KR100849330B1

KR100849330B1 - 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100849330B1
Application number: KR1020040069967A
Authority: KR
Inventors: 옥광만; 강충구; 김민구; 노위상
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-09-02
Filing date: 2004-09-02
Publication date: 2008-07-29
Also published as: US20060045195A1; KR20060021125A; US7400896B2

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서의 송수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 무선통신 시스템에서 채널 상태에 따라 신호를 적응 송수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명은 특히 송신기로부터 수신기로 데이터가 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송신 장치에 있어서, 상기 수신기로부터 전송되는 신호를 이용하여 상기 채널의 신호 대 잡음비를 추정하는 신호 대 잡음비 추정기와, 상기 추정된 신호 대 잡음비에 기반하여 상기 수신기로 전송될 데이터를 송신하는 적응 송신기를 포함한다.

SIR, TDD

Description

무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치 및 방법{Adaptive Transmission And Reception Apparatus and Method in Wireless Communication System}

도 1은 종래 기술에 따라 신호 대 잡음 전력비에 기반한 적응 송수신 장치 구성도,

도 2는 종래 기술에 따라 적응 부채널, 비트 및 전력 할당을 하는 하향링크 직교 주파수 분할 다중 접속 장치의 구성도,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 신호 대 잡음 전력비 추정 기반의 하향링크 적응 송수신 장치의 구성도,

도 4a는 본 발명에서 사용자 단말의 상향 링크 송신기의 일 실시 예에 따른 내부 구성도,

도 4b는 본 발명에서 사용자 단말의 상향 링크 송신기의 다른 실시 예에 따른 내부 구성도,

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신호 대 잡음 전력비 추정기의 내부 구성도,

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 대 잡음 전력비 추정부의 내부 구성 도,

도 7은 다중 경로 프로파일을 도시한 도면,

도 8은 다중 경로 프로파일을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform : FFT한 후의 채널 전달 함수를 도시한 도면,

도 9는 기지국과 사용자 단말간의 거리에 따른 간섭 전력의 관계를 도시한 도면,

도 10은 본 발명에 따라 신호 대 잡음 전력비 추정값을 적용한 적응 부채널, 비트 및 전력 할당을 갖는 하향링크 셀룰러 직교 주파수 분할 다중 접속 장치 구성도,

도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 신호 대 잡음 전력비 추정 기반의 하향링크 적응 송수신 방법을 설명하기 위한 신호 흐름도,

도 12는 도 6의 신호 대 잡음비 추정 과정의 상세히 설명하기 위한 신호 흐름도.

무선통신 시스템은 송신기와 수신기간에 무선 채널을 통해 신호를 송수신하는 시스템으로 송신기가 데이터를 무선 통신 가능한 신호로 변조하여 출력하고, 수신기는 무선 채널을 통해 전송된 상기 변조 신호를 수신/복조하여 사용하게 된다.

상기와 같은 무선 통신 시스템에서 송신기와 수신기간 채널 용량을 최대화시키기 위해 송신 신호의 비트 및 전력 할당을 조절한다. 상기 송신 신호의 비트는 변조 심볼 당 송신 신호의 대표(represent)비트로써, 상기 송신 신호의 비트는 BPSK, QPSK, 16 QAM 등의 변조 방식이 달라질 수 있는데, 상기 변조 방식은 무선 채널 상태 또는 조건에 따라 적응적으로 변경된다.

이를 위해 상기 송신기 및 수신기는 채널 상태 정보(Channel State Information: 이하 CSI라 기재함)를 알아야 한다. 그런데, 현재까지 상기 CSI기반의 적응 자원 할당에 관한 연구는 무선통신 시스템의 하향링크에 집중되었다. 이는 상향링크보다 하향링크에서 보다 높은 전송률이 요구되기 때문이다. 따라서, 하기에서는 이해를 돕기 위해 송신기는 기지국으로, 수신기는 사용자로 한정하여 설명하기로 한다.

한편, 기지국이 상기 CSI를 획득함에 있어, 시간 분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing: 이하 TDD라 기재함)방식과 주파수 분할 듀플렉싱(Frequency Division Duplexing: 이하 FDD라 기재함)방식은 다르게 동작한다.

TDD는 동일한 채널을 시간으로 분할하여, 상향 링크와 하향 링크로 사용되도록 하는 방식이고, FDD는 상향 링크와 하향 링크로 사용되는 채널이 상이하여 시간과 상관없는 방식이다. 따라서, 상기 TDD 방식에서는 하향 링크와 상향 링크의 채 널 특성이 동일하기 때문에 만일 하나의 프레임 동안 채널 상태가 동일하면, 기지국이 상향링크의 CSI를 측정한 후 이를 하향링크의 CSI로 간주할 수 있다.

그러나, FDD의 경우, 하향링크와 상향링크 간의 큰 주파수 간격으로 인해 하향링크와 상향링크가 서로 다른 채널 상태를 가진다. 따라서, 사용자가 하향링크의 CSI를 측정한 후 이를 기지국으로 궤환(feedback)해야 한다. 그런데, 사용자가 CSI를 궤환하는 과정에서 궤환 오버헤드, 궤환 지연 및 궤환 오류로 인한 성능 감소가 발생한다. 그러므로, CSI를 획득하는 과정에 있어 TDD 시스템이 FDD 시스템보다 유리하다고 볼 수 있다.

한편, 셀룰러 무선통신 시스템은 '주파수 재사용'을 통하여 높은 주파수 효율을 달성한다. 상기 '주파수 재사용'이란 인접하지 않은 셀들이 동일한 주파수를 사용하는 것으로, 주파수 재사용도가 높을수록 주파수 효율이 증가하는 반면, 인접하는 셀들로부터의 동일 채널 간섭의 문제가 심각해진다. 따라서, 주파수 재사용도가 높은 셀룰러 무선통신 시스템에 적용되는 적응 자원 할당은 CSI 대신에 신호 대 잡음 전력비(Signal Power to Interference Power Ratio : 이하 SIR이라 기재함)에 기반해야 한다. 그런데, 상기 SIR에서 간섭 전력은 사용자의 위치에 따라 결정되므로 기지국이 하향링크 간섭전력을 측정할 수 없다. 따라서, 주파수 재사용도가 높은 셀룰러 무선통신 시스템에서는 TDD 시스템일지라도 사용자가 하향링크 SIR을 측정한 후 이를 기지국으로 궤환할 필요가 있다. 그러나, 상술한 바와 같이 상기 궤환 과정에서 궤환 오버헤드, 궤환 지연 및 궤환 오류로 인한 성능 감소의 문제가 발생한다.

도 1은 종래 기술에 따라 동일 채널 간섭이 존재하는 무선통신 시스템에서 SIR에 기반하여 동작하는 적응 송수신 장치를 도시한 도면이다. 도 1에는 적응 송신기 및 적응 수신기 사이의 신호 흐름이 실선으로 표시되어 있으나, 이는 무선 인터페이스를 통해 전송되는 신호이다.

도 1을 참조하면, 적응 송신기(110)는 채널 추정기 및 SIR 측정기(120)로부터 궤환된 이전 시점의 SIR 측정값에 기반하여 정보를 하향/상향링크로 적응 송신한다. 상기 채널 추정기 및 SIR 측정기(120)는 하향/상향링크 수신신호 중 파일럿 신호와 같은 기준 신호를 이용하여 하향/상향링크 SIR을 측정하여, 상기 적응 송신기(110)로 피드백한다. 적응 수신기(130)는 하향/상향링크 수신신호를 상기 채널 추정기 및 SIR 측정기(120)로부터 출력되는 채널 추정값을 이용하여 적응 수신한다.

한편, 동일 채널 간섭이 존재하는 무선통신 시스템에서 SIR 기반의 적응 자원 할당을 통하여 하향링크 용량을 증대시키는 대표적인 기술로 적응 부채널, 비트 및 전력 할당을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 기법이 있다.

통상 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 복수개의 부반송파를 하나로 묶어서 부채널이라고 부르며, 이것을 사용자 데이터 매핑의 기본 단위로 한다. 또한, 기지국은 일정한 부반송파 및/또는 심볼 간격으로 셀 또는 섹터 고유의 파일럿 심볼을 전송한다. 각 사용자는 각 부채널의 일정 시간 구간 내에 위치한 파일럿 심볼들을 이용하여 해당 부채널 대한 SIR값을 측정하여 기지국으로 궤환한다. 기지국은 궤환된 모든 사용자의 모든 부채널에 대한 SIR 측정값을 이용하여 적응 부채널, 비트 및 전력을 할당하고, 그 할당 결과에 따라 사용자 데이터를 매핑 및 적응 변조하여 송신하고, 또한 할당 결과를 모든 사용자 단말에게 알린다. 각 사용자 단말은 전달된 할당 결과에 따라 자신의 데이터를 복조하여 추출한다.

도 2는 종래 기술에 따른 적응 부채널, 비트 및 전력 할당을 갖는 하향링크 직교 주파수 분할 다중 접속 장치를 도시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 기지국에서 송신된 신호는 K 개의 고유한 주파수 선택성 페이딩 채널들(230)을 통해 K명의 사용자들(240)에게 수신된다.

기지국(200)의 내부 구성을 살펴보면, 부채널, 비트 및 전력 할당기(210)는 할당 주기마다 모든 사용자의 요구 전송률 즉, 사용자 전송률이 입력되고, SIR 측정 주기마다 모든 사용자의 모든 부채널에 대한 SIR 측정값이 입력된다. 그러면, 할당 주기마다 적응 부채널, 비트 및 전력 할당하여 그 할당 결과를 부채널, 비트 및 전력 대응기(Mapper)로 출력한다. 부채널, 비트 및 전력 대응기(212)는 상기 부채널, 비트 및 전력 할당기(210)로부터 출력되는 할당 결과를 입력받아, 입력되는 모든 사용자 데이터와 시그널링 데이터, 파일럿 심볼을 시간 주파수 격자로 배치한다. 할당 결과를 모든 사용자에게 전달하기 위하여 시그널링 데이터는 할당 결과를 포함한다. 소정 개수(N)의 적응 변조기들(214)은 상기 사용자 데이터와 시그널링 데이터, 파일럿 심볼을 각 부채널마다 할당받은 전력으로 할당된 비트 수에 해당하는 변조 방법으로 변조하여 역 고속 푸리에 변환기(216)로 출력한다. 역 고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform : 이하 IFFT라 기재함)(216)는 상기 적응 변조기들(214)로부터 병렬로 입력되는 모든 부채널의 변조 신호를 IFFT한다. 병렬 직렬 변환기(218)는 상기 IFFT(216)의 병렬 출력을 직렬로 변환한다. 보호 구간 삽입기(220)는 상기 병렬 직렬 변환기(218)로부터 출력되는 신호에 보호 구간을 삽입하여 출력한다. 상기 보호 구간은 신호가 무선채널을 통과하면서 다중경로 지연에 따른 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference : ISI)을 극복하기 위해 사용된다. 이는 OFDM 변조의 널리 알려진 대표적인 장점이다. 상기 보호 구간 삽입기(220)로부터 출력된 신호는 각 사용자에 상응하는 무선 채널들(230)을 통해 전송되어 사용자 단말들(240)각각에 전송된다.

도 2에는 상기 사용자 단말들(240) 중 K 번째 사용자 단말(250)의 내부 구성이 도시되어 있다.

보호 구간 제거기(252)는 수신한 신호의 보호 구간을 제거하여 출력한다. 직렬 병렬 변환기(254)는 상기 보호 구간 제거기(252)로부터 출력되는 신호를 병렬로 변환하여 출력한다. 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transform : 이하 FFT라 기재함)(256)는 직렬 병렬 변환기(254)로부터 출력되는 병렬 신호를 FFT한다. 소정 개수의 적응 복조기들(258)은 시그널링 데이터로부터 할당 결과를 추출하여 사용자 K에게 할당된 부채널마다 할당된 비트 수에 따라 채널 추정기 및 SIR 측정기(256)에서 구한 채널 추정값을 이용하여 적응 복조한다. 비트 추출기(260)는 상기 적응 복조기(258)로부터 출력되는 사용자 K에게 할당된 부채널에서 복조한 데이터를 수집한다. 상기 사용자 단말(250)은 채널 추정기 및 SIR 측정기(256)를 구비하고 있다. 상기 사용자 단말(250)의 채널 추정기 및 SIR 측정기(256)는 상기 FFT(256)으로부터 출력되는 신호를 입력받아, 모든 부채널에 대한 채널 추정값 및 SIR 측정값을 구한다. 그런후, 채널 추정기 및 SIR측정기에서 구한 채널 추정값은 적응 복조 기로 전달된다. 그 이후, SIR 측정값은 무선 처리 과정을 거쳐 기지국으로 궤환한다.그러나, 동일 채널 간섭이 존재하는 무선통신 시스템에서 적응 송수신을 통한 하향링크 성능향상을 위해서는, 상기한 바와 같이 TDD 및 FDD에 상관없이 사용자가 하향링크 SIR을 측정한 후 이를 기지국으로 궤환하여야 한다. 그러나, 이러한 궤환 과정에서 궤환 오버헤드, 궤환 지연 및 궤환 오류로 인한 성능 감소의 문제가 발생한다.

하기의 <표 1>에는 다양한 사용자의 수, 부채널의 수, SIR 측정률에 대한 궤환 오버헤드를 보였다.

R_ch	K = 8 & N = 15	K = 16 & N = 54
250	180kbps	1296kbps
500	360kbps	2592kbps

상기 <표 1>에서

는 SIR측정률이고,

는 셀 당 사용자의 수이고,

는 부채널의 수이다. 궤환 오버헤드는 하기의 <수학식 3>으로 산출된다.

Overhead_FB = X K X N X 6 (bps)

상기 <수학식 1>에서 "6"은 하나의 부채널에 대한 SIR를 표현하기 위한 비트수이다. 궤환 오버헤드는 SIR측정률, 셀 당 사용자의 수, 부채널의 수에 비례하여 증가하며, 상향링크 수율(throughput)을 상당히 감소시킨다. 또한, 상기 궤환 지연의 문제는 적응 송수신 기법의 적용범위를 데이터 전송을 저속으로 할 경우로 제한한다는 단점이 있다.

본 발명의 목적은 하향 링크 및 상향 링크에서 동일 채널 간섭이 존재하는 무선통신 시스템의 기지국에서 하향링크 SIR을 추정함으로써, 적응 송수신을 통한 하향링크의 성능을 향상시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 예는 송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송신 장치에 있어서, 상기 수신기로부터 전송되는 신호를 이용하여 상기 채널의 신호 대 잡음비를 추정하는 신호 대 잡음비 추정기와, 상기 추정된 신호 대 잡음비에 기반하여 상기 수신기로 전송될 데이터를 송신하는 적응 송신기로 구성됨을 특징으로 한다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시 예는 송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송수신 장치에 있어서, 수신기로부터 전송되는 파일럿 심볼을 이용하여 수신기의 신호 대 잡음비를 추정하고, 상기 신호 대 잡음비에 따라 하향링크로 적응 송신하는 적응 송신기와, 고유의 의사 잡음 부호로 확산된 파일럿 심볼을 상기 적응 송신기로 전송하고, 상기 적응 송신기로부터 전송되는 신호의 채널 추정값을 측정하여 상기 전송 신호를 적응 수신하는 적응 수신기로 구성됨을 특징으로 한다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 실시 예는 송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송수신 방법에 있어서, 수신기는 고유의 의사 잡음 코드로 확산된 파일럿 심볼을 상기 송신기로 송신하는 과정과, 송신기는 상기 파일럿 심볼을 수신하여 상기 채널의 신호 대 잡음비를 추정하는 과정과, 송신기는 상기 추정된 신호 대 잡음비에 따라 수신기로 신호를 적응 송신하는 과정으로 구성됨을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 상세 동작 및 구조에 대하여 상세히 설명한다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

본 발명은 동일 채널 간섭이 존재하는 무선통신 시스템의 기지국에서 하향링크 SIR을 추정함으로써, 적응 송수신을 통한 하향링크의 성능을 향상시키는 기술을 제안한다. 본 발명의 상세한 설명에서는 상기 송신부는 기지국으로 수신부는 이동국으로 각각 설명하고 있지만, 이는 본 발명의 설명을 용이하게 하기 위한 것일 뿐 실시 예에 따라 송신부가 이동국이 될 수도 있으며, 수신부가 기지국이 될 수도 있다.

도 3은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 TDD 방식의 무선통신 시스템에서의 기지국 하향링크 적응 송수신 장치를 도시한 도면이다.

도 3을 참조하면, 기지국(310)은 수신되는 상향링크 파일럿 심볼을 이용하여 사용자의 SIR을 추정하는 SIR 추정기(314)와, 추정된 SIR에 기반하여 사용자에게 하향링크로 데이터를 적응 송신하는 적응 송신기(318)로 구성된다.

사용자 단말(320)은 고유의 의사 잡음(pseudo-noise : 이하 PN으로 기재함)부호로 확산된 파일럿 심볼을 상향 링크로 송신하는 송신기(323)와, 하향링크 수신신호 중 파일럿 신호와 같은 기준 신호를 이용하여 채널 상태를 추정하는 채널 추정기(329)와, 상기 채널 추정기(329)에서 추정한 채널 추정값에 기반하여 하향링크 수신신호를 적응 수신하는 적응 수신기(326)로 구성된다.

즉, 본 발명에서는 기지국(310) 내부에 SIR 추정기(314)를 두어 상기 상향 링크 신호로부터 하향 링크의 SIR을 추정하여 적응 송신하므로, 사용자가 별도의 궤환 신호를 기지국으로 송신할 필요가 없다. 상기 기지국(310) 및 사용자 단말(320) 사이의 신호는 무선 인터페이스를 통해 송수신된다.

상기 도 3에 도시된 사용자 단말 송신기(323)의 내부 구성은 도 4a 내지 도 4b에 도시되어 있는데, 도 4a는 CDMA 시스템에 적용될 수 있는 송신기이고, 도 4b는 OFDM 시스템에 적용될 수 있는 송신기이다.

도 4a를 참조하면, 다중화기(410)는 입력되는 사용자k 데이터와 미리 알려진 파일럿 데이터를 다중화하여 출력한다. 여기서의 다중화 방식은 시간 분할 다중화와 I/Q 다중화를 포함하여 모든 다중화 방식이 적용 가능하다. 확산기(411)는 다중화기의 출력을 사용자k PN코드로 확산하여 출력한다.

도 4b를 참조하면, 확산기(420)는 미리 알려진 파일럿 데이터를 사용자k PN코드로 확산하여 출력한다. 다중화기(421)는 입력되는 사용자k 데이터와 확산된 파일럿 데이터를 다중화하여 출력한다. 여기서, 다중화 방식으로는 시간 분할 다중화와 I/Q 다중화를 포함하여 모든 다중화 방식이 적용 가능하다.

상기 도 4a 및 도 4b의 구성을 통해 파일럿 데이터는 해당 사용자에 상응하 는 PN 코드로 확산되어 출력된다.

도 3의 기지국(310) SIR 추정기(314)의 상세 구성도가 도 5에 도시되어 있다. 도 5에 도시되어 있는 SIR 추정기(314)는 CDMA 시스템 및 OFDM 시스템에 모두 적용 가능한 구성이다.

도 5를 참조하면, 기지국의 SIR 추정기(314)는 기지국 반경 내에 위치한 모든 사용자 단말들의 모든 부채널에 대한 하향링크 SIR값을 추정한다. 도 5에서 기지국 수신신호는 모든 사용자로부터의 수신된 신호들의 합이다.

역확산기들(510)은 기지국 수신신호를 K개의 사용자 각각에 할당하는 PN코드로 역확산하여 출력한다. 상기 도 4a 및 도 4b를 통해 확산된 파일럿 신호가 상기 역확산기들(510)을 통해 역확산되어 출력된다. SIR 추정기(520)는 해당 사용자의 모든 부채널에 대한 하향링크 SIR값을 추정하여 적응 송신기(318)로 출력한다.

도 6은 상기 SIR추정기(520)의 상세 구성도이다.

도 6을 참조하면, 다중경로 프로파일 측정기(610)는 수신된 신호 즉, 상향 링크 신호의 다양한 경로지연 시점에 대하여 사용자k의 PN코드로 역확산된 기지국 수신신호로부터 사용자k와 기지국간의 다중경로 프로파일을 찾는다. 상기 다중 경로 프로파일은 각 경로마다 경로지연과 경로세기를 갖는다. 상기 다중 경로 프로파일이 도 7에 도시되어 있다.

도 7을 참조하면, 수평축은 시간축이고, 수직축은 상기 다중 경로를 통해 수신된 신호의 세기를 나타내는 것으로, t0 시점에 기지국이 송신한 신호가 t1 시점부터 단말에 도착하고, t1 시점에 단말이 송신한 신호가 다중 경로를 통해 t2, t3, t4 시점에 기지국으로 되돌아온다. 상기 첫 번째 경로의 기지국 도착 시점 t2에서 t0 사이의 지연 시간의 반이 기지국과 이동 단말 사이의 거리 만큼의 지연 시간이 된다.

FFT(620)는 상기 다중경로 프로파일을 FFT하여 하기의 <수학식 1>과 같은 채널 전달 함수(channel transfer function)를 찾는다.

상기 <수학식 2>에서

는 n번째 부채널의 채널이득이고,

은 OFDM 샘플링 주기 단위의 m번째 경로지연에서의 경로세기이고,

은 OFDM 샘플링 주기 단위의 경로지연의 최대값이고,

은 부채널의 수이다.

도 8은 상기 <수학식 2>로 표현되는 채널 전달 함수를 도시한 그래프이다.

간섭 추정기(630)는 상기 도 7에 도시된 다중 경로 프로파일로부터 첫 번째 경로의 경로 지연을 이용하여 사용자k와 기지국간의 거리(

)를 추정한다. 그런 후, 상기 도 9를 이용하여 거리에 해당하는 모든 가능한 사용자 위치에서의 하향링크 간섭전력을 구한다. 도 9는 사용자와 기지국간 거리에 따른 간섭 전력을 나타내는 그래프로, 수평축은 거리를 나타내고, 수직축은 간섭 전력을 나타낸다.

간섭 추정기(630)는 하기의 <수학식 3>을 이용하여 평균간섭전력을 산출한다.

상기 <수학식 3>에서

는 사용자k의 임의의 부채널에 대한 간섭전력의 추정값이다. 간섭신호는 부가성 백색 가우스 잡음으로 가정하며, 간섭전력은 모든 부채널에서 동일하다고 가정한다.

는 인접하는 셀의 수이고,

는 i번째 기지국의 전체 송신 전력이다. (

)는 사용자k의 위치이고, 서비스 프로바이더(Service Provider)가 설정한 (x_i, y_i)는 i번째 인접 셀 기지국의 위치(좌표)이고,

는 경로 손실의 기준 거리이고,

는 경로 손실 지수이다.

SIR계산기(640)는 하나의 프레임 동안 채널 상태가 동일하다는 가정하에 입력되는 상향링크 채널이득을 하향링크 채널이득으로 간주하여, 사용자k의 모든 부채널에 대한 하향링크 SIR을 계산한다. 상기 하향 링크 SIR은 하기의 <수학식 4>에 기재되어 있다.

상기 <수학식 4>에서

는 사용자 k의 부채널 n에서의 송신 전력이고,

는 부가성 백색 가우스 잡음 전력이다.

도 10에 본 발명에 따른 SIR 추정 방법을 적용한 적응 부채널, 비트 및 전력 할당을 갖는 하향링크 직교 주파수 분할 다중 접속 장치를 도시한 도면이다. 도 10에 도시된 장치는 도 2에 도시된 장치와 그 구성이 유사하므로, 하기에서는 본 발명에 따라 추가된 부분만을 설명하기로 한다.

도 10을 참조하면, K개의 사용자 단말들(1040)로부터 송신된 파일럿 신호는 덧셈기(1002)를 통해 더해져서 기지국(1000)으로 수신된다.

기지국(1000)의 내부 구성을 상기 도 2에 도시된 기지국(200)과 비교해서 살펴보면, 본 발명에 따라 SIR 추정기(1005)가 부가된다. 이는 도 5에 도시된 기지국의 SIR 추정기(520)와 같은 구성을 갖는다. 상기 SIR 추정기(1005)는 입력되는 파일럿 신호를 통해 모든 사용자의 모든 부채널에 대한 하향링크 SIR값을 추정하여 부채널, 비트 및 전력 할당기(1010)로 출력한다.

도 10에는 상기 사용자 단말들(1040) 중 K 번째 사용자 단말(1050)의 내부 구성이 도시되어 있다. 본 발명에 따른 채널 추정기(1064)는 상기 FFT(1056)으로부터 출력되는 신호를 입력받아, 모든 부채널에 대한 채널 추정값을 구하여 적응 복조기로 보낸다. 본 발명에 따라 사용자 단말 K(1050)에는 송신부(1062)가 부가되는데, 송신부(1062)는 사용자K 데이터와 파일럿 데이터를 다중화한 후 사용자k PN코드로 확산하여 출력한다.

그러면, 상술한 바와 같은 장치에서 SIR을 추정하여 하향 링크 적응 송수신하는 방법에 대해 살펴보기로 한다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 동일 채널 간섭이 존재하는 TDD 방식의 무선통신 시스템에서 기지국에서 추정한 하향링크 SIR에 기반한 하향링크 적응 송 수신 방법을 설명하기 위한 신호 흐름도이다.

도 11을 참조하면, 사용자 단말(320)의 송신기(323)는 1110 단계에서 고유의 PN 부호로 확산된 파일럿 심볼을 상향 링크로 송신한다. 그러면, 기지국(310)의 SIR 추정기(314)는 1120 단계에서 상기 수신되는 상향 링크 파일럿 심볼을 이용하여 사용자 단말의 SIR을 추정한다. 그리고, 기지국(310)의 적응 송신기(318)는 1130 단계에서 상기 1120 단계에서 추정된 SIR에 기반하여 사용자 단말에게 데이터를 하향 링크 적응 송신한다. 사용자 단말의 채널 추정기(329)는 1140 단계에서 상기 하향 링크 수신 신호로부터 채널 추정값을 구한다. 그런 후, 적응 수신기(326)는 1150 단계에서 상기 채널 추정기(329)가 측정한 채널 추정값에 기반하여 하향 링크 수신 신호를 적응 수신한다.

그러면, 상기 기지국(310)의 SIR 추정기(314)가 1120 단계에서 SIR을 추정하는 과정을 도 12의 신호 흐름도를 참조하여 좀 더 상세히 살펴보기로 한다.

도 12를 참조하면, 채널 추정기(314)의 다중 경로 프로파일 측정기(610)은 1210 단계에서 다양한 경로 지연 시점에 대하여 기지국 수신 신호를 사용자 단말의 PN 코드로 역확산한 후 상관값을 구하여 사용자 단말로부터 기지국으로의 다중 경로 프로 파일을 구한다. 상기 다중 경로 프로파일은 각 경로마다의 경로 지연과 경로 세기로 구성되는데, 상기 도 7에 도시된 바와 같다. 1210단계에서 다중 경로 프로파일 탐색이 수행된다. FFT(620)는 1220 단계에서 상기 다중 경로 프로파일을 FFT하여 도 8에 도시된 바와 같은 채널 전달 함수를 찾아낸다. 1230 단계에서 간섭 추정기(630)은 간섭 추정을 하는데, 이를 위해 우선 첫 번째 경로 지연으로부터 사용자 k와 기지국간의 거리를 추정한다. 그리고, 도 9를 통해 설명한 바와 같이, 상기 추정된 거리에 해당하는 모든 가능한 사용자 위치에서의 하향 링크 간섭 전력을 구하고, 그 중에서 최대값을 찾거나 평균값을 구한다.

그리고, 1240 단계에서 기지국(310)의 SIR 계산기(640)은 하나의 프레임 동안 상향 링크와 하향 링크 모두의 채널 상태가 동일하다는 가정하에 입력되는 상향 링크 채널 이득을 하향 링크 채널 이득으로 간주하여, 사용자 단말의 모든 부채널에 대한 하향 링크 SIR을 계산한다. 이는 1220 단계에서 찾아낸 상기 채널 전달 함수 대 상기 1230 단계에서 찾아낸 하향 링크 간섭 전력 비로써 산출된다.

상술한 바와 같은 본 발명은 SIR 궤환이 불필요하므로, 상향링크 수율을 전혀 감소시키지 않는다는 장점이 있다. 또한, 이러한 장점으로 인해 상기 적응 송수신 기법을 저속의 경우만이 아닌 고속의 경우로 그 적용 범위를 넓힐 수 있다는 장점이 있다. 또한 SIR 궤환이 불필요하므로, 궤환 오류로 인한 성능 감소의 문제가 발생하지 않는다.

Claims

송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송신 장치에 있어서,

상기 송신기로부터 전송된 송신 신호들을 수신하는 수신기들로부터 각 수신기 고유의 부호로 확산되어 전송되는 신호들을 상기 수신기 고유의 부호로 역확산하고, 상기 역확산된 신호로부터 상기 송신기와 상기 수신기간의 다중 경로를 통해 전송되는 하향 링크 신호의 지연 시간과 신호 세기를 나타내는 다중 경로 프로파일을 측정하고, 상기 측정한 다중 경로 프로파일을 고속 푸리에 변환하여 채널 전달 함수를 획득하고, 상기 지연 시간을 통해 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 거리를 추정하고, 상기 거리에 따라 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 간섭 전력을 추정하고, 상기 고속 푸리에 변환된 신호와 상기 추정된 간섭 전력의 비를 이용하여 상기 수신기의 모든 부채널에 대한 신호 대 잡음비를 추정하는 신호 대 잡음비 추정기와,

상기 추정된 신호 대 잡음비에 기반하여 상기 수신기로 전송될 데이터를 송신하는 적응 송신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송신 장치.
제 1항에 있어서, 상기 수신기들로부터 확산되어 전송되는 신호는,

파일럿 심볼을 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송신 장치.
제 1항에 있어서, 상기 신호 대 잡음비 추정기는,

다수의 수신기들로부터 수신되는 신호들을 각각 역확산하여 각각 상기 송신기와 상기 수신기들 사이의 채널의 신호 대 잡음비를 추정함을 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송신 장치.
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송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송수신 장치에 있어서,

수신기로부터 고유의 의사 잡음 부호로 확산되어 전송되는 파일럿 심볼을 이용하여 상기 수신기로 다중 경로를 통해 전송되는 하향 링크 신호의 지연 시간과 신호 세기를 나타내는 다중 경로 프로파일을 측정하고, 상기 측정한 다중 경로 프로파일을 고속 푸리에 변환하여 채널 전달 함수를 획득하고, 상기 지연 시간을 통해 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 거리를 추정하고, 상기 거리에 따라 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 간섭 전력을 추정하고, 상기 고속 푸리에 변환된 신호와 상기 추정된 간섭 전력의 비를 이용하여 상기 수신기의 모든 부채널에 대한 신호 대 잡음비를 추정하고, 상기 신호 대 잡음비에 따라 상기 하향링크로 데이터를 적응 송신하는 적응 송신기와,

고유의 의사 잡음 부호로 확산된 파일럿 심볼을 상기 적응 송신기로 전송하고, 상기 적응 송신기로부터 상기 하향 링크로 전송되는 신호의 채널 추정값을 계산하고, 상기 계산된 채널 추정 값을 사용하여 상기 데이터를 적응 수신하는 적응 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치.
제 5항에 있어서, 상기 적응 수신기는,

상기 고유의 의사 잡음 부호로 확산된 파일럿 심볼을 전송하는 송신기와,

상기 적응 송신기로부터 수신되는 신호를 이용하여 채널 상태를 추정하는 채널 추정기와,

상기 채널 상태의 추정값에 기반하여 상기 수신 신호를 수신하는 적응 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치.
제 6항에 있어서, 상기 적응 송신기는,

입력되는 사용자 데이터와 미리 알려진 파일럿 데이터를 다중화하여 출력하는 다중화기와,

상기 다중화기의 출력을 고유의 의사 잡음 코드로 확산하여 출력하는 확산기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치.
제 6항에 있어서, 상기 적응 송신기는,

미리 알려진 파일럿 데이터를 고유의 의사 잡음 코드로 확산하여 출력하는 확산기와,

입력되는 사용자 데이터와 확산된 파일럿 데이터를 다중화하여 출력하는 다중화부를 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 장치.
송신기로부터 수신기로 전송되는 채널의 상태에 따라 적응 송신하기 위한 적응 송수신 방법에 있어서,

수신기는 고유의 의사 잡음 코드로 확산된 파일럿 심볼을 상기 송신기로 송신하는 과정과,

송신기는 상기 의사 잡음 코드로 확산된 파일럿 심볼을 수신하는 과정과,

상기 송신기는 상기 수신된 파일럿 심볼들을 이용하여, 상기 송신기로부터 상기 수신기로 다중 경로를 통해 전송되는 하향 링크 신호의 지연 시간과 신호 세기를 나타내는 다중 경로 프로파일을 검색하는 과정과,

상기 고유의 의사 잡음 코드로 역확산된 신호로부터 다중 경로를 통해 전송되는 신호들의 지연 시간과 신호 세기를 나타내는 다중 경로 프로파일을 측정하는 과정과,

상기 다중 경로 프로파일을 고속 푸리에 변환하여 채널 전달 함수를 획득하는 과정과,

상기 지연 시간을 통해 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 거리를 추정하고, 상기 거리에 따라 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 간섭 전력을 추정하는 과정과,

상기 고속 푸리에 변화된 신호와 상기 간섭 전력의 비를 이용하여 신호 대 잡음비를 계산하는 과정과,

상기 송신기는 상기 계산한 신호 대 잡음비에 따라 상기 수신기로 신호를 적응 송신하는 과정을 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 방법.
제 9항에 있어서,

상기 수신기가 상기 송신기로부터 수신되는 신호의 채널 상태를 추정하는 과정과,

상기 수신기가 상기 채널 상태의 추정값에 기반하여 상기 수신 신호를 적응 수신하는 과정을 더 포함하는 무선 통신 시스템에서 적응 송수신 방법.
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