或可达到的帧差错率(FER)的诸测量或度量的基础上确定信道质量。

得到在诸通信系统如诸蜂窝式系统中的这些度量的困难在于要在蜂窝式信道上找到随时间变化的信号强度电平。这些时间变化效应，称为衰落和与距离有关的损耗，是移动台(蜂窝式电话)相对于基站(也称为一个小区位置)运动产生的结果。一些最近的方案建议用对于在一个维特比解码器中的第二条最佳路径的度量对FER而不是SIR进行一个短期预测。这种度量在计算上是计算量非常大的并对在诸衰落条件中的诸短期变化作出反应。所以，为了在一个通信系统中用SIR测量信道质量，我们需要一种有效和精确的方法。

这样，在一个为了在诸限噪声，限干扰和延迟扩展环境中得到一个快速和可靠的SIR指示符的数字传输方案中，我们需要在对于时间变化的信道的SIR或可达到的帧差错率(FER)的诸测量(诸度量)的基础上确定一个通信系统的信道质量。这需要，例如，扩展到诸相干方案如M进制相移键控(M-PSK)信令和诸非相干方案如M-DPSK信令。

为了实施移动辅助越区切换(MAHO)和功率控制，用SIR或FER测量信道质量也是重要的。然而，为了实施速率自适应，功率控制和越区切换，诸FER测量通常是非常慢的。因为对于移动台计算足够数量的帧差错需要一个非常长的时间，所以作为一个信道质量度量的FER是很慢的。所以，我们需要一个能与FER相关的健壮(robust)的短期的信道质量指示符。

做为一个结果，已经建议将诸信道质量度量如符号差错率，平均位差错率和诸接收信号强度测量作为诸替代者。IS-136标准已经规定了位差错率和诸接收信号强度两者者的诸测量过程。然而，这些测量不和已在诸无线系统中被广泛接受为有意义的性能测量的FER或SIR很好相关。又，诸接收信号强度测量常常是不精确和不可靠的。于是，SIR较适合于作为在信号质量迅速变化的小区边界附近的一个越区切换的度量。

本发明的目的是为了克服或至少减小上述的一个或多个问题中产生的诸效应。

本发明和它的诸方法是为了对于一个有一个衰落信道的数字通信系统确定SIR。虽然下面的诸例子适用于诸无线通信如诸蜂窝式电话，但是本发明和所描述的诸方法能同样好地用于诸非无线通信。

在本发明中，已经解决了在现有技术的背景中讨论的上述诸问题，并通过用对于最大似然路径的适当的加权解码器度量作为每个符号的SIR的一个衡量，在技术上实现了许多技术进步。

依照本发明的一个方面，提供一个用于确定和一组预先确定的SIR值相对应的通信系统的诸路径度量的系统和方法。接收一个数字信号并对该数字信号确定一个路径度量。向在一组预先确定的SIR值中的一个相应的SIR提供路径度量的映射。

本发明的这些和诸其它的特点和优点将从下面的详细描述，所附的诸图和所附的权利要求书变得十分清楚。虽然本发明允许有诸不同的修改和诸替换形式，但是我们用诸图中的例子表示诸特殊的实施例并对它们进行详细的描述。然而，我们应当懂得我们不想将本发明限制在被公布的诸特殊的形式中。倒不如说，本发明复盖了落在如所附的权利要求书中描述的本发明的精神和范围内的所有的修改，等效物和替换物。

本发明的诸优点将通过阅读下面的详细描述并参照所附的诸图变得十分清楚，其中：

图1是一个在一组内的三个小区位置的图形表示。

图2是一个对于本发明的基站和移动台的发射机和接收机两者的方框图。

图3是一个用于本发明的一个相干解码器系统的方框图。

图4是一个用于本发明的一个非相干解码器系统的方框图。

图5是一个曲线图，它的垂直标度(scale)表示平均的维特比解码器度量，水平标度表示时隙数目。

图6是一个曲线图，它的垂直标度表示平均的维特比解码器度量，水平标度表示SIR。

图7是一个对于限于话音情形而没有衰落干扰的曲线图，它的垂直标度表示信道质量度量的长期平均值，水平标度表SIR。

图8是一个对于限制干扰情形但有比背景噪声电平高20dB的单个强干扰的曲线图，它的垂直标度表示信道质量度量的长期平均值，水平标度表示SIR。

图9是一个对于诸不同的多普勒频率和0dB干扰的曲线图，它的垂直标度表示SIR的平均差错，单位是dB，水平标度表示平均持续时间。

图10是一个对于诸不同的多普勒频率和对于限制干扰情形但有比背景噪声电平高20dB的单个强干扰的曲线图，它的垂直标度表示SIR的平均差错，单位是dB，水平标度表示平均持续时间。

图11是一个说明在通过使用查找表并对系统所用的编码调制方案进行调整，确定SIR的过程中执行的诸步骤的流程图。

图12是一个说明在通过使用线性预测并对系统所用的编码调制方案进行调整，确定SIR的过程中执行的诸步骤的流程图。

图13的是一个有三条曲线的图，它的垂直标度表示FER，水平标度表示SIR。

图14是一个用于一个在一个维特比算法度量平均的基础上的保守的模式自适应策略的数值表。

图15是一个用于一个在一个维特比算法度量平均的基础上的进取的模式自适应策略的数值表。

图16是一个为了实现一个自适应编码方案的基站和移动台的发射机和接收机两者的方框图。

图17是一个为了实现一个移动越区切换方案和一个功率控制方案的基站和移动台的发射机和接收机两者的方框图。

现在回到诸图并首先参照图1，图1中画出了在一个通信系统中的多个小区2,4和6。按照惯例，每个小区2,4和6如图所示都有一个六角形小区边界。在每个小区2,4和6中有诸基站8,10和12，它们都位于相应小区2,4和6的中心附近。具体地说，基站8位于小区2中，基站10位于小区4中，基站12位于小区6中。

将小区2,4和6分开的诸边界14,16和18一般代表发生移动辅助越区切换的诸地点。作为一个例子，当一个移动台20离开基站8向一个相邻的基站10移动时，来自基站8的SIR在越过边界14时将落到某个阈值电平之下，而在同一时候，来自第二个基站10的SIR在移动站20穿过边界14进入小区4时增加到这个阈值之上。设计诸蜂窝式系统使能提供从每个基站直到小区边界的复盖。于是，因为来自基站8的SIR大于为支持在边界14上的数据传递所需的最小的SIR，所以在一个小区2的大部分面积上的SIR足以支持诸较高的数据速率。图2是一个实现利用对诸较高的数据速率的这种支持的自适应速率系统的一个例子。

图2是一个对于本发明的基站8和移动台20的简略的方框图。基站8包括一个自适应速率基站发射机22和一个自适应速率基站接收机24。类似地，移动台20也包括一个自适应速率移动台接收机26和一个自适应速率移动台发射机28。和基站8或和移动台20相对应的每对发射机和接收机通过一条相应的信道处于无线电连接中。于是，自适应速率基站发射机22通过一条下行链路无线电信道30连接到自适应速率移动台接收机26，自适应速率移动台发射机28通过一条上行链路无线电信道32连接到自适应速率基站接收机24。由于使用了自适应带宽高效的编码调制方案允许在下行链路信道30和上行链路信道32两者上增加在基站8和移动台20之间的通过量。

于是，可以通过在一个固定的符号速率(如在IS-130/IS-136中)进行发射和用诸编码调制方案的一种选择改变带宽效率(每个符号的信息位的数目)来改变信息速率。然而，有诸不同带宽效率的诸编码调制方案对于相同的每个符号的SIR有诸不同的差错率性能。在每个SIR，选择导致有可接受的FER和重发延迟的最高通过量的编码调制方案。所以，用SIR或可达到的FER对信道质量进行检测对于本发明是非常重要的。能够从和一个编码接收序列相对应的适当加权的累积欧几里德距离度量推导出作为诸信道质量度量的SIR和FER。

一个根据本发明和一个相干调制系统一起使用的一个编码器和解码器的方框图如图3所示。一个发射机34接收一个信息序列{a_k}36，该序列用一个卷积编码器38加以编码以便提供一个编码序列{b_k}40。然后通过一个符号映射器42或者用一个直进式格雷(Gray)映射或者用一个集合分段技术，将编码序列{b_k}40映射成一个或者使用一个M进制星座如M进制相移键控(M-PSK)方案或者使用一个M进制正交振幅调制(M-QAM)方案的符号序列{s_k}44。然后用满足诸史比·史密斯(Gibby Smith)约束(即，对于零符号间干扰的诸必要和充分条件)的诸发射滤波器46实施脉冲整形。然后通过信道48将符号序列{s_k}44发送到一个接收机50。在接收机50，我们假设诸前端模拟接收滤波器52和诸发射滤波器46匹配，并在诸最佳取样瞬间对一个输出序列{r_k}54进行取样。

在第k个瞬间接收到符号由下式给出：

r_k=a_ks_k+n_k，

其中s_k表示复数发射符号{s_k}44,a_k代表复数衰落信道64的系数，n_k表示有方差N_o的复数加性白高斯噪声(SWGN)。对于这个例子来说，我们假设衰落信道64是相关的，并可用许多模型来表示它。在这个例子中，我们用对于瑞利衰落的Jake模型。选择卷积编码器38使系统的诸种要求最佳化。这里，我们选择一个格子(trellis)码，然而本发明也可以用许多其它的代码而没有改变本发明的实质。可以用一个维特比算法电路实施在接收机50的最大似然解码，该电路也称为一个最大似然解码器(MLD)56，用于搜索通过一个格子的最佳路径。假定可将复数衰落信道64的诸系数的一个估计用于接收机50的解码器(即，卷积编码器58)。

MLD56的维特比算法电路将一个增量欧几里德距离度量和每个格子分支的转移结合起来并试图找到在欧几里德距离中最接近接收序列{r_k}54的发射序列{s_k}44。MLD56的维特比算法电路通过一个卷积编码器58和符号映射器60对每个可能的数据序列

65进行处理以便产生一个可能的解码序列

62。然后，MLD的维特比算法电路56将接收序列{r_k}54和估计的信道系数{a_k}64用在一个计算增量欧几里德距离的增量欧几里德距离度量计算电路66中。然后通过一个产生累积路径度量72的累积反馈环路68对增量欧几里德距离度量进行处理。接着，将累积路径度量72和与所有其它可能的发射序列对应的诸累积度量70输入到一个最小度量处理器电路74中，该电路输出解码数据序列{_k}76和对于第i个块的最小度量m_i。与解码序列{k}62对应的累积路径度量由下列公式给出：

m_{i} = \min_{{\tilde{s}}_{k}} Σ_{k = 0}^{n - 1} {| r_{k} - α_{k} {\hat{s}}_{k} |}^{2} = Σ_{k = 0}^{N - 1} {| r_{k} - α_{k} {\hat{s}}_{k} |}^{2}

其中a_k64是在第k个瞬间的估计衰落信道系数，假设格子终止在每N个符号后的一个已知的状态。

虽然图3描述了本发明用一个相干解码器系统如M-PSK或M-QAM，但是本发明也将一个类似的度量计算方法应用到一个非相干调制系统。在图3的相干M-PSK系统中，欧几里德距离度量的计算假设诸信号被相干地解调和诸信道系数的一个估计可用于接收机。然而，我们用诸M进制微分相移键控(M-DPSK)星座设计出许多有用的系统，这些有用的系统都是非相干系统。

因为诸M-DPSK信号常常在解码前被微分地解调，所以诸M-DPSK系统如在IS-136标准中那样允许有一个比一个图3的相干系统简单得多的接收机结构。然而，现在，和诸M-PSK系统一样，还没有用来或者测量在诸M-DPSK系统中的SIR或者估计诸M-DPSK系统中的FEB的快速精确的方法。与图3中描述的相干系统不同，对于诸M-DPSK信号的欧几里德距离度量的确定不是SIR的一个直接的精确的衡量。

图4描述了另一个可能的例子，该例子对于诸M-DPSK信号使用一个适当加权的或定标的欧几里德距离度量，从而在诸限制噪声，限制干扰和延迟扩展的环境中得到SIR的一个快速的可靠的指示符。

图4表示一个对于一个M-DPSK系统的一个编码器和解码器的方框图。在发射机80内，用一个卷积编码器84对信息序列{a_k}82进行编码以便提供一个编码序列{b_k}86。然后通过一个M-DPSK符号映射器88将编码序列{b_k}86映射成一个M-DPSK符号序列{s_k}96。分两个步骤来实施M-DPSK映射。首先，用一个映射或分段(partitioning)电路90将编码序列{b_k}86映射到从一个M进制星座选出的诸M进制符号{d_k}92。这个映射或分段电路90包含直进式格雷映射技术或者集合分段技术相结合。然后在一个微分调制器94中对诸M进制符号{d_k}92进行微分调制以便得到诸M-DPSK符号{s_k}96。然后用满足诸吉比·史密斯约束(即，对于零符号间干扰的诸必要和充分条件)的诸发射滤波器98实施脉冲整形。然后通过信道100将M-DPSK符号{s_k}96发送到接收机102。在接收机102，我们假设诸前端模拟接收滤波器104和诸发射滤波器98匹配，并在诸最佳取样瞬间对输出序列{r_k}进行取样。

在第k个瞬间的接收符号{r_k}106由下式给出：

r_k=a_ks_k+γ_ki_k+n_k,

其中s_k=d_kd_k-1表示复数发射符号{s_k}96,a_k代表对于想要的信号的复数衰落信道系数，γ_k表示对于一个干扰信号的复数衰落信道系数，i_k和n_k表示有方差N_o的复数加性白高斯噪声(SWGN)。对于这个例子来说，我们假设一个信道100是一条衰落的相关的移动无线电信道，并可用许多模型来表示它。在这个例子中，我们用对于瑞利衰落的Jake模型。然后通过一个微分解调器108对接收的符号序列{r_k}106进行微分解调，产生一个解调的序列{y_k}110。解调序列{y_k}由下式给出：

y_k=r_kr^* _k-1，

其中r^* _k-1是r_k-1的复数共轭。

一个最大似然解码器(MLD)112将解调序列y_k100映射到_k132。_k132是发射数据序列a_k82的解码复制品。MLD112的一个实现是著名的维特比解码器。

在维特比解码器中，能将诸发射的M进制序列的集合映射到一个格子状态转移图上。我们用维特比算法对通过格子的最大似然路径进行一个序列的搜索。然而，对于MLD112来说也可以有诸其它的不同于维特比解码器的实现，并且这些实现对于那些熟练的技术人员来说是已知的。

作为一个维特比算法电路，MLD将一个增量欧几里德距离度量和每个格子分支的转移关联起来，并试图找到在欧几里德距离中最接近解调序列{y_k}110的发射M进制序列

。MLD112通过一个卷积编码器116和产生一个可能的M进制序列

120的M进制分段或映射电路118对每个可能的数据序列

114进行处理。然后维特比算法电路112将解调序列{y_k}110和M进制序列

120用在计算增量欧几里德距离的一个增量欧几里德距离度量的计算电路122中。然后通过一个产生累积路径度量126的累积反馈环路124对增量欧几里德距离度量进行处理。接着，将累积路径度量126和与所有可能的M进制序列

120对应的诸累积度量128输入到一个最小度量处理器电路130中，该电路130输出解码数据序列 132。与M进制序列

120对应的累积路径度量126由下列公式给出：

Σ_{k = 0}^{N - 1} {| y_{k} - {\tilde{d}}_{k} |}^{2}

在130，选择给出最小累积欧几里德距离度量的路径，相应的数据序列{_k}132是解码输出。序列{_k}132被称为接收数据序列。

为了确定SIR度量，用一个卷积编码器134对解码数据序列{_k}132进行编码，并通过M进制分段器(patitioner)或映射电路136将它映射成M进制序列

138。卷积编码器134和M进制分段器或映射电路136是在接收机102上，但是和发射机80的卷积编码器84和M进制分段器或映射电路90相同的。然后通过处理器140用{_k}132和{y_k}110按如下公式计算出用作对于第i个帧的SIR度量的加权的欧几里德距离度量m_i142：

m_{i} = Σ_{k = 0}^{N - 1} \frac{{| y_{k} - | y_{k} | {\hat{d}}_{k} |}^{2}}{| y_{k} |}

或者替换地，

m_{i} = \frac{Σ_{k = 0}^{N - 1} {| y_{k} - {| y}_{k} | {\hat{d}}_{k} |}^{2}}{\frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} {| r_{k} |}^{2}}

这个公式较容易计算并在诸高SIR值上产生一个较好的估计。

于是，依照本发明的至少两个方面，我们用维特比解码器对诸相干和非相干系统两者，从累积欧几里德距离度量推导出与对于每个块的解码格子路径相对应的信道质量信息。然而，如上面所提到的，当存在一个衰落信道时欧几里德距离度量从一个块到另一个块有大的诸变化。于是，为了得到一个好的度量估计需要对这些变化进行如平均那样的光滑处理。一个小的累积欧几里德距离度量将指出接收的序列非常接近于解码序列。对于诸设计得很好的格子码，这种情形仅在有高SIR的诸良好的信道条件下才会发生。在诸不好的信道条件下，度量要高得多。于是，能用下列关系式在N个符号的第i个块得到度量的一个良好的估计：

M_i=αM_i-1+(1-α)m_i，

对于α大于零和小于1.0，其中m_i表示解码格子路径度量，α表示确定估计的方差的滤波器系数。

图5说明有四条曲线的一个图，它的垂直标度表示平均的维特比解码器度量M_i，水平标度表示块数目。诸实曲线144-150表示对于一个格子编码的8PSK方案和一个等于0.9的滤波器系数α，经滤波的维特比解码器度量的随时间的变化。我们假设一个IS-130/IS-136的时隙结构(N=260个符号)并且格子在每个时隙对的终端结束。SNR的范围从30dB到16dB并在每600个时隙对后以2dB的步长递减。每条实曲线表示多普勒频率f_d乘以符号持续时间T的一个不同组合。所以，诸实曲线的参数如下：(a)对于实曲线144,f_dT=0.0002；(b)对于实曲线146,f_dT=0.0012；(c)对于实曲线148,f_dT=0.0034；和(d)对于实曲线150,f_dT=0.0069。从图5可以清楚地看到在平均的欧几里德距离度量M_i和SIR之间存在一个直接的一对一的映射。当SIR固定时它保持一个稳定的水平，当SNR减小时它增加。

图6表示一个有四条曲线的图，它的垂直标度表示长期平均的维特比解码器度量μ(M_i的期望值)，水平标度(scale)表示SIR。再一次，如图5那样，四条曲线152-158表示诸不同的多普勒频率。从图6可以清楚地看到平均度量μ与移动速度无关。作为一个结果，对于本发明来说长期累积度量的平均值μ是目标度量。于是，一旦已经得到欧几里德度量时，或者能将它映射到在一个查找表中相应的SIR或者它能通过一个线性预测方法。

长期平均累积度量平均值μ和SIR满足经验关系式

SIR = 10 \log_{10} \frac{{NE}_{s}}{μ}

，单位是dB，其中E_s是每个发射符号的平均能量，N是每个块的符号数目。在诸不同的编码调制方案时这个特性保持相同。所以，平均的维特比解码器度量提供SIR的一个非常好的指示符。而且，可以用上述的关系式M_i=αM_i-1+(1-α)m_i确定度量的短期平均值。图5表示短期平均值满足

θ_{low} < \frac{M_{i}}{μ} < θ_{high},

其中目标度量μ是从

SIR = \log_{10} \frac{{NE}_{s}}{μ}

求得的。阈值θ_low和θ_high与M_i的标准方差有关，而该标准方差又是滤波器参数α的一个函数。于是，本发明包含两种可能的方法以便从平均度量M_i确定SIR。

图7和8表示对于一个非相干系统的信道质量度量的长期平均值，作为分别在限制噪声(在C/(N+I)中I=0，于是有C/N)和限制干扰的情形中对于一个速率5/6的编码DQPSK方案的SIR的函数。我们假设一个IS-130/IS-136时隙结构，并且格子在每个时隙对的终端结束。

在图7中，垂直轴表示信道质量度量的长期平均值，水平轴表示在一个限制噪声情形C/N中的SIR数值。C/N的范围从14dB到30dB，步长为2dB。每条曲线表示编码方案和多普勒频率f_d乘以符号持续时间T的一个不同组合。所以，诸曲线参数如下：(a)对于曲线160,4-DPSK,f_dT=0.0002；(b)对于曲线162,4-DPSK,f_dT=0.0012；(c)对于曲线164,4-DPSK,f_dT=0.0034；(d)对于曲线166,4-DPSK,f_dT=0.0069；(e)对于曲线168,8-DPSK,f_dT=0.0002；(f)对于曲线170,8-DPSK,f_dT=0.0012；(g)对于曲线172,8-DPSK,f_dT=0.0034；和(h)对于曲线174,8-DPSK,f_dT=0.0069。于是，从图7我们可以清楚地看到平均度量与移动速度或编码及调制的选择无关。

此外，图8表示长期平均信道质量度量对于诸多普勒频率甚至有诸衰落干扰时是一致的。图8表示对于一个4-DPSK(I/N=20dB)编码方案，信道质量度量的长期平均值随C/(I+N)(SIR)变化的图。第一条曲线176有f_dT=0.0002而第二条曲线178有f_dT=0.0069。

图9表示非相干度量的平均差错。图9表示对于一个限制噪声情形，平均差错E|{估计的C/(I+N)-实际的C/(I+N)}|(单位是dB)随平均持续时间的变化。限制噪声情形意味着不存在诸干扰，于是SIR由C/N表示，如图7所示。图9有两条曲线180和182，分别和f_dT=0.0002和f_dT=0.0069相对应。图9表示在低和高的多普勒频率时，差错小于0.25dB，从而不需对度量进行平均。

图10表示对于当存在单个强干扰的情形的C/(I+N)估计差错。在这个例子中，假设噪声比平均干扰功率低20dB，于是I/N=20dB。图10有两条曲线184和186，分别和f_dT=0.0002和f_dT=0.0069相对应。图10表示在诸低的多普勒频率，为了得到一个好的C/(I+N)估计可能需要某种平均。

考虑到如在图7-10中描述的本发明，一位熟练的技术人员将懂得如何对于一个M-DPSK发射系统实现在图5和6中描述的诸结果和如何依照如在本申请中的下列描述中所描述的速率自适应，越区切换和功率控制的应用实施本发明。

图11是一个描述当用一个查找表从平均度量M_i确定SIR时由基站或由移动台执行的诸步骤的流程图。过程从步骤188开始，在步骤188中蜂窝式网络确定感兴趣的SIR范围。这个SIR范围由在任何给定时间的网络的诸要求确定。

下一个步骤190对于确定的感兴趣的范围以SIR的下降顺序产生一个诸目标值μ_n的表。在下降顺序中的安排纯粹是为了举例说明而不是过程的一个必需的或有限制的方面。诸目标值由下列关系式确定：

μ_{n} = \frac{{NE}_{s}}{10^{0.1 ({SIR}_{n})}}

对于n=1,2,……K，其中K确定想要的粒度。在步骤192，将μ_n的作为相应的SIR值的函数的这些值存储在一个存储单元中，以便后面在将的诸测量值映射到在查找表中的诸相应的SIR值时使用。一旦产生和存储作为SIR_n的函数的μ_n的查找表的过程完成时，系统就作好了接收和发射数据信息的准备。

在步骤194，接收机接收，例如，一个格子编码信号，然后在步骤196将接收的编码信号解码并输出格子路径度量m_i。对于这个例子，系统用一个维特比最小似然解码器确定格子路径度量m_i。一旦确定了格子路径度量m_i，系统就在步骤198用关系式M_i=αM_i-1+(1-α)m_i确定对于第i个块的平均度量M_i。

过程继续进行到确定步骤200，在该步骤中一个阈值检测器电路确定值是否小于预先确定的阈值θ_low。如果确定步骤200的结果是一个“是”确定，则过程继续进行到步骤202。在步骤202，系统认识到测得的SIR大于SIR₁(在查找表范围中的最大SIR)。作为一个结果，在步骤202系统对测得的SIR进行限幅以使它等于SIR₁。下面，在步骤204系统向发射机提供SIR的值SIR₁。

如果确定步骤200的结果是一个“否”确定，则替代地，过程继续进行到确定步骤206，在步骤206一个第二个阈值检测器电路确定值

是否大于预先确定的阈值θ_high。如果确定步骤206的结果是一个“是”确定，则过程继续进行到步骤208。在步骤208，系统认识到测得的SIR小于SIR_k(在查找表范围中的最小SIR)。作为一个结果，在步骤208系统对测得的SIR进行限幅以使它等于SIR_k。下面，在步骤204系统向发射机提供SIR的值SIR_k。

另一方面，如果确定步骤206的结果是一个“否”确定，则替代地，过程继续进行到确定步骤210，在步骤210一个阈值检测器电路确定阈值μ_n，对于该阈值μ_n，值

既小于预先确定的阈值θ_high又大于预先确定的阈值θ_low。在步骤212系统使测得的SIR等于和在查找表中的

的映射值相对应的SIR_n。作为一个结果，在步骤204系统向发射机提供SIR的值SIR_n。

图12是一个描述当用一个线性预测过程从平均度量M_i确定SIR时或者由基站或者由移动台执行的诸步骤的流程图。过程从步骤214开始，在步骤214蜂窝式网络确定感兴趣的SIR范围。和以前描述的查找表方法相似，这个SIR范围首先是由在任何给定时间的网络的诸要求确定的。然而，使用一个线性预测方法代替一个查找表的直接映射允许接收机对在小区内的SIR的诸变化作出较快的反应。

在步骤216，对于确定的感兴趣的范围以SIR下降顺序产生一个诸目标值μ_n的表。再一次地，在下降顺序中的安排纯粹是为了举例说明而不是过程的一个必需的或有限制的方面。诸目标值由下列关系式确定：

μ_{n} = \frac{{NE}_{s}}{10^{0.1 ({SIR}_{n})}}

对于n=1,2……K，其中K确定想要的粒度。在步骤218，将μ_n的作为相应的SIR值的函数的这些值存储在一个第一个存储单元中，以便后面在将

诸测量值映射到在查找表中的诸相应的SIR值时使用。一旦产生和存储作为SIR_n的函数的μ_n的查找表的过程完成时，系统就作好了接收和发射数据信息的准备。

在步骤220，接收机接收一个编码信号，例如一个格子码，然后在步骤222将接收的编码信号解码并输出格子路径度量m_i。再一次，对于这个例子，系统用一个维特比最小似然解码器确定格子路径度量m_i。一旦确定了格子路径度量m_i，系统在步骤224用关系式M_i=αM_i-1+(1-α)m_i确定对于第i个块的平均度量M_i。然后在步骤226，产生一个最佳的第p级线性预测h₁(对于l=0,1,……,p-1)的诸值，并将它们存储在一个第二个存储单元中以便在后面使用。下面，在步骤228，过程继续进行并用下列关系式从的前面的诸值确定

的将来的值：

{\tilde{M}}_{i + D} = Σ_{i = 0}^{p - 1} h_{i} {\tilde{M}}_{i - 1}

过程继续进行到确定步骤230，在该步骤中一个阈值检测器电路确定值

是否小于预先确定的阈值θ_low。如果确定步骤230的结果是一个“是”确定，则过程继续进行到步骤232。在步骤232，系统对测得的SIR进行限幅以使它等于SIR₁。下面，在步骤234系统向发射机提供SIR的值SIR₁。

如果确定步骤230的结果是一个“否”确定，则替代地，过程继续进行到确定步骤236，在步骤236一个第二个阈值检测器电路确定值

是否大于预先确定的阈值θ_high。如果确定步骤236的结果是一个“是”确定，则过程继续进行到步骤238。在步骤238，系统对测得的SIR进行限幅以使它等于SIR_k。下面，在步骤234系统向发射机提供SIR的值SIR_k。

另一方面，如果确定步骤236的结果是一个“否”确定，则替代地，过程继续进行到确定步骤240，在步骤240一个阈值检测器电路确定值

是否既小于预先确定的阈值θ_high又大于预先确定的阈值θ_low。在步骤242系统使测得的SIR等于和在查找表中的的映射值相对应的SIR_n。作为一个结果，在步骤234系统向发射机提供SIR的值SIR_n。

这种线性预测方法帮助接收机用平均度量的当前值和诸p-1个过去值去预测将来的诸信道质量度量D块。于是，这允许接收机对在SIR中的诸变化作出迅速的反应。

当SIR是本发明中的优先的性能衡量时，众所周知常常用对于诸前向和反向链路的FER来衡量性能。在一个固定的SIR,FER可能常常在诸不同的移动速度上是不同的。为了得到一个FER指示，应将SIR映射到在移动性的某个广阔范围下的FER平均值。在SIR的每个值，我们如下定于加权和：

\overset{&OverBar;}{FER} = \underset{i}{Σ} f_{i} w_{i}

其中∑w_i=1,f_i是在速度v_i上的FER，系数W_i表示指配给速度v_i的权重， FER表示FER的加权平均值。通过这个技术可以用平均度量确定SIR，并且还可以将SIR映射到 FER。

作为一个用诸SIR测量值作为一个信道质量指示符的实施的速率自适应系统的一个例子，令C₁,C₂,……,C_Q以带宽效率增加的顺序表示对于发射机的诸操作方案的Q个不同的模式。这些不同的方案可以通过用一个固定的符号速率和改变格子编码器及符号映射器以便在每个符号装入一个可变数目的信息位来实现。对于在某个SIR上的每个C_j的可达到的通过量的上限由R(C_j)(1- FER(C_j,SNR))给出，其中R(C_j)是和C_j相应的数据速率，单位是位/秒。因为实际的通过量也与当重发时可能超时(time-out)的诸较高的恢复层有关，所以实际的通过量可能较低。

图13说明一个有三条曲线的图，它的垂直标度表示 FER，水平标度表示SIR。诸曲线244,246和248代表三种假设的编码调制方案。对于每种编码调制方案C_j， FER_j是在诸移动速度上进行平均得到的FER平均值。做为一个例子，自适应点A_j250与曲线246有关。如果SNR落在比这个点低的位置上，则发射机必须将它的模式从方案C_j改变到方案C_j-1，并开始在和方案C_j-1对应的曲线244上，在点A_j-1255上的操作，在点A_j-1255之上C_j有比C_j-1低的通过量。可以将经滤波的维特比解码器度量用作在模式自适应点上的SNR的一个指示符。对于第i个解码块，与滤波器参数的选择有关令

M_{i} = \tilde{M_{j}}

或

M_{i} = {\tilde{M}}_{i + D}

。

θ_high和θ_low是与滤波器参数α有关的阈值。于是，对于数据发射的自适应规则如下：在第i个块后，如果发射机当前正在用C_j操作，则将操作模式改变到

C_j-1，如果

\frac{{\tilde{M}}_{j}}{μ_{1}} > θ_{high},

对于j=2,3,……,Q和

C_j+1，如果

\frac{{\tilde{M}}_{j}}{μ_{j + r}} < θ_{low}

，对于j=1,2,……,Q-1

其中r=1,2……,Q-j。对于每个j，最高的可允许的r值通过准许一个在一个单位是每个符号诸位数的较高速率上的操作使通过量达到最大。最后，因为度量平均值μ与移动速度或编码调制方案无关，所以可以将度量的滤波用到各种编码调制方案上。于是，在自适应后不需要重新设置信道质量衡量。

将实际的数据加到这个例子上，图14表示一个对在一个维特比算法度量平均值的基础上的一个保守模式的自适应策略的数值表。在图14中，C₁,C₂和C₃代表三种编码调制方案，其中选择C₁导致最低的数据速率，选择C₃导致最高的数据速率。这里，μ₁,μ₂和μ₃是与分别对于三种编码调制方案的诸 FER自适应点对应的诸目标度量。如此定义诸阈值θ_high和θ_low使得θ_high大于1.0和θ_low小于1.0。此外，图15表示一个对于一个在一个维特比算法度量平均值的基础上的进取模式的自适应策略的数值表。

本发明的一个自适应速率系统的方框图如图16所示。图16表示在基站或在移动台的系统的可能的实现。系统以下述方式进行操作。最初，系统将要被发射的信息组织到一个发射数据流252中。然后将发射数据流252输入到系统的发射机254。在发射机254内，用自适应信道编码器和调制器256对发射数据流252进行编码和调制。由编码器和调制确定装置258对自适应信道编码器和调制器256使用的编码和调制进行控制。

编码器和调制确定装置258对来自接收机261的接收到的SIR的估计274作出响应来确定正确的编码和调制方案。最初，编码器和调制确定装置258选择一个被输入到自适应信道编码器和调制器256的预先确定的方案。然后自适应信道编码器和调制器256将数据流252编码和调制到一个预先确定的方案，并通过一个信道260(可能是有噪声和衰落的信道)将信息发射到接收机261。

在接收机261接收到信息后，将信息输入到一个产生两个输出的信道解码器和解调器262。信道解码器和解调器262的第一个输出是对于接收的信息信号的维特比解码器度量264的一个值。信道解码器和解调器262的第二个输出是接收数据流276，它在大部分时间中将和由发射数据流252发送的信息相同。诸另外的实施例可以有块272和258两者都在发射机中或两者都在接收机中，或者如图16所示块272在接收机中，而块258在发射机中。

下面，由一个集合/平均电路268对维特比解码器度量264的值进行平均，产生一个对于维特比解码器度量270的移动平均值。然后，用一个映射电路272将对维特比解码器度量270的移动平均值映射成SIR的估计值274。将所得到的SIR估计值274反馈回到编码器和调制确定装置258以便确定所用的与SIR估计值274对应的编码器和调制方案。将编码器和调制确定装置258的新的方案值输入到自适应信道编码器和调制器256，自适应信道编码器和调制器256切换到新的用于发射数据流252的解码和解调方案，并在信道260上将信息发射出去。

一个用SIR进行功率控制和确定移动越区切换的系统的一个方框图如图17所示。图17表示在基站或在移动台的系统的一个可能的实现。系统以下述方式进行操作。最初，系统将要被发射的信息组织到一个发射数据流278中。然后将发射数据流278输入到系统的发射机280。在发射机280内，用信道编码器和调制器282对发射数据流278进行编码和调制。由功率控制算法电路302对在信道编码器和调制器282的发射功率电平进行控制。

功率控制算法电路302可以对来自接收机286的接收SIR估计值300作出响应以确定功率控制电平。此外，功率控制算法电路302也可以对来自接收机286的信号强度和位差错率估计值290作出响应以确定功率控制电平。最初，将功率控制算法电路302设置在一个预先确定的输入到信道编码器和调制器282的值上。然后，信道编码器和调制器282用一个预先确定的编码和调制方案对发射数据流278进行编码和调制，并将在一个预先确定的功率电平上的信息通过一个信道284(可能是有噪声和衰落的信道)发射给接收机286。

在接收机286接收到该信息后，将该信息输入到一个产生三个输出的信道解码器和解调器288。信道解码器和解调器288的第一个输出是对于接收的信息信号的维特比解码器度量292的一个值。第二个输出是信号强度和位差错率290的估计值。信道解码器和解调器288的第三个输出是接收数据流308，它应该和由发射数据流278发送的信息相同。

下面，由一个集合/平均电路294对维特比解码器度量292的值进行平均，产生一个对于维特比解码器度量296的平均值。然后，用一个映射电路298将对于维特比解码器度量296的平均值映射到SIR估计值300。将所得到的SIR估计值300反馈回到功率控制算法电路302以便确定一个与SIR估计值300对应的功率控制值。将功率控制算法电路302的新的功率控制值输入到信道编码器和调制器282，以便用于在信道284上数据流278到接收机的下一次发射。

此外，移动辅助越区切换确定电路304也对SIR估计值300和信号强度及位差错率的诸估计值290进行处理。如果SIR值低于一个预先确定的阈值，则移动辅助越区切换确定电路304将一个消息发送到越区切换处理器306以便将移动台越区切换到一个新的基站。

下面是本发明的一个结论。本发明的第一个部分是一个用于在测得的一个信道的SIR的基础上自适应地改变一个发射数据流的诸调制方案的设备。通过一个自适应信道编码器和调制器在一个发射机中实施诸自适应调制方案。将一个编码器和调制确定装置和发射机的自适应信道编码器和调制器连接起来以便在接收机接收到的信息的基础上确定正确的编码和调制方案。然后使一个接收机的信道解码器和解调器与发射机的自适应信道解码器和解调器通过信道实现无线电连接。这个接收机的自适应信道解码器和解调器产生一个路径度量值，用一个平均电路对该路径度量值进行平均以便产生一个平均的路径度量值。然后通过一个映射装置将这个平均的路径度量值映射到一个SIR估计值。然后将这个SIR估计值输入到发射机的编码器和调制确定装置以便确定是否应对SIR估计值作出响应以改变编码和调制方案。我们应该注意到可以用诸不同的方式来实现接收机的信道解码器和解调器，然而，在这个举例说明的实施例中我们用一个维特比解码器。

本发明的第二个部分是一个用于在测得的一个信道的SIR的基础上实现移动辅助越区切换的设备。用一个信道编码器和调制器在一个发射机中实施移动辅助越区切换。使一个接收机的信道解码器和解调器与发射机的信道解码器和解调器通过一个信道实现无线电连接。接收机的信道解码器和解调器对接收机接收到的信息作出响应来产生一个路径度量值，用一个平均电路对该路径度量值进行平均以便产生一个平均的路径度量值。然后通过一个映射装置将这个平均的路径度量值映射成一个SIR估计值。

将一个功率控制算法电路与发射机的信道编码器和调制器连接起来，该功率控制算法电路对SIR估计值作出响应来改变发射机的功率电平。最后，将这个SIR估计值输入到一个移动辅助越区切换确定装置，该装置确定移动台是否应在SIR估计值的基础上实施一个越区切换操作。如在本发明的第一个部分中那样，我们应该再次注意到可以用诸不同的方式来实现接收机的信道解码器和解调器，然而，在这个举例说明的实施例中我们用一个维特比解码器。此外，可以在移动台或在基站实现本发明的第二个部分。

请诸位读者注意当结合某些实施例对本发明的技术内容进行描述时，许多细节都是为了说明的目的而提出的。于是，上述的内容仅仅是举例说明本发明的诸原理。例如，本发明可以有诸其它的特殊形式而没有偏离本发明的精神或诸本质的特征。所描述的诸安排是说明性的而且是不受限制的。对于那些熟练的技术人员来说，本发明可以接受诸附加的实施例，能够相当大地改变在这个专利申请中描述的诸细节中的某些部分而没有偏离本发明的诸基本原理。于是我们将估计到那些熟练的技术人员将能够设计出诸不同的安排，这些安排，尽管在这里没有明显地加以描述或表示，但是体现了本发明的诸原理，因此是在本发明的精神和范围内。所附的权利要求书指出了本发明的范围。

Claims

1．一个用于确定一个信号对干扰加噪声比的方法，它包括下列诸步骤：

建立和一组预先确定的信号对干扰加噪声比相对应的一组路径度量；

接收一个数字信号；

对于所说的数字信号确定一个路径度量；和

将所说的路径度量映射到在所说的一组预先确定的信号对干扰加噪声比中的所说的相应的信号对干扰加噪声比。

2．权利要求1的方法，其中所说的数字信号是一个编码信号。

3．权利要求1的方法，其中所说的数字信号是一个格子编码信号。

4．权利要求1的方法，其中对于所说的数字信号确定一个路径度量的步骤进一步包括下列诸步骤：

建立和诸度量值的一组预先确定的短期平均值相对应的一组信号对干扰加噪声比的值，所说的诸度量值的短期平均值被定义为M_i/μ；

用一个解码器从所说的接收的数字信号确定一个解码的路径度量，所说的解码的路径度量被定义为m_i；

对m_i进行平均；和

将所说的平均的解码的路径度量存储在一个第二个存储单元中，所说的平均的解码的路径度量被定义为μ；和

确定一个估计的欧几里德距离度量。

5．权利要求5的方法，其中用下列公式实施确定估计的欧几里德距离度量的步骤：

M_j=αM_i-1+(1-α)m_i

其中所说的估计的欧几里德距离度量定义为M_i,α是一个预先确定的滤波器系数，它大于零并小于1.0。

6．权利要求5的方法，包括下列诸步骤：

确定M_i的一个标准偏差；

在所说的M_i的标准偏差的基础上确定诸平均度量的阈值，这些阈值被定义为θ_low和θ_high；

通过将所说的M₁的值除以所说的μ的值确定一个M_i/μ值；

如果M_i/μ小于θ_low，则将所说的M_i/μ的值映射到所说的相对应的信号对干扰加噪声比的一个最小值；

如果M_i/μ大于θ_high，则将所说的M_i/μ的值映射到所说的相对应的信号对干扰加噪声比的一个最大值；

将所说的M_i/μ值映射到所说的相对应的信号对干扰加噪声比。

7．权利要求4的方法，其中所说的解码器是一个对于最大似然路径的维特比解码器。

8．一个用于确定信号对干扰加噪声比的系统，它包括：

用于建立和一组预先确定的信号对干扰加噪声比相对应的一组路径度量的装置；

用于接收一个数字信号的装置；

用于对所说的数字信号确定一个路径度量的装置；和

用于将所说的路径度量映射到在所说的一组预先确定的信号对干扰加噪声比中的所说的相应的信号对干扰加噪声比的装置。

9．权利要求1的系统，其中所说的数字信号是一个编码信号。

10．权利要求1的系统，其中所说的数字信号是一个格子编码信号。

11．权利要求8的系统，其中对于所说的数字信号确定一个路径度量的步骤进一步包括：

用于建立和诸度量值的一组预先确定的短期平均值相对应的一组信号对干扰加噪声比的值的装置，所说的诸度量值的短期平均值被定义为M_i/μ；

用于用一个解码器从所说的接收的数字信号确定一个解码的路径度量的装置，所说的解码的路径度量被定义为m_i；

用于对m_i进行平均的装置；和

用于将所说的平均的解码的路径度量存储在一个第二个存储单元中的装置，所说的平均的解码的路径度量被定义为μ；和

用于确定一个估计的欧几里德距离度量的装置。

12．权利要求5的系统，其中用下列公式实现用于确定估计的欧几里德距离度量的装置：

M_i=αM_i-1+(1-α)m_i

其中所说的估计的欧几里德距离度量被定义为M_i,α是一个预先确定的滤波器系数，它大于零且小于1.0。

13．权利要求12的系统，包括下列诸装置：

用于确定M_i的一个标准偏差的装置；

用于在所说的M_i的标准偏差的基础上确定诸平均度量的阈值的装置，这些阈值被定义为θ_low和θ_high；

用于通过将所说的M_i值除以所说的μ值确定一个M_i/μ的值的装置；

用于如果M_i/μ小于θ_low，则将所说的M_i/μ的值映射到在所说的查找表中的所说的相应的信号对干扰加噪声比的一个最小值的装置；

用于如果M_i/μ大于θ_high，则将所说的M_i/μ值的映射到在所说的查找表中的所说的相应的信号对干扰加噪声比的一个最大值的装置；

用于将所说的M_i/μ的值映射到所说的相应的信号对干扰加噪声比的装置。

14．权利要求4的系统，其中所说的解码器是一个用于最大似然路径的维特比解码器。