JPH11313040A

JPH11313040A - 通信システムのチャネル品質情報を測定するためのシステムおよび方法

Info

Publication number: JPH11313040A
Application number: JP11074672A
Authority: JP
Inventors: Krishna Balachandran; バラチャンドランクリシュナ; Richard Paul Ejzak; ポールイーザックリチャード; Srinivas R Kadaba; アール．カダバスリニヴァス; Sanjiv Nanda; ナンダサンジヴ
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-03-19
Filing date: 1999-03-19
Publication date: 1999-11-09
Anticipated expiration: 2019-03-19
Also published as: KR100336231B1; CN1237074A; CA2263060A1; EP0944201A3; BR9915302A; AU2121799A; KR19990077950A; JP3798175B2; CA2263060C; US6215827B1; EP0944201A2; CN1154391C

Abstract

(57)【要約】【課題】通信システムのフェージング・チャネルによ
り、符号化信号を送信するために、信号対干渉及び雑音
の比により、チャネル品質を測定するためのシステムお
よび方法。【解決手段】最尤経路用のビタビ・デコーダ測定基準
は、コヒーレントなおよびコヒーレントでない送信スキ
ームに対するチャネル品質基準として使用される。この
ユークリッド距離測定基準は、短期変動をなめらかにす
るために濾過される。上記の濾過され平均化された測定
基準は、符号化変調スキーム速度が異なっても、一定で
変化しない信頼性の高いチャネル品質基準である。上記
の濾過した測定基準は、しきい値をベースとするスキー
ムを使用して、シンボル当たりの信号対干渉及び雑音の
比にマップされる。この暗黙の信号対干渉及び雑音の比
の推定値は、セルラー・システムでの移動補助ハンドオ
フ用に送信機での電力制御およびデータ速度適応用に使
用される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、概して、デジタル
通信システムに関し、特にデジタル送信スキームを使用
する通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】＜
関連出願への相互参照＞本出願は、発明の背景の記述に
より、従来技術であると承認されない、「チャネル品質
情報を測定するためのシステムおよび方法」という名称
の、１９９７年８月２４日付の米国同時係属特許出願０
８／９２１４５４の一部継続出願である。

【０００３】通信システムは、世界規模で急速に成長を
続けているので、ますますその数が増大する個々のユー
ザおよびファクシミリ、データ送信および種々の呼出処
理機能のような新しいデジタル機能およびサービスの両
用を収容する周波数スペクトル効率システムに対するニ
ーズが存在することは明らかである。

【０００４】一例を挙げると、セルラー・デジタル・パ
ケット・データ（ＣＤＰＤ）システム、およびＩＳ−１
３０回線交換時分割多重アクセス・データ・システムの
ような、現在の無線データ・システムは、いくつかの用
途には不十分な低い固定データ速度しかサポートできな
い。セルラー・システムは、セル境界をカバーするよう
に設計されているので、セルの大部分の干渉と雑音の和
に対する信号の比（信号対干渉及び雑音の比）（ＳＩ
Ｒ、ＳＮＲまたはＣ／（Ｉ＋Ｎ）と略す）は、より高速
なデータ速度を十分サポートできる。帯域幅効率符号化
変調を使用する、現在の適応データ速度は、移動無線シ
ステムに存在するような、フェージング・チャネル上の
処理能力の増大を現在提案している。しかし、これらス
キームは、チャネル状態に適応するために、符号化変調
を動的に調整しない。

【０００５】異なる帯域幅効率を持つ符号化変調スキー
ムは、シンボル当たりの同じＳＩＲに対して異なる誤り
率性能を持つ。その結果、各ＳＩＲにおいて、許容でき
る再送信遅れを伴う、最高の処理能力が得られる、符号
化変調スキームが求められている。それ故、ＳＩＲまた
は達成可能なフレーム誤り率による、チャネル品質の検
出が非常に重量である。一例を挙げると、セルラー・シ
ステムのＳＩＲを測定するため、またはＦＥＲを推定す
るための、高速で正確な方法はまだ開発されていない。
それ故、時変チャネルのＳＩＲまたは達成可能なフレー
ム誤り率（ＦＥＲ）の、測定値または測定基準に基づ
く、チャネル品質を測定する必要がある。

【０００６】セルラー・システムのような通信システム
で、測定基準を入手するのが難しいのは、セルラー・チ
ャネル上の信号強度が時間と共に変化するからである。
フェージングおよび距離に依存する損失と呼ばれる、こ
のような時間と共に変化する現象は、（セル・サイトと
も呼ばれる）基地局に対して、移動局（セルラーホン）
が移動するために起こる現象である。最近のいくつかの
スキームは、ビタビ・デコーダの次善の経路に対する測
定基準を使用して、ＳＩＲではなく、ＦＥＲの短期予測
を提案する。この測定基準は、計算上非常に集約的なも
ので、フェージング状態の短期変動に反応する。それ
故、通信システムのＳＩＲにより、チャネル品質を測定
するための効率的で、精度の高い方法が求められてい
る。

【０００７】それ故、雑音制限、干渉制限、遅延拡張環
境におけるＳＩＲの迅速で信頼性の高いインジケータを
入手するために、デジタル送信スキームの時変チャネル
の、ＳＩＲまたは達成可能なフレーム誤り率（ＦＥＲ）
の測定値（測定基準）に基づいて、通信システムのチャ
ネル品質を決定する必要がある。この必要性は、例え
ば、Ｍ次位相シフト・キーイング（Ｍ−ＰＳＫ）信号法
のようなコヒーレントなスキーム、およびＭ−ＤＰＳＫ
信号法のようなコヒーレントでないスキームにまでその
範囲が広がっている。

【０００８】移動補助ハンドオフ（ＭＡＨＯ）および電
力制御を行うためのＳＩＲまたはＦＥＲによる、チャネ
ル品質の測定も同様に重要である。しかし、速度適応、
電力制御およびハンドオフを行うには、ＦＥＲ測定は通
常、余りに速度が遅すぎる。ＦＥＲは、チャネル品質測
定基準としては遅い、何故なら、移動局の場合、十分な
数のフレーム誤りをカウントするのに、非常に長い時間
が掛かる場合があるからである。それ故、ＦＥＲに関連
づけることができる、信頼製の高い短期チャネル品質イ
ンジケータが求められている。

【０００９】その結果、シンボル誤り率、平均ビット誤
り率および受信信号強度測定のようなチャネル品質測定
基準が、それに代わるものとして提案されてきた。ＩＳ
−１３６規格は、すでに、ビット誤り率および受信信号
強度の両方に対する測定手順を規定している。しかし、
これらの基準は、無線システムの意味のある性能測定と
して広く受け入れられている、ＦＥＲまたはＳＩＲと高
い相関関係を持たない。また、受信信号強度の測定値
は、多くの場合、不正確であり、信頼性が薄い。それ
故、ＳＩＲの方が、信号品質が急速に変化するセル境界
付近のハンドオフ測定基準として、より優れたものであ
る。本発明は、上記問題の一つまたはそれ以上の影響を
克服するか、少なくとも軽減するためのものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明および方法は、フ
ェージング・チャネルを持つ、デジタル通信システムの
ＳＩＲを測定するためのものである。下記の例は、上記
本発明および方法が、無線を使用しない通信に同様にう
まく適用されるセルラー電話のような無線通信用のもの
である。

【００１１】本発明の場合には、従来技術の背景のとこ
ろで説明した上記問題が解決され、シンボル当たりのＳ
ＩＲの基準として、最尤経路に対する適当な加重デコー
ダを使用することにより、この業界において多くの技術
的進歩が達成される。

【００１２】ある観点から見た場合、本発明は、所定の
一組のＳＩＲ値に対応する、通信システムの経路測定基
準を決定するシステムおよび方法である。デジタル信号
が受信され、デジタル信号に対する経路測定基準が決定
される。上記一組の所定のＳＩＲ値の、対応するＳＩＲ
に経路測定基準のマッピングが行われる。

【００１３】本発明の上記および他の特徴および利点
は、添付の図面および特許請求の範囲を参照しながら、
以下の説明を読めば明らかになるだろう。本発明は、種
々に修正することができ、種々な形式で実行することが
できるが、例示としての特定のいくつかの実施形態を図
面に示し、詳細に説明する。しかし、本発明は、開示の
特定の形式に制限されるものでないことを理解された
い。それどころか、本発明は、添付の特許請求の範囲に
記載する本発明の精神および範囲内に含まれるすべての
修正、等価物および代替物を含む。下記の詳細な説明を
読み、図面を参照すれば、本発明の利点を理解すること
ができるだろう。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下に図面についての説明を行う
が、最初に図１について説明する。この図は、無線通信
システムの複数のセル２、４および６である。従来の表
示方法に従って、各セル２、４および６は、六角形のセ
ル境界を持つ。各セル２、４および６には、対応するセ
ル２、４、および６の中心に近い位置を占める基地局
８、１０および１２が存在する。より詳しく説明する
と、基地局８はセル２内に位置し、基地局１０はセル４
内に位置し、基地局１２はセル６内に位置する。

【００１５】セル２、４および６を分離している境界１
４、１６および１８は、通常、移動補助ハンドオフが発
生する点を表す。一例を挙げると、移動局２０が基地局
８から遠ざかって、隣接基地局１０の方向に移動する
と、基地局８からのＳＩＲは、境界１４を通過した場
合、あるしきい値レベル以下に下がる。一方、同時に、
第二の基地局１０からのＳＩＲは、移動局２０が境界１
４を横切って、セル４に入ると、上記しきい値を超えて
増大する。セルラー・システムは、各基地局からセル境
界までをカバーするように設計されている。それ故、セ
ル２の大部分の上のＳＩＲは、より高いデータ速度を十
分サポートすることができる。何故なら、基地局８から
のＳＩＲは、境界１４のところのデータ転送をサポート
するのに必要な、最低ＳＩＲより大きいからである。図
２は、より高いデータ速度用の、このサポートを利用す
る適応速度システムの実行例である。

【００１６】図２は、本発明の基地局８および移動局２
０の簡単なブロック図である。基地局８は、適応速度基
地局送信装置２２、および適応速度基地局受信装置２４
の両方からなる。同様に、移動局２０も、適応速度移動
局受信装置２６、および適応速度移動局送信装置２８の
両方からなる。上記基地局８または上記移動局２０に対
応する、上記送信機装置および受信装置の各組は、対応
するチャネルを通して、無線で接続している。それ故、
適応速度基地局送信装置２２は、ダウンリンク無線通信
路３０を通して、適応速度移動局受信装置２６と接続し
ていて、適応速度移動局送信装置２８は、アップリンク
無線通信路３２を通して、適応速度基地局受信装置２４
に接続している。このように実行することにより、適応
帯域幅効率符号化変調スキームを使用するので、ダウン
リンク・チャネル３０、およびアップリンク・チャネル
３２両方の上の、基地局８および移動局２０の間の処理
能力を改善することができる。

【００１７】それ故、（ＩＳ−１３０／ＩＳ−１３６で
のように）固定されたシンボル速度で送信することによ
り、また符号化変調スキームを選択して、帯域幅効率
（シンボル当たりの情報ビットの数）を変更することに
より、情報速度を変化させることができる。しかし、異
なる帯域幅効率を持つ符号化変調スキームは、シンボル
当たり、同じＳＩＲに対して異なる誤り率性能を持つ。
各ＳＩＲにおいては、符号化変調スキームが選択され、
その結果、処理能力は最大になり、ＦＥＲおよび再送信
遅延は許容できる数値になる。それ故、本発明の場合に
は、ＳＩＲまたは達成可能なＦＥＲによる、チャネル品
質の検出が非常に重要である。チャネル品質測定基準と
してのＳＩＲもＦＥＲも、解読した受信シーケンスに対
応する、適当に加重した累積ユークリッド距離測定基準
から入手することができる。

【００１８】図３は、本発明のコヒーレントに変調され
たシステムと一緒に使用するための、エンコーダおよび
デコーダのブロック図である。送信装置３４は、符号化
されたシーケンス｛ｂ_k｝４０を供給するために、コン
ボルーション・エンコーダ３８により符号化される情報
シーケンス｛ａ_k｝３６を受信する。符号化されたシー
ケンス｛ｂ_k｝４０は、その後、直接グレイ・マッピン
グまたはセット区分技術を使用して、Ｍ次位相シフト・
キーイング（Ｍ−ＰＳＫ）またはＭ次直角位相振幅変調
（Ｍ−ＱＡＭ）から、シンボルマッパー４２により、シ
ンボル｛ｓ_k｝４４にマップされる。その後、ギビー・
スミス制約（すなわち、ゼロシンボル間干渉に対する必
要十分条件）を満足させる送信フィルタ４６を使用して
パルス成形が行われる。その後、シンボル｛ｓ_k｝４４
は、チャネル４８を通して受信装置５０に送信される。
受信装置５０においては、フロント・エンド・アナログ
受信フィルタ５２は、送信機フィルタ４６および出力
｛ｒ_k｝５４にマッチしていて、最適の標本化時点で標
本化される。ｋ番目の時点での受信シンボルは、下記式
により表される。ｒ_k＝α_kｓ_k＋ｎ_k

【００１９】ここで、ｓ_kは、複合送信シンボル｛ｓ_k｝
４４を示し、α_kは、複素フェージング・チャネル６４
係数を示し、ｎ_kは、可変条件Ｎｏを含む複素相加性白
色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を示す。この例の場合には、
フェージング・チャネル６４は、相関関係を持つものと
見なされ、多数のモデルで表すことができる。この例の
場合、レイリー・フェージングに対するジェークのモデ
ルが使用される。コンボルーション・エンコーダ３８
は、システムのニーズを最適化するように選択される。
この場合、トレリス・コードが選択されたが、本発明
は、本発明の本質を修正しないで、多くの他のコードを
使用することができる。受信装置５０における最尤解読
は、トレリスを通しての最善の経路を求めて、最尤デコ
ーダ（ＭＬＤ）５６とも呼ばれる、ビタビ・アルゴリズ
ム回路により行われる。複素フェージング・チャネル６
４係数の推定値は、受信装置５０のデコーダ（すなわ
ち、従来のエンコーダ５８）に利用できるものであると
見なされる。

【００２０】

【外１】

【００２１】

【数１】なお、以降において、上付けの記号〜、＾、−などは左
側に標記するものとする。ここで、ａ_k６４は、ｋ番目
の時点での推定フェージング・チャネル係数でありトレ
リスは、Ｎ個のシンボル毎に既知の状態で終了するもの
と見なされる。

【００２２】図３の場合、本発明は、Ｍ−ＰＳＫまたは
Ｍ−ＱＡＭのようなコヒーレントな変調システムを使用
しているが、本発明は、またコヒーレントでない変調シ
ステムにも、類似の測定基準計算法を適用する。図３の
コヒーレントなＭ−ＰＳＫシステムの場合で、ユークリ
ッド距離測定基準の計算の場合には、信号がコヒーレン
トに変調され、受信装置がチャネル係数の推定値を使用
することができるものと見なす。しかし、コヒーレント
でないシステムである、Ｍ次の差動位相シフト・キーイ
ング（Ｍ−ＤＰＳＫ）コンステレーションを使用して、
多くの有用なシステムの設計が行われる。

【００２３】ＩＳ−１３６規格の場合のように、Ｍ−Ｄ
ＰＳＫシステムを使用すれば、図３のコヒーレントなシ
ステムと比較すると、遙かに簡単な受信装置を作ること
ができる。何故なら、Ｍ−ＤＰＳＫ信号は、多くの場
合、解読が行われる前に差動により復調が行われるから
である。しかし、現時点においては、Ｍ−ＰＳＫシステ
ムのように、ＳＩＲを測定するための、またはＭ−ＤＰ
ＳＫシステムのＦＥＲを推定するための、急速で精度も
高い方法は開発されていない。また、図３のコヒーレン
トなシステムとは異なり、Ｍ−ＤＰＳＫ信号のユークリ
ッド距離測定基準の測定は、ＳＩＲを直接測定する精度
の高い基準ではない。

【００２４】図４は、ノイズ限定、干渉限定、遅延拡張
環境での、ＳＩＲの急速で信頼性の高いインジケータを
入手する、Ｍ−ＤＰＳＫ信号用の適当に加重した、また
は調整したユークリッド距離測定基準を使用する他の実
施形態である。

【００２５】図４は、Ｍ−ＤＰＳＫシステム用のエンコ
ーダおよびデコーダの、ブロック図である。送信装置８
０においては、解読したシーケンス｛ｂ_k｝８６を供給
するために、コンボルーション・エンコーダ８４によ
り、情報シーケンス｛ａ_k｝８２の符号化が行われる。
符号化されたシーケンス｛ｂ_k｝８６は、その後、Ｍ−
ＤＰＳＫシンボルマッパー８８により、Ｍ−ＤＰＳＫシ
ンボル｛ｓ_k｝９６にマップされる。Ｍ−ＤＰＳＫマッ
ピングは、二つのステップにより行われる。最初に、符
号化されたシーケンス｛ｂ_k｝８６が、マッピングまた
は分割回路９０により、Ｍ次のコンステレーションから
選択された、Ｍ次のシンボル｛ｄ_k｝９２にマップされ
る。このマッピングまたは分割回路９０は、直接グレイ
・マッピングまたはセット分割技術を内蔵する。その
後、Ｍ次のシンボル｛ｄ_k｝９２は、Ｍ−ＤＰＳＫシン
ボル｛ｓ_k｝９６を入手するために、差動変調器９４で
差動変調される。その後、ギビー・スミス制約（すなわ
ち、ゼロシンボル間干渉に対する必要十分条件）を満足
させる送信フィルタを使用して、パルス成形が行われ
る。その後、Ｍ−ＤＰＳＫシンボル｛ｓ_k｝９６は、チ
ャネル１００を通して、受信装置１０２に送信される。
受信装置１０２においては、フロント・エンド・アナロ
グ受信フィルタ１０４は、送信機フィルタ９８および出
力｛ｒ_k｝にマッチしていて、最適の標本化時点で標本
化される。

【００２６】ｋ番目の時点における受信シンボル
｛ｒ_k｝１０６は、下記式により表される。ｒ_k＝α_kｓ_k＋γ_kｉ_k＋ｎ_k 但し、ｓ_k＝ｄ_kｄ_k-1は、複合送信シンボル｛ｓ_k｝９６
を示し、ａ_kは、必要な信号に対する複素フェージング
・チャネル係数を示し、γ_kは、干渉信号ｉ_kに対する複
素フェージング・チャネル係数を示し、ｎ_kは、可変条
件Ｎ_oを含む複素相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を
示す。この例の場合には、チャネル１００は、フェージ
ングにおいて相関関係を持つ移動無線通信路と見なさ
れ、多数のモデルで表すことができる。この例の場合、
レイリー・フェージングに対するジェークのモデルが使
用される。受信したシンボルシーケンス｛ｒ_k｝１０６
は、その後、下記式で表される復調されたシーケンス
｛ｙ_k｝１１０を形成する差動復調器１０８により差動
復調される。ｙ_k＝ｒ_kｒ^＊ _ｋ−１ここで、ｒ^＊ _ｋ−１は、ｒ_k-1の複素共役である。

【００２７】最尤デコーダ（ＭＬＤ）１１２は、復調し
たシーケンスｙ_k１１０を、＾ａ_k１３２にマップする。
＾ａ_k１３２は、送信したデータ・シーケンスａ_k８２の
解読したコピーである。ＭＬＤ１１２の一つの実施形態
は、周知のビタビ・デコーダである。

【００２８】ビタビ・デコーダにおいては、一組の送信
したＭ次シーケンスをトレリス状態遷移図上にマップす
ることができる。ビタビ・アルゴリズムは、トレリスを
通して、最尤経路を、シーケンシャルにサーチするのに
使用される。しかし、ＭＬＤ１１２に対しては、ビタビ
・デコーダ以外の他の実施形態も可能であり、このこと
は当業者なら周知のことである。

【００２９】ビタビ・アルゴリズム回路として、ＭＬＤ
は、増分ユークリッド距離測定基準を、各トレリス・ブ
ランチ遷移に関連づけ、復調したシーケンス｛ｙ_k｝１
１０への、ユークリッド距離において最も近い、送信し
たＭ次のシーケンス｛＾ｄ_k｝を発見しようとする。Ｍ
ＬＤ１１２は、コンボルーション・エンコーダ１１６お
よび可能なＭ次シーケンス｛＾ｄ_k｝１２０をつくり出
す、Ｍ次分割またはマッピング回路１１８により、可能
な各データ・シーケンス｛〜ａ_k｝１１４を処理する。
上記ビタビ・アルゴリズム回路１１２は、その後、増分
ユークリッド距離を計算する増分ユークリッド距離測定
基準計算回路１２２で、復調したシーケンス｛ｙ_k｝１
１０、およびＭ次シーケンス｛〜ｄ_k｝１２０を使用す
る。増分ユークリッド距離測定基準は、その後、累積経
路測定基準１２６を作成する累積フィードバック・ルー
プ１２４により処理される。次に、上記累積経路測定基
準１２６、および他のすべての可能なＭ次シーケンス
｛〜ｄ_k｝１２０に対応する、累積測定基準１２８が、
最小測定基準プロセッサ回路１３０に入力され、上記プ
ロセッサ回路は、解読したデータ・シーケンス｛＾
ａ_k｝１３２を出力する。Ｍ次シーケンス｛〜ｄ_k｝１２
０に対応する累積経路測定基準１２６は、下記式で表さ
れる。

【数２】

【００３０】１３０において、最小累積ユークリッド距
離測定基準を持つ経路が選択され、対応するデータ・シ
ーケンス｛＾ａ_k｝１３２が解読され出力される。上記
シーケンス｛＾ａ_k｝１３２は、受信したデータ・シー
ケンスにより宣言される。

【００３１】ＳＩＲ測定基準を決定するために、解読さ
れたデータ・シーケンス｛＾ａ_k｝１３２が、コンボル
ーション・エンコーダ１３４により符号化され、Ｍ次分
割装置またはマッピング回路１３６により、Ｍ次シーケ
ンス（＾ｄ_k｝１３８にマップされる。上記コンボルー
ション・エンコーダ１３４およびＭ次分割装置またはマ
ッピング回路１３６は、受信装置１０２のところに設置
されているが、送信装置８０のコンボルーション・エン
コーダ８４、およびＭ次分割装置またはマッピング回路
９０と同じものである。その後、ｉ番目のフレームに対
するＳＩＲとして使用される加重ユークリッド距離測定
基準ｍｉ１４２が、｛＾ａ_k｝１３２および｛ｙ_k｝１１
０を使用して、プロセッサ１４０で、下記式により計算
される。

【００３２】

【数３】高いＳＩＲ値において、計算をより容易に行うことがで
き、よりよい推定値が得られるものを使用する。

【００３３】それ故、本発明の少なくとも二つの特徴に
従えば、ビタビ・デコーダは、各ブロックに対する解読
したトレリス経路に対応する、コヒーレントなシステム
およびコヒーレントでないシステムの両方に対して、累
積ユークリッド距離測定基準から、チャネル品質情報を
入手するために使用される。しかし、すでに説明したよ
うに、ユークリッド距離測定基準は、フェージング・チ
ャネルが存在する場合には、ブロック毎に大きく変動す
る。それ故、測定基準の信頼性の高い推定値を得るため
には、これらの変動を平均化のように均してやる必要が
ある。累積ユークリッド距離測定基準が低い場合には、
受信したシーケンスが、解読したシーケンスに極めてよ
く似ていることを示す。よく設計されたトレリス・コー
ドの場合には、このような状況は、高いＳＩＲ値を持つ
よいチャネル条件の場合にしか起こらない。チャネル状
態がよくない場合には、測定基準は遙かに高い。それ
故、測定基準の信頼性の高い推定値は、ゼロより大き
く、１．０より小さいαに対する下記の関係を使用し
て、Ｎ個のシンボルのｉ番目のところで入手することが
できる。Ｍ_i＝αＭ_i-1＋（１−α）ｍ_i ここで、ｍｉは、解読したトレリス経路の測定基準を示
し、αは、推定値の可変条件を決定するフィルタ係数を
表す。

【００３４】図５は、平均ビタビ・デコーダ測定基準Ｍ
_iを示す縦軸と、ブロック数を示す横軸とを持つ四つの
曲線を含むグラフである。実線による曲線１４４−１５
０は、トレリス・符号化８ＰＳＫスキームに対する、濾
過したビタビ・デコーダ測定基準および０．９に等しい
フィルタ係数の時間的展開を示す。ＩＳ−１３０／ＩＳ
−１３６タイム・スロット構造（Ｎ＝２６０シンボル）
が仮定され、トレリスは各組のタイム・スロットの終わ
りのところで終了する。ＳＮＲは、３０−１６ｄＢをカ
バーしていて、６００組のタイム・スロット毎に２ｄＢ
刻みで減少する。実線による各曲線は、シンボルの持続
時間Ｔを掛けたドップラー周波数ｆ_dの、異なる組み合
わせを示す。それ故、実線曲線パラメータは、下記のと
おりである。すなわち、（ａ）実線曲線１４４の場合に
は、ｆ_dＴ＝０．０００２；（ａ）実線曲線１４６の場
合には、ｆ_dＴ＝０．００１２；（ａ）実線曲線１４８
の場合には、ｆ_dＴ＝０．００３４；（ａ）実線曲線１
５０の場合には、ｆ_dＴ＝０．００６９。図５から、平
均ユークリッド距離測定基準Ｍ_iとＳＩＲとの間には、
直接１：１のマッピングが存在することは明らかであ
る。この関係により、ＳＩＲが固定され、ＳＮＲが減少
した場合に増大する場合には、一定のレベルが維持され
る。

【００３５】図６は、長期平均ビタビ・デコーダ測定基
準μ（Ｍ_iの期待値）を示す縦軸と、ＳＩＲを示す横軸
を持つ、四つの曲線を含むグラフである。ここでもま
た、図５に示すように、四つの曲線１５２−１５８は、
異なるドップラー周波数を示す。図６から、平均測定基
準μは、移動速度とは無関係であることは明らかであ
る。その結果、長期累積測定基準平均μは、本発明に対
する目標測定基準である。それ故、ユークリッド測定基
準を入手したら、それを参照用テーブルの対応するＳＩ
Ｒ、または線形予測方法により、対応するＳＩＲにマッ
プすることができる。

【００３６】長期累積測定基準平均μおよびＳＩＲは、
ｄＢ単位の経験式ＳＩＲ＝１０ｌｏｇ₁₀（ＮＥ_s／μ）
を満足する。ここで、Ｅ_sは送信したシンボル当たりの
平均エネルギであり、Ｎは、ブロック当たりのシンボル
の数である。この行動は、異なる符号化変調スキームに
おいても同じである。それ故、平均ビタビ・デコーダ測
定基準は、ＳＩＲの非常に優れた表示になる。さらに、
測定基準の短期平均は、上記式、Ｍ_i＝αＭ_i-1＋（１−
α）ｍ_iを使用して決定することができる。図５は、上
記短期平均が下記式を満足することを示す。 θ_low＜（Ｍ_i／μ）＜θ_high

【００３７】ここで、目標測定基準μは、ＳＩＲ＝１０
ｌｏｇ₁₀（ＮＥ_s／μ）から得られる。しきい値θ_lowお
よびθ_highは、フィルタ・パラメータαの関数であるＭ
_iの標準偏差により異なる。それ故、本発明は、平均測
定基準Ｍ_iからＳＩＲを決定するための、二つの可能な
方法を内蔵する。

【００３８】図７および図８は、それぞれ、雑音制限
（Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）において、Ｉ＝０、それ故、Ｃ／
Ｎ）、および干渉制限環境での、速度５／６符号化ＤＱ
ＰＳＫスキームに対するＳＩＲの関数として、コヒーレ
ントでないシステムのチャネル品質の長期平均である。
ＩＳ−１３０／ＩＳ−１３６タイム・スロット構造が仮
定され、トレリスは各タイム・スロットの組の終了時に
終了する。

【００３９】図７の場合には、縦軸は、チャネル品質測
定基準の長期平均の数値を表し、横軸は、雑音制限環境
Ｃ／ＮでのＳＩＲ値を表す。Ｃ／Ｎは１４ｄＢから３０
ｄＢまでをカバーする。各曲線は、符号化スキームおよ
びｆ_dの異なる組み合わせ、Ｔを掛けたドップラー周波
数、符号持続時間を表す。それ故、ライン曲線パラメー
タは下記の通りである。（ａ）４−ＤＰＳＫ、ライン曲
線１６０に対して、ｆ_dＴ＝０．０００２；（ｂ）４−
ＤＰＳＫ、ライン曲線１６２に対して、ｆ_dＴ＝０．０
０１２；（ｃ）４−ＤＰＳＫ、ライン曲線１６４に対し
て、ｆ_dＴ＝０．００３４；（ｄ）４−ＤＰＳＫ、ライ
ン曲線１６６に対して、ｆ_dＴ＝０．００６９；（ｅ）
８−ＤＰＳＫ、ライン曲線１６８に対して、ｆ_dＴ＝
０．０００２；（ｆ）８−ＤＰＳＫ、ライン曲線１７０
に対して、ｆ_dＴ＝０．００１２；（ｇ）８−ＤＰＳ
Ｋ、ライン曲線１７２に対して、ｆ_dＴ＝０．００３
４；（ｈ）８−ＤＰＳＫ、ライン曲線１７４に対して、
ｆ_dＴ＝０．００６９．それ故、図７から、平均測定基
準は、移動速度または符号化および変調とは、無関係で
あることは明らかである。

【００４０】さらに、図８は、フェージング・チャネル
が存在していても、ドップラー周波数が変化しても、長
期平均チャネル品質測定基準が一定であることを示す。
図８は、チャネル品質測定基準の、長期平均対４−ＤＰ
ＳＫ（Ｉ／Ｎ＝２０ｄＢ）符号化スキームに対する、Ｃ
／（Ｉ＋Ｎ）（ＳＩＲ）曲線である。第一のライン曲線
１７６は、ｆ_dＴ＝０．０００２であり、一方、第二の
ライン曲線は、ｆ_dＴ＝０．００６９である。

【００４１】図９は、コヒーレントでない測定基準の平
均誤差である。図９は、雑音制限環境に対する平均持続
時間の関数としての、平均誤差Ｅ（ｄＢ単位での）｜
｛推定Ｃ／（Ｉ＋Ｎ）−実際のＣ／（Ｉ＋Ｎ）｝｜であ
る。雑音制限環境とは、干渉するものがなく、そのた
め、ＳＩＲが、図７の場合のようにＣ／Ｎで表されるこ
とを意味する。図９は、それぞれ、ｆ_dＴ＝０．０００
２およびｆ_dＴ＝０．００６９に対応する、ライン曲線
１８０および１８２を含む。図９は、低いドップラー周
波数および高いドップラー周波数の両方の場合に、誤差
が０．２５ｄＢより低く、そのため測定基準のを平均値
を求める必要がないことを示す。

【００４２】図１０は、一つの優勢な干渉が存在する場
合に対する、Ｃ／（Ｉ＋Ｎ）推定誤差を示す。この実施
形態の場合には、ノイズは、平均干渉電力以下の２０ｄ
Ｂであると見なされ、そのためＩ／Ｎ＝２０ｄＢとな
る。図１０は、それぞれ、ｆ_dＴ＝０．０００２および
ｆ_dＴ＝０．００６９に対応する、ライン曲線１８４お
よび１８６を含む。図１０は、低いドップラー周波数の
場合に、正確なＣ／（Ｉ＋Ｎ）推定値を入手するために
は、ある種の平均化が必要になる場合があることを示
す。

【００４３】図７−図１０の本発明を見れば、当業者な
らＭ−ＤＰＳＫ送信システムに対して、図５および図６
の結果をどのようにしたら達成できるのか、この用途に
おいて以下に説明する速度適応、ハンドオフおよび電力
制御に対する用途の場合に、本発明をどのように実行し
たらよいのかを理解することができるだろう。

【００４４】図１１は、参照用テーブルを使用して、平
均測定基準Ｍ_iからＳＩＲを決定する際に、基地局また
は移動局が行うステップを示すフローチャートである。
このプロセスは、ステップ１８８からスタートする。こ
のステップにおいては、セルラー・ネットワークが、問
題のＳＩＲの範囲を決定する。このＳＩＲ範囲は、任意
の所定の時間におけるニーズにより決定される。

【００４５】次のステップ１９０においては、上記の決
定した問題の範囲に対して、ＳＩＲの降順に、目標値μ
_nの表の作成が行われる。降順に配列したのは、単に例
示としてのものに過ぎず、必ずしもそうする必要もない
し、このプロセスを制限するものでもない。上記目標値
は、下記式により表される。

【数４】

【００４６】但し、ｎ＝１、２、．．．Ｋ、ここで、Ｋ
は、必要な粒状度を決定する。ステップ１９２において
は、μ_nの上記数値対ＳＩＲの対応する数値が、その
後、Ｍ_i／μ_nの測定値を、参照用テーブルの対応するＳ
ＩＲ値にマッピングする際に、後で使用するために、メ
モリ・ユニットに記憶される。μ_n対ＳＩＲ_nの参照用テ
ーブルの作成および記憶プロセスが終了すると、その
後、システムは、データ情報を送信し、受信することが
できる。

【００４７】ステップ１９４においては、この例の場合
には、受信装置が、トレリス符号化信号を受信し、その
後、受信した符号化信号を解読し、ステップ１９６にお
いて、トレリス経路測定基準ｍ_iを出力する。この実施
形態の場合には、システムは、トレリス経路測定基準ｍ
_iを決定するために、ビタビ最小尤度デコーダを使用す
る。トレリス経路測定基準ｍ_iが決定すると、システム
は、その後、下記式を使用して、ステップ１９８におい
て、ｉ番目のブロックに対する平均測定基準Ｍ_i＝αＭ
_i-1＋（１−α）ｍ_iを決定する。

【００４８】プロセスは判断ステップ２００へ進み、そ
こでしきい値検出装置回路が、数値Ｍ_i／μ₁が、所定の
しきい値θ_lowより小さいかどうかを判断する。判断ス
テップ２００の結果が「はい」である場合には、プロセ
スはステップ２０２に進む。ステップ２０２において
は、システムは、測定したＳＩＲが、ＳＩＲ₁（参照用
テーブルの範囲に対する最大ＳＩＲ）より大きいことを
認識する。その結果、システムは、ステップ２０２にお
いて、測定ＳＩＲをＳＩＲ₁と等しくなるようにクリッ
プする。次に、システムは、ステップ２０４において、
ＳＩＲ値であるＳＩＲ₁を送信装置に送る。

【００４９】判断ステップ２００の結果が「いいえ」で
ある場合には、プロセスは、代わりに判断ステップ２０
６に進み、そこで、第二のしきい値検出装置回路が、数
値Ｍ_i／μ_kが、所定のしきい値θ_highより大きいかどう
かを判断する。判断ステップ２０６の結果が「はい」で
ある場合には、プロセスはステップ２０８に進む。ステ
ップ２０８においては、システムは、測定したＳＩＲ
が、ＳＩＲ_k（参照用テーブルの範囲に対する最大ＳＩ
Ｒ）より小さいことを認識する。その結果、システム
は、ステップ２０８において、測定ＳＩＲをＳＩＲ_kと
等しくなるようにクリップする。次に、システムは、ス
テップ２０４において、ＳＩＲ値であるＳＩＲ_kを送信
装置に送る。

【００５０】一方、上記判断ステップ２０６の結果が
「いいえ」である場合には、プロセスは、代わりに判断
ステップ２１０に進み、そこで、第二のしきい値検出装
置回路が、数値Ｍ_i／μ_nのしきい値Ｍ_nが、所定のしき
い値θ_highより小さく、また所定のしきい値θ_lowより
大きいかどうかを判断する。システムは、ステップ２１
２において、測定したＳＩＲを、参照用テーブルのＭ_i
／μ_nのマップした数値に対する、対応するＳＩＲ_nと等
しくなるように設定する。その結果、システムは、ステ
ップ２０４において、ＳＩＲ値であるＳＩＲ_nを送信装
置に送る。

【００５１】図１２は、線形予測プロセスを使用して、
平均測定基準Ｍ_iからＳＩＲを決定する際に、基地局ま
たは移動局が行うステップのフローチャートである。こ
のプロセスは、ステップ２１４からスタートする。この
ステップにおいては、セルラー・ネットワークが、問題
のＳＩＲの範囲を決定する。すでに説明した参照用テー
ブルを使用する方法と同じように、このＳＩＲ範囲は、
任意の所定の時間におけるニーズにより決定される。し
かし、参照用テーブルの直接マッピングの代わりに、線
形予測を使用すると、受信装置は、セル内のＳＩＲの変
化に、より迅速に対応することができる。

【００５２】ステップ２１６においては、上記の決定し
た問題の範囲に対して、ＳＩＲの降順に、目標値μ_nの
表の作成が行われる。降順に配列したのは、単に例示と
してのものに過ぎず、必ずしもそうする必要もないし、
このプロセスを制限するものでもない。上記目標値は、
下記式により表される。

【数５】

【００５３】但し、ｎ＝１、２、．．．Ｋ、ここで、Ｋ
は、必要な粒状度を決定する。ステップ２１８において
は、μ_nの上記数値対ＳＩＲの対応する数値が、その
後、Ｍ_i／μ_nの測定値を参照用テーブルの対応するＳＩ
Ｒ値にマッピングする際に、後で使用するために、第一
のメモリ・ユニットに記憶される。μ_n対ＳＩＲ_nの参照
用テーブルの作成および記憶プロセスが終了すると、そ
の後、システムは、データ情報を送信し、受信すること
ができる。

【００５４】ステップ２２０においては、この例の場合
には、受信装置が、符号化信号を受信し、その後、受信
した符号化信号を解読し、ステップ２２２において、ト
レリス経路測定基準ｍ_iを出力する。ここでもまた、こ
の実施形態の場合には、システムは、トレリス経路測定
基準ｍ_iを決定するために、ビタビ最小尤度デコーダを
使用する。上記トレリス経路測定基準ｍ_iが決定する
と、システムは、その後、式Ｍ_i＝αＭ_i-1＋（１−α）
ｍ_iを使用して、ステップ２２４において、ｉ番目のブ
ロックに対する平均測定基準Ｍ_iを決定する。その後、
ステップ２２６において、最適ｐ次線形予測子ｈ_l（ｌ
＝０、１、．．．、ｐ−１）の数値を発生し、後で使用
するために第二のメモリ・ユニットに記憶する。次に、
ステップ２２８において、プロセスが進行し、下記式を
使用して、〜Ｍ_i+Dの前の数値から￣Ｍ_i+Dの将来の数値
を決定する。

【数６】

【００５５】プロセスは判断ステップ２３０へ進み、そ
こでしきい値検出装置回路が、数値〜Ｍ_i+D／μ₁が、所
定のしきい値θ_lowより小さいかどうかを判断する。判
断ステップ２３０の結果が「はい」である場合には、プ
ロセスはステップ２３２に進む。ステップ２３２におい
ては、システムは、測定したＳＩＲを、ＳＩＲ₁と等し
くなるようにクリップする。次に、システムは、ステッ
プ２３４において、ＳＩＲ値であるＳＩＲ₁を送信装置
に送る。

【００５６】判断ステップ２３０の結果が「いいえ」で
ある場合には、プロセスは、代わりに判断ステップ２３
６に進み、そこで、第二のしきい値検出装置回路が、数
値〜Ｍ_i+D／μ_kが、所定のしきい値θ_highより大きいか
どうかを判断する。上記判断ステップ２３６の結果が
「はい」である場合には、プロセスはステップ２３８に
進む。ステップ２３８においては、システムは、測定Ｓ
ＩＲを、ＳＩＲ_kと等しくなるようにクリップする。次
に、システムは、ステップ２３４において、ＳＩＲ値で
あるＳＩＲ_kを送信装置に送る。

【００５７】一方、判断ステップ２３６の結果が「いい
え」である場合には、プロセスは、代わりに判断ステッ
プ２４０に進み、そこで、しきい値検出装置回路が、数
値〜Ｍ_i+D／μ_nが、所定のしきい値θ_highより小さく、
また所定のしきい値θ_lowより大きいかどうかを判断す
る。システムは、ステップ２４２において、測定したＳ
ＩＲを、参照用テーブルの〜Ｍ_i+D／μ_nのマップした数
値に対する、対応するＳＩＲ_nと等しくなるように設定
する。その結果、システムは、ステップ２３４におい
て、ＳＩＲ値であるＳＩＲ_nを送信装置に送る。

【００５８】この線形予測方法は、将来のチャネル品質
測定基準Ｄブロックを予測する際に、受信装置が、平均
測定基準の現在の数値、およびｐ−１の過去の数値を使
用するのに役立つ。それ故、これにより、受信装置は、
ＳＩＲの変化に迅速に対応することができる。

【００５９】一方、ＳＩＲは、本発明における好適な好
適な性能基準であるが、性能は、多くの場合、順方向お
よび逆方向のリンクに対するＦＥＲによっても測定され
ることは周知である。固定ＳＩＲにおいて、ＦＥＲは、
多くの場合、異なる移動速度において異なる数値を持
つ。ＦＥＲの表示を入手するには、ある程度広い移動範
囲の下で、ＳＩＲを平均ＦＥＲにマップしなければなら
ない。ＳＩＲの各数値において、下記式の加重合計を定
義する。

【数７】

【００６０】但し、Σｗ_i＝１、ｆ_iは速度ｖ_iの場合の
ＦＥＲ、係数ｗ_iは速度ｖ_iへ割り当てられた加重を示
し、￣ＦＥＲは、加重平均ＦＥＲを示す。この技術を使
用することによって、ＳＩＲを決定するために、平均測
定基準を使用することができる。ＳＩＲは、その後、￣
ＦＥＲに対してマップすることができる。

【００６１】ＳＩＲ測定値を、チャネル品質インジケー
タとして使用する、実行速度適応システムの一例とし
て、Ｃ₁、Ｃ₂、．．．、Ｃ_Qが、帯域幅効率の降順に、
送信装置に対する動作スキームのＱの異なるモードを表
すものとしよう。これらの異なるスキームは、シンボル
当たりの種々の数の情報ビットをパックするために、固
定されたシンボル速度を使用し、トレリス・エンコーダ
およびシンボルマッパーを変更することにより、実行す
ることができる。あるＳＩＲにおける各Ｃ_jに対する達
成可能な処理能力の上限は、Ｒ（Ｃ_j）（Ｉ−￣ＦＥＲ
（Ｃ_j、ＳＮＲ）により与えられる。上記式中、Ｒ
（Ｃ_j）は、ビット／秒単位での、Ｃ_jに対応するデータ
速度である。実際の処理能力は、もっと低い場合があ
る。何故なら、実際の処理能力は、再送信中にタイムア
ウトする場合がある、より高い回収層に依存するからで
ある。

【００６２】図１３は、￣ＦＥＲを示す縦軸と、ＳＩＲ
を表す横軸とを持つ、三つの曲線を含むグラフである。
曲線２４４、２４６および２４８は、三つの仮定符号化
変調スキームを示す。各符号化変調スキーム、Ｃ_jに対
する￣ＦＥＲ_jは、移動速度上で平均した平均ＦＥＲで
ある。一例を挙げると、適応点Ａ_j２５０が、曲線２４
６と関連している。ＳＮＲが上記点以下に下がると、送
信装置は、スキームＣ_jからスキームＣ_j-1にそのモード
を変更し、それより上ではＣ_jの処理能力が、Ｃ_j-1の処
理能力より低いスキームＣ_j-1に対応する、Ａ_j-1２５５
における、曲線２４４上で動作を開始する。濾過したビ
タビ・デコーダ測定基準は、モード適応点において、Ｓ
ＮＲのインジケータとして使用することができる。ｉ番
目に解読したブロックに対しては、フィルタ・パラメー
タの選択に従ってＭ_i＝〜Ｍ_iまたはＭ_i＝〜Ｍ_i+Dに設定
する。

【００６３】θ_highおよびθ_lowは、フィルタ・パラメ
ータ、αにより変化するしきい値である。この場合、デ
ータ送信に対する適応ルールは以下の通りである。ｉ番
目のブロックの後で、送信装置が、Ｃ_jに従ってその時
点で動作中である場合には、動作モードを下記のように
変更する。ｊ＝２、３、．．．、Ｑに対して、〜Ｍ_i／μ₁＞θ_high
である場合には、Ｃ_j-1に変更ｊ＝１、２、．．．、Ｑ−１に対して、〜Ｍ_i／μ_j＋ｒ
＜θ_lowである場合には、Ｃ_j＋１に変更この場合、ｒ＝１、２、．．．Ｑ−ｊ。各ｊに対して、
ｒの最高許容値は、シンボル当たりのビット単位で、よ
り速い速度で動作することができるようになり、処理能
力が最大になる。最後に、測定基準の濾過を種々の符号
化変調スキームに適用することができる。何故なら、測
定基準平均μは、移動速度または符号化変調スキームと
は、無関係であるからである。それ故、適応後に、チャ
ネル品質測定値を再設定する必要はない。

【００６４】この実施形態に実際のデータを適用した場
合、図１４は、ビタビ・アルゴリズム測定基準平均に基
づく、保存モード適応方法用の数値の表である。図１４
は、Ｃ₁、Ｃ₂およびＣ₃は、Ｃ₁を選択した場合、データ
速度が最も遅くなり、Ｃ₃を選択した場合、データ速度
が最も速くなる場合の、三つの符号化変調スキームを示
す。この場合、μ₁、μ₂およびμ₃は、各三つの符号化
変調に対する、￣ＦＥＲ適応点に対応する目標測定基準
である。上記しきい値θ_highおよびθ_lowは、θ_highは
１．０より大きく、θ_lowは１．０より小さいと定義さ
れている。さらに、図１５は、ビタビ・アルゴリズム平
均に基づく、積極的最も適応戦略に対する数値の表であ
る。

【００６５】図１６は、本発明の適応速度システムのブ
ロック図である。ブロック図は、基地局または移動局に
おける、上記システムの可能な実行方法を示す。システ
ムは、下記のように動作する。最初に、システムは、送
信対象の情報を編成して、送信データ・ストリーム２５
２を形成する。送信データ・ストリーム２５２は、その
後、システムの送信装置２５４に入力される。送信装置
２５４においては、送信データ・ストリーム２５２は、
符号化され、適応チャネル・エンコーダおよび変調器２
５６により変調される。上記適応チャネル・エンコーダ
および変調器２５６が使用する符号化および変調は、上
記エンコーダおよび変調決定ユニット２５８により制御
される。

【００６６】エンコーダおよび変調決定ユニット２５８
は、受信装置２６１から受信したＳＩＲ推定値２７４に
応じて、正しい符号化および変調スキームを決定する。
最初に、エンコーダおよび変調決定ユニット２５８は、
適応チャネル・エンコーダおよび変調器２５６に入力す
る所定のスキームを選択する。その後、適応チャネル・
エンコーダおよび変調器２５６は、送信データ・ストリ
ーム２５２を、所定のスキームに符号化し、変調し、
（恐らくノイズおよびフェージングを含む）チャネル２
６０を通して、受信装置２６１に上記情報を送信する。

【００６７】受信装置２６１のところで情報を受信した
後で、情報は、チャネル・デコーダおよび二つの出力を
発生する復調器２６２に入力される。チャネル・デコー
ダおよび復調器２６２の第一の出力は、受信した情報信
号に対するビタビ・デコーダ測定基準２６４の数値であ
る。チャネル・デコーダおよび復調器２６２の第二の
出力は、送信データ・ストリーム２５２により送られた
情報、すなわち、時間の大きな画分と同じものである、
受信したデータ・ストリーム２７６である。他の実施形
態は、送信装置のところ、または受信装置のところに、
ブロック２７２、２５８を持つこともできるし、または
図１６に示すように、受信装置のところにブロック２７
２、送信装置のところにブロック２５８を持つことがで
きる。

【００６８】次に、ビタビ・デコーダ測定基準２６４の
数値が、ビタビ・デコーダ測定基準２７０に対する、移
動平均値を発生する総計／平均化回路２６８により平均
される。ビタビ・デコーダ測定基準２７０に対する移動
平均値は、マッピング回路２７２によりＳＩＲ推定値に
マップされる。結果として得られるＳＩＲ推定値２７４
は、ＳＩＲ推定値２７４に対応する、使用対象のエンコ
ーダおよび変調スキームを決定するために、エンコーダ
および変調決定ユニット２５８にフィードバックされ
る。エンコーダおよび変調決定ユニット２５８の新しい
数値は、送信データ・ストリーム２５２用の新しい符号
化および変調スキームに切り替わる、適応チャネル・エ
ンコーダおよび変調器２５６に入力され、チャネル２６
０を通して情報を送信する。

【００６９】図１７は、電力制御を行い、移動ハンドオ
フを決定するために、ＳＩＲを使用するシステムのブロ
ック図である。このブロック図は、基地局または移動局
において、システムを実行することができる方法を示
す。システムは下記のように動作する。最初に、システ
ムは、送信対象の情報を編成して、送信データ・ストリ
ーム２７８を形成する。送信データ・ストリーム２７８
は、その後、システムの送信装置２８０に入力される。
送信装置２８０においては、送信データ・ストリーム２
７８は、適応チャネル・エンコーダおよび変調器２８２
により符号化され、変調される。チャネル・エンコーダ
および変調器２８２のところで、送信電力レベルが、電
力制御アルゴリズム回路３０２により制御される。

【００７０】電力制御アルゴリズム回路３０２は、受信
装置２８６から受信したＳＩＲ推定値３００に応じて、
電力制御レベルを決定することができる。さらに、電力
制御アルゴリズム回路３０２は、受信装置２８６からの
信号強度およびビット誤り率推定値２９０に応じて、電
力制御レベルを決定することもできる。最初に、電力制
御アルゴリズム回路３０２は、チャネル・エンコーダお
よび変調器２８２に入力される所定の数値に設定され
る。その後、チャネル・デコーダおよび変調器２８２
は、送信データ・ストリーム２７８を、所定の符号化お
よび変調スキームにより、符号化し、変調し、（恐らく
ノイズおよびフェージングを含む）チャネル２８４を通
して、所定の電力レベルで上記情報を、受信装置２８６
に送信する。

【００７１】受信装置２８６のところで上記情報を受信
した後で、上記情報は、三つの出力を発生するチャネル
・デコーダおよび復調器２８８に入力される。上記チャ
ネル・デコーダおよび復調器２８８の第一の出力は、受
信した情報信号に対するビタビ・デコーダ測定基準２９
２の数値である。第二の出力は、信号強度およびビッ
ト誤り率２９０の推定値であある。チャネル・デコーダ
および復調器２８８の第三の出力は、送信データ・スト
リーム２７８により送られた情報と同じものでなければ
ならない、受信したデータ・ストリーム３０８である。

【００７２】次に、ビタビ・デコーダ測定基準２９２の
数値が、ビタビ・デコーダ測定基準２９６に対する、移
動平均値を発生する総計／平均化回路２９４により平均
される。ビタビ・デコーダ測定基準２９６に対する平均
値は、その後、マッピング回路２９８によりＳＩＲ推定
値３００にマップされる。結果として得られるＳＩＲ推
定値３００は、ＳＩＲ推定値３００に対応する電力制御
値を決定するために、電力制御アルゴリズム回路３０２
にフィードバックされる。上記電力制御アルゴリズム回
路３０２の新しい電力制御値は、チャネル２８４を通し
ての、受信装置への送信データ・ストリーム２７８の以
降の送信に使用するために、チャネル・エンコーダおよ
び変調器２８２に入力される。

【００７３】さらに、移動補助ハンドオフ決定回路３０
４も、ＳＩＲ推定値３００および信号強度およびビット
誤り率推定値２９０を処理する。ＳＩＲ値が所定のしき
い値より低い場合には、移動補助ハンドオフ決定回路３
０４は、移動局を新しい基地局にハンドオフするため
に、ハンドオフ・プロセッサ３０６にメッセージを送
る。

【００７４】要するに、本発明は、以下に記載する内容
のものである。本発明の第一の部分は、あるチャネルの
測定したＳＩＲに基づいて、送信データ・ストリームの
変調スキームを適応できるように変化させるための装置
である。適応変調スキームは、適応チャネル・エンコー
ダおよび変調器により、送信装置で実行される。エンコ
ーダおよび変調決定ユニットは、受信装置から受信した
情報に基づいて、正しい符号化および変調スキームを決
定するために、送信機装置適応チャネル・エンコーダお
よび変調器に接続している。その後、受信装置チャネル
・デコーダおよび復調器が上記チャネルを通して、上記
送信装置適応チャネル・デコーダ、および復調器に無線
で接続される。その後、受信装置デコーダおよび復調器
は、平均化測定基準値を発生するために平均化回路によ
り平均される、経路測定基準値を発生する。その後、こ
の平均化経路測定基準値は、マッピング装置により、Ｓ
ＩＲ推定値にマップされる。その後、ＳＩＲ推定値は、
符号化および変調スキームを、ＳＩＲ推定値に従って変
更すべきかどうかを決定するために、送信装置エンコー
ダおよび変調決定ユニットに入力される。受信装置チャ
ネル・デコーダおよび変調器は、種々の方法で実行する
ことができることに留意されたい。しかし、この実施形
態の場合には、ビタビ・デコーダを使用した。

【００７５】本発明の第二の部分は、あるチャネルの測
定したＳＩＲに基づく、移動補助ハンドオフを行うため
の装置である。移動補助ハンドオフは、チャネル・エン
コーダおよび変調器により、送信装置で行われる。受信
装置チャネル・デコーダおよび復調器は、あるチャネル
を通して、上記送信装置チャネル・デコーダおよび復調
器に無線で接続される。受信装置チャネル・デコーダお
よび復調器は、平均化測定基準値を発生するために平均
化回路により平均される、受信装置が受信した情報に応
じて、経路測定基準値を発生する。その後、この平均化
経路測定基準値は、マッピング装置により、ＳＩＲ推定
値にマップされる。

【００７６】電力制御アルゴリズム回路は、ＳＩＲ推定
値に応じて、送信装置の電力レベルを変化させる、送信
装置チャネル・エンコーダおよび変調器に接続してい
る。最後に、ＳＩＲ推定値は、移動局がＳＩＲ推定値に
基づいて、ハンドオフ動作をおこなうべきかどうかを決
定する、移動補助ハンドオフ決定回路に入力される。本
発明の第一の部分のように、受信装置チャネル・デコー
ダおよび変調器は、種々の方法で実行することができる
ことに留意されたい。しかし、この実施形態の場合に
は、ビタビ・デコーダを使用した。さらに、本発明の第
二の部分は、移動局または基地局において実行すること
ができる。

【００７７】本発明の仕様をいくつかの実行例または実
施形態に関連付けて説明してきたが、多くの詳細な部分
は説明のためのものにすぎない。それ故、上記説明は、
本発明の原理を説明するためのものにすぎない。例え
ば、本発明は、その精神または本質的な特徴から逸脱す
ることなしに、他の特定の形をとることもできる。上記
の装置は例示としてのものであって、本発明を制限する
ものではない。当業者であれば、本発明の基本的原理か
ら逸脱することなしに、本発明をさらに実行または実施
することができ、本明細書に記載した詳細ないくつかの
点をかなり変更することができることを理解することが
できるだろう。それ故、当業者であれば、本明細書には
ハッキリと説明または図示していないが、本発明の原理
を実行し、本発明の精神および範囲内に含まれる、種々
の装置を考案することができることを、理解することが
できるだろう。本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲
内に記載してある。

【図面の簡単な説明】

【図１】クラスタの三つのセル・サイトの図である。

【図２】本発明の基地局および移動局の送信装置および
受信装置両方のブロック図である。

【図３】本発明のコヒーレントなデコーダ・システムの
ブロック図である。

【図４】本発明のコヒーレントでないデコーダ・システ
ムのブロック図である。

【図５】平均ビタビ・デコーダ測定基準を示す縦軸と、
タイム・スロット数を示す横軸を持つ曲線を含むグラフ
図である。

【図６】平均ビタビ・デコーダ測定基準を示す縦軸と、
ＳＩＲを示す横軸を持つ曲線を含むグラフ図である。

【図７】チャネル品質測定基準の長期平均を示す縦軸
と、フェージング干渉のない音声を制限した場合のＳＩ
Ｒを示す横軸を持つ曲線を含むグラフ図である。

【図８】チャネル品質測定基準の長期平均を示す縦軸
と、背景ノイズ・レベルの上２０ｄＢのところに一つの
優勢な干渉物を持つ干渉が制限された場合のＳＩＲを示
す横軸を持つ曲線を含むグラフ図である。

【図９】ｄＢ単位でＳＩＲ平均誤りを示す縦軸と、干渉
が０ｄＢである場合の、異なるドップラー周波数に対す
る平均持続時間を示す横軸を持つ曲線を含むグラフ図で
ある。

【図１０】ｄＢ単位でＳＩＲ平均誤りを示す縦軸と、背
景ノイズ・レベル上２０ｄＢのところに一つの優勢な干
渉物を持つ、異なるドップラー周波数および干渉が制限
された場合に対する、平均持続時間を表す横軸を持つ曲
線を含むグラフ図である。

【図１１】参照用テーブルを使用してＳＩＲを測定し、
システムが使用する符号化変調スキームを調整するプロ
セス中に行われるステップのフローチャートを示す図で
ある。

【図１２】線形予測を使用してＳＩＲを測定し、システ
ムが使用する符号化変調スキームを調整するプロセス中
に行われるステップをのフローチャートを示す図であ
る。

【図１３】￣ＦＥＲを示す縦軸と、ＳＩＲを示す横軸と
を持つ曲線を含むグラフ図である。

【図１４】ビタビ・アルゴリズム測定基準平均に基づく
保存モード適応方法に対する数値の表である。

【図１５】ビタビ・アルゴリズム測定基準平均に基づく
積極的モード適応方法に対する数値の表である。

【図１６】適応符号化スキームを実行するための基地局
および移動局の送信装置および受信装置両方のブロック
図である。

【図１７】移動局ハンドオフ・スキームおよび電力制御
スキームを実行するための基地局および移動局の送信装
置および受信装置両方のブロック図である。

フロントページの続き (72)発明者リチャードポールイーザックアメリカ合衆国 60187 イリノイズ，ホイートン，アーバーアヴェニュー 710 (72)発明者スリニヴァスアール．カダバアメリカ合衆国 07928 ニュージャーシィ，モリス，アパートメントエー６，リヴァーロード 420 (72)発明者サンジヴナンダアメリカ合衆国 08510 ニュージャーシィ，クラークスバーグ，ロビンズロード 34

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】信号対干渉及び雑音の比を決定するため
の方法であって、信号対干渉及び雑音の所定の比の集合に対応する経路測
定基準の集合を確立するステップと、デジタル信号を受信するステップと、前記デジタル信号に対する経路測定基準を決定するステ
ップと、前記経路測定基準を、前記信号対干渉及び雑音の比の集
合中の対応する信号対干渉及び雑音の比へマッピングす
るステップとを含む方法。
【請求項２】請求項１に記載の方法において、前記デ
ジタル信号が、符号化信号である方法。
【請求項３】請求項１に記載の方法において、前記デ
ジタル信号が、トレリス符号化信号である方法。
【請求項４】請求項１に記載の方法において、前記デ
ジタル信号に対する経路測定基準の確立ステップが、さ
らに、Ｍ_i／μで定義される測定基準値の所定の短期平均の集
合に対応する信号対干渉及び雑音の比の集合を確立する
ステップと、デコーダを使用して、前記の受信したデジタル信号から
ｍ_iにより定義される解読した経路測定基準を決定する
ステップと、ｍ_iの平均値を求めるステップと、 μで定義される前記平均解読した経路測定基準を第二の
メモリ・ユニットに記憶するステップと、推定ユークリッド距離測定基準を決定するステップとを
含む方法。
【請求項５】請求項４に記載の方法において、推定ユ
ークリッド距離測定基準を決定するステップが、前記推
定ユークリッド距離測定基準がＭ_iで定義され、αがゼ
ロより大きく、１．０より小さい所定のフィルタ係数で
ある場合に、下記式Ｍ_i＝αＭ_i-1＋（１−α）ｍ_i を使用して行われる方法。
【請求項６】請求項５に記載の方法において、標準偏差Ｍ_iを決定するステップと、前記標準偏差Ｍ_iに基づいて、θ_lowおよびθ_highにより
定義される、平均測定基準しきい値を決定するステップ
と、前記μの数値により前記数値Ｍ_iを割ることにより、Ｍ_i
／μに対する数値を決定するステップと、Ｍ_i／μがθ_lowより小さい場合に、前記Ｍ_i／μの前記
数値を前記対応する信号対干渉及び雑音の比の最低値に
マッピングするステップと、Ｍ_i／μがθ_highより大きい場合に、前記Ｍ_i／μの数値
を前記対応する信号対干渉及び雑音の比の最大値にマッ
ピングするステップと、前記Ｍ_i／μ値を前記対応する信号対干渉及び雑音の比
にマッピングするステップとを含む方法。
【請求項７】請求項４に記載の方法において、前記デ
コーダが、最尤経路用のビタビ・デコーダである方法。
【請求項８】信号対干渉及び雑音の比を決定するため
のシステムであって、所定の信号対干渉及び雑音の比の集合に対応する経路測
定基準の集合を確立するための手段と、デジタル信号を受信するための手段と、前記デジタル信号に対する一つの経路測定基準を決定す
るための手段と、前記経路測定基準を前記所定の信号対干渉及び雑音の比
の集合中の対応する信号対干渉及び雑音の比にマッピン
グするための手段とを備えるシステム。
【請求項９】請求項１に記載のシステムにおいて、前
記デジタル信号が、符号化された信号であるシステム。
【請求項１０】請求項１に記載のシステムにおいて、
前記デジタル信号が、トレリス符号化信号であるシステ
ム。
【請求項１１】請求項８に記載のシステムにおいて、
前記デジタル信号に対する経路測定基準を決定するため
のステップが、さらに、Ｍ_i／μで定義される測定基準値の所定の短期平均の集
合に対応する信号対干渉及び雑音の比の集合を確立する
ための手段と、デコーダを使用して、前記の受信したデジタル信号から
ｍ_iにより定義される解読した経路測定基準を決定する
ための手段と、ｍ_iの平均値を求めるための手段と、 μで定義される前記平均解読経路測定基準を第二のメモ
リ・ユニットに記憶するための手段と、推定ユークリッド距離測定基準を決定するための手段と
を含むシステム。
【請求項１２】請求項５に記載のシステムにおいて、
推定ユークリッド距離測定基準を決定するための手段
が、前記推定ユークリッド距離測定基準がＭ_iで定義さ
れ、αがゼロより大きく、１．０より小さい所定のフィ
ルタ係数である場合に、下記式Ｍ_i＝αＭ_i-1＋（１−α）ｍ_i を使用して実行されるシステム。
【請求項１３】請求項１２に記載のシステムにおい
て、標準偏差Ｍ_iを決定するための手段と、前記標準偏差Ｍ_iに基づいて、θ_lowおよびθ_highにより
定義される平均測定基準しきい値を決定するための手段
と、前記μの数値により前記数値Ｍ_iを割ることにより、Ｍ_i
／μに対する一つの数値を決定するための手段と、Ｍ_i／μがθ_lowより小さい場合に、Ｍ_i／μの前記数値
を前記参照用テーブルにおいて、前記対応する信号対干
渉及び雑音の比の最低値にマッピングするステップと、Ｍ_i／μがθ_highより大きい場合に、Ｍ_i／μの前記数値
を前記参照用テーブルにおいて、前記対応する信号対干
渉及び雑音の比の最大値にマッピングするための手段
と、前記Ｍ_i／μ値を前記対応する信号対干渉及び雑音の比
にマッピングするための手段とを備えるシステム。
【請求項１４】請求項４に記載のシステムにおいて、
前記デコーダが、最尤経路用のビタビ・デコーダである
システム。