CN1221230A - 具有不辐射介质波导的电子部件和使用它的集成电路 - Google Patents

Abstract

在和介质谐振器耦合的部分形成正常NRD波导,在多点环行器部件中形成只传输LSM01模式的超NRD波导,在耦合器部分中形成正常NRD波导,在混频器部分中形成超NRD波导,并且在介质传输线开关部分和部件之间的连接部分形成正常NRD波导。

Description

具有不辐射介质波导的电子部件和使用它的集成电路

本发明涉及一种电子部件。本发明尤其涉及一种具有不辐射介质波导的电子部件和使用这种电子部件的集成电路，它们用于例如微波或毫米波雷达中。

如图2中所示，传统的用于毫米波或微米波的传输线具有两个平行相对的导电板1、2以及设置在导电板之间的介质带3。正常类型的不辐射介质波导(“正常NRD”)是一种传输线。将导电板之间的距离a2调节得等于或小于电磁波波长的半波长，从而电磁波只在带状线3中传播。

通过集成每一个部件(诸如振荡器、混频器和耦合器)来构成使用NRD波导的毫米波模件，但最初，正常NRD波导被用作每一个部件的NRD波导。

另一方面，如上所述，在正常NRD波导中，有这样一个问题，即，由于在弯曲部分中出现LSM01模式和LSE01模式的模式变换引起的传输损耗，因此不可能设计一种具有任意的曲率半径的弯曲，并且，为了防止由于上述模式变换引起的传输损耗，不可将弯曲部分中的曲率半径制得更小，因此不能将整个模件小型化。相应地，如图1中所示，已经开发了一种NRD波导(下面它被称为超NRD波导)，这种波导做得在导电板1、2的相对的平面中形成各自的凹槽，并在凹槽之间设置介质带3，由此传输单个LSM01模式，这揭示在第9-102706号日本专利申请公开中。

根据上述超NRD波导，可以设计一种传输损耗小，并具有任意曲率半径的弯曲，由此带来使整个模件小型化的好处。但是，如果不考虑弯曲部分中的上述模式变换的传输损耗，通常在正常NRD波导中传输损耗更小。

另外，当通过组合上述部件构成单个毫米波模件时，根据每个有关部件的尺寸准确度和各个部件的安装准确度，必然在导电板和介质带的连接平面处，沿电磁波的传播方向或垂直于电磁波传播方向的方向上出现位移，并且还有位移量的改变。在标准的NRD波导中，在连接部分处的反射损耗比超NRD波导的要低。类似地，电磁波的传输率在连接部分处较高。

还有，例如在耦合器中，由于使用正常NRD波导作为两个以预定间隔放置的NRD波导，电场能量分布扩展得比使用超NRD波导情况的更宽，故不需高的尺寸准确度就可以得到极好的特性。

另外，通常，当通过将介质谐振器和不辐射介质传输线耦合构成振荡器时，由于正常NRD波导能够容易地而强烈地耦合介质谐振器和不辐射介质传输线，故正常NRD波导更适用。

本发明的一个目的是通过使用正常NRD波导和超NRD波导的各自的特性，提供一种不辐射介质传输线部件，这种部件整个地被小型化，并具有极好的特性。

本发明的一个目的可以通过不辐射介质传输线部件达到，该部件在两个大致平行的导电板之间提供介质带，使用不辐射介质传输线，介质带的一个区域作为电磁波的传播区域，并且介质带区域外的另一区域作为不传播区域，包括第一类型不辐射介质传输线，其中导电板之间的间隔做作得大致上等于介质带的高度；以及第二类型不辐射介质传输线，其中不传播区域中的导电板之间的间隔做得比传播区域中的导电板的间隔小，其中在传播区域中传播的LSM01模式的截止频率低于LSE01模式的截止频率，并且其中只有LSM01模式以使用频率传播。

在耦合到介质谐振器的部分中设置第一类型不辐射介质传输线较好。

把第二类型不辐射介质传输线用于多点环行器的传输线更好。

另外，通过使所述第一类型不辐射介质传输线更靠近，形成将它们耦合的耦合器较好。

较好通过以大致为直角的关系放置两个所述第二类型不辐射介质传输线，形成混频器。

通过改变两个所述第一类型不辐射介质传输线的相对对准，提供不辐射介质传输线变换器来变换线上的电磁波的传播/不传播较好。

把第一类型不辐射介质传输线设置在和其他不辐射介质传输线部件的连接部分中较好。

本发明的另一个目的是使用正常NRD波导和超NRD波导的各自的特性，提供不辐射介质传输线部件的集成电路，它具有良好的特性。

通过不辐射介质传输线集成电路能够达到本发明的另一个目的，该集成电路通过组合不辐射介质传输线部件而构成。

图1是示出一个实施例中的超NRD波导的截面结构的图。

图2是示出相同实施例中的正常NRD波导的截面结构的图。

图3A到3C是示出超NRD波导和正常NRD波导的传输线变换部分的结构的图。

图4是示出毫米波雷达模件的结构的示图。

图5是包括振荡器和隔离器的部件的部件分解透视图。

图6是示出耦合器部分的结构的图。

图7是示出混频器部分中的超NRD波导的截面结构的图。

图8是示出混频器部分的结构的平面图。

图9是示出毫米波雷达模件整件结构的截面图。

图10是示出旋转装置的结构的透视图。

图11A和11B是示出主辐射器部分的结构的图。

图12是示出在旋转装置一侧和电路部件一侧上各个NRD波导的连接部分的结构的图。

图13是雷达模件中旋转装置的等效电路图。

图14是示出部件之间的连接部分的结构的局部透视图。

图15是示出部件之间连接部分的结构的图。

图16A和16B是示出正常NRD波导和超NRD波导中电场的能量分布的例子的示意图。

图17A到17C是示出根据在正常NRD波导和在超NRD波导中的开关操作的特性变化例子的示意图。

参照图1到13，将详细描述本发明的实施例的毫米雷达模件的结构。

如上所述，图1是超NRD波导部分的截面图，图2是正常NRD波导部分的截面图。在任何一种NRD波导中，介质带3设置在上下两个导电板1、2之间。在图2所示的正常NRD波导中，介质带3的高度尺寸a2等于导电板1、2之间的间隔，但在图1所示的超NRD波导中，在导电板1、2中分别形成深度为g的凹槽，从而在没有介质带3之处的导电板1、2之间的间隔做得比介质带3的高度尺寸a1短，因此，把有介质带的区域设定为传播LSM01单模的传播区域。

图3A到3C是示出正常NRD波导和超NRD波导的传输线变换部分的结构图，而图3A是在去掉上导电板的状态下的平面图，图3B是图3A的A-A’部分的截面图，而图3C是图3A的B-B’部分的截面图。如图所示，在超NRD波导和正常NRD波导的中间部分，第一变换部分在距离L1内改变超NRD波导部分中的介质带3的宽度b1高至正常NRD波导中的宽度b2。在将介质带的宽度改变为锥形的同时，设置在上下导电板1、2中的凹槽的宽度也在距离L1内从b1变化到b2。在第二变换部分中，有一个和超NRD波导部分相同深度的凹槽，而该凹槽的宽度侧做成在距离d2内从第一变换部分以锥形(或者喇叭形)连续扩展的形状，并且可以在第三变换部分中扩展到W。另外，在这个第二变换部分中，介质带3具有和正常NRD波导部分中的介质带相同宽度2b。在第三变换部分中，上下导电板1、2内的凹槽的宽度做得沿大致上垂直于电磁波的传播方向以及导电板1、2方向的平面方向扩展。

有了上述结构，以使第一变换部分中的反射波和第三变换部分中的反射波反相地合并的方式确定L2的长度，可以得到不同种类的不辐射介质传输线变换部分的结构，这些结构在预定的频带中具有低的反射。

图4是示出去掉了毫米波雷达模件的上平面(执行发射和接收毫米波的平面)中的介质透镜部分，并去掉上导电板的状态。这个毫米波雷达模件由部件101、102、旋转装置103、电机104、容纳它们的外壳105，以及图中未示出的介质透镜等等构成。在部件101中，设置振荡器隔离器和终端负载。在部件102中，设置耦合器、环行器和混频器。

图5是示出上述部件101的结构的部件分解透视图。图中，1表示下导电板，虽然图中省略了上导电板，介质带31、32、33、46设置在上下导电板中间。38表示介质板，在其表面上有诸如激励探针之类的各种导电图案。介质基片38设置得夹在介质带31和31’之间。另外，37表示介质谐振器，并将它设置在与介质带31’和31的预定部分耦合的地方。36表示耿氏二极管部件，将耿氏二极管中的一个电极连接到介质基片38上的激励探针39。35表示铁氧体谐振器，而环行器由这个铁氧体谐振器、三个介质带和磁铁(图中未示出)构成。另外，终端负载34设置在介质带33的端部，从而做成整个的隔离器。当使用如上所述的介质谐振器做成振荡器时，通过让耦合到介质谐振器37的这部分NRD波导为正常NRD波导，能够使它们的耦合更强。另外，介质带46是连接到构成部件102的耦合器的介质带中的一个介质带，并且终端负载42设置在其端部。

这里，正常NRD波导和超NRD波导的沿传输线截面的横向从介质带的中心扩展的电场能量分布示于图16A和16B。如通过对它们进行比较显而易见的，当将介质带放置得隔开相同的距离时，则和超NRD波导相比，在正常NRD波导中可以得到强的耦合，于是距离改变引起的耦合强度的改变较为平滑，因此图5中所示的介质谐振器37和介质带31、31’之间相对对准所需的尺寸准确度较低。

图5中，为了避免由至LSE01的模式变换引起的问题，并且还由于必需提供弯曲，圆形部分设置其介质传输线为超NRD波导。另外，在在和这个部件101相邻的部分，设置上述部件102，并且在介质带32面对部件102的介质带时由它执行传输线的连接。因此，这一部分将是正常NRD波导的结构。如图所示，正常NRD波导和超NRD波导的传输线变换部分设置在这两个部分中。

图6是示出图4所示的耦合器部分配置的图，并且是在去掉上导电板情况下的平面图。如图所示，通过在使介质带40、41之间的间隙g在长度L上以正常NRD波导靠近的部分耦合两个传输线来构造耦合器。在这个耦合器的输入侧或输出侧，分别设置传输变转换部分，从而转换到超NRD波导。当用60GHz波段设计3dB耦合器时，L=12.8mm，并且g=1.0mm。还有，当让g=0.5mm时，则L=7.7mm。如图16A和16B所示，当将介质带放置得隔开相等的距离时，和超NRD波导相比，在正常NRD波导中可以得到更强的耦合，因此随距离的变化耦合强度的变化变得平滑，因此对于图6中所示的介质带之间的间隙g所需的尺寸准确度较低。

图7是示出图4所示的混频器部分的结构的截面图。在图中，47表示由介质制成的基片，并且放置得用介质带41a、41b将基片47夹在中间，所述介质带41a、41b在上导电板1和下导电板2之间被分为上下两部分。如此确定设置在上下导电板1、2中的凹槽的深度、介质带41a、41b的高度尺寸、基片47的厚度尺寸，及介质带41a、41b和基片47的相对介电常数，从而在介质带41a、41b中和在被它们夹在中间的基片部分中的LSM01的截止频率低于LSE01模式的截止频率，因而只有LSM01模式以使用频率传播。

图8是去掉上述混频器部分中的上导电板的情况下的平面图。6a、6b、7a、7b、9a和9b分别表示大致为λ/4的开路短截线，而6a-6b之间的间隔，以及7a-7b之间的间隔和9a-9b之间的间隔分别设定为大致λ/4。相隔开λ/4设置的λ/4开路短截线的部分用作带且滤波器(BRF)，该滤波器阻止波长为λ的频率信号。另外，通过分别设置从滤波器电路6、7的中心到两个滤波器电路的间隔L11、L12的电长度为在介质带41a、41b上传播的毫米波频率的大致1/2的波长的整数倍，这一部分(滤波器电路6-7之间的悬置传输线)作为谐振电路，其两端短路。另外，从滤波器电路6、7的中心到开路短截线9a的间隔L2的电长度按在介质带45a、45b上传播的毫米波频率大致1/2波长的整数倍的关系。由于上述L11、L12的电长度大致为1/2波长，故滤波器电路6、7的中心等效地短路。因此，这一部分(滤波器6-7的中心位置和滤波器9的之间悬置传输线)也作为谐振电路，其两端短路。另外，由于对于导体图案51串联地安装两个肖特基势垒二极管81、82，故在由导体图案51和滤波器电路6、7构成的谐振电路中，具有介质带41a、41b的NRD波导和二极管81、82匹配，并且在介质带41a、41b上传播的Lo信号变换为悬置线模式，并施加给二极管81、82。另一方面，由于由导体图案52构成的谐振电路是与由介质带45a、45b和上下导电板构成的NRD波导通过磁场耦合的，当RF信号从这个NRD波导输入时，该信号被变换为悬置线模式，因此反相地施加到两个二极管81、82。连接由Lb、Rb和Vb表示的偏置电压供给电路连接至导电图案51，并且该导体图案51的端部用电容器Cg高频地接地。有了这个结构，RF信号和Lo信号之间差的频率成分被同相合并，并通过电容器Ci作为IF信号提取出来。另外，由上述介质带41a、41b构成的NRD波导不传输LSE01模式，但传输LSM01单个模式，从而由导体图案52构成的NDR波导和悬置线不以LSE01模式相耦合。

图4所示的部件102中圆形部分的结构几乎和部件101中的隔离器相同，并由与耦合器部分连续的介质带40、与混频器部分连续的介质带45、另一个介质带44、铁氧体谐振器43和未在图中示出的磁铁构成。

图9是示出图4所示的介质透镜和旋转装置的安排的图，并示出整个毫米雷达模件的垂直截面图。图10是示出上述旋转装置的结构的透视图。

在这个例子中，通过将介质带放置在正五边形金属块14的各个侧平面和与之平行导电板之间而做成正常NRD波导。另外，将介质谐振器设置在金属块14的各个侧平面和与之平行导电板之间，做成主辐射器。介质谐振器的位置分别设置在沿旋转装置的旋转轴方向的位移位置，当电机旋转旋转装置时，它如此做成，在介质透镜焦点位置处的从而主辐射器的位置依次沿平行于旋转轴方向切换。

图11A到11B是示出介质传输线中的一个以及旋转装置的主辐射器的结构的图，图11A是俯视图，图11B是截面图。这里，61表示圆柱形HE111模式的介质谐振器，它设置在离开介质带60的端部一预定距离的位置处。在导电板5的一部分中设置以圆锥形状开口的窗口单元，从而在介质谐振器61图中的上部产生电磁波的辐射和入射。在介质谐振器61和导电板5之间提供缝隙板62，辐射图案由该缝隙板62的缝隙63控制。

图12是分别示出上述旋转装置侧以及电路部分侧的NRD波导连接部分的结构的图。这样，旋转装置侧的NRD波导和选择连接到这些NRD波导的部分中的NRD波导设置为正常NRD波导，而超NRD波导和正常NRD波导的传输线变换部分以及正常NRD波导设置在电路侧。

图13是上述旋转装置部分的等效电路图。这样，图4所示的旋转装置103和部件102之间的间隙用作介质传输线开关，并且通过在旋转装置中设置多个介质传输线和一个主辐射器，然后通过旋转、依次切换主辐射器，以及通过改变介质透镜的相对位置，依次改变束的方向性。

这里，图17A到17C示出根据超NRD波导的介质传输线开关和根据正常NRD波导的介质传输线开关的例子。图17A是示出对于根据正常NRD波导的介质传输线开关，一个NRD波导和另一个NRD波导旋转定向的图。另外，图17B是示出根据超NRD波导的介质传输线开关和根据正常NRD波导介质传输线开关的插入损耗特性的图，而图17C是示出上述两个介质传输线开关的反射特性的图。在这个例子中，示出将图1中的超NRD波导的尺寸设定为a1=2.2mm,b1=1.8mm,g=0.5mm，以及将图2中的正常NRD波导的尺寸设定为a2=2.2mm,b2=3.0mm，并且旋转半径r设定为6.1mm的情况。这样，在相同的旋转角下，正常NRD波导的插入损耗比超NRD波导的小，并且正常NRD波导的反射也比超NRD波导的小，因此能够执行切换，并在更宽的旋转角范围内保持连接状态。

图14是示出在根据第二实施例的两个部件中间的NRD波导的连接部分的结构的透视图。图15是同一连接部分的平面图。在任何一种情况下，都是在去掉上导电板的状态下示出。在第一实施例中，两个介质带在单个连接平面处相对，但如图14和15中所示，通过将介质带的连接面设置在两个地方，并且连接平面的距离设定为所使用的频率的波导波长的四分之一的奇数倍。有了这个结构，即使在连接平面中由于温度变换而产生的缝隙，但无论温度如何变化，在两个平面处中分别产生的反射波反相组合，因而传输特性不会变劣。另外，由于即使介质带3a、3b沿长度方向的尺寸或多或少变短，传输特性也不会变劣，故可以放松介质带的尺寸容差。因此，由于连接部分是正常NRD波导，即使在上下导电板中或多或少有缝隙，传输特性也不会变劣。结果，可以放松对于导电板尺寸容差，因此将降低在部件的装配中所需的准确度。

本发明中，将各个不辐射介质传输线用于适合于第一类型不辐射介质传输线(正常NRD波导)和第二类型不辐射介质传输线(超NRD波导)各自的特性的地方，得到整体小型化，并具有良好特性的不辐射介质传输线部件。

在本发明中，介质谐振器可以强耦合到不辐射介质传输线，并且由于不辐射介质传输线和介质谐振器的位置准确度要求不再如此严格，故便于制造。

在本发明中，不需在多点环行器中使用LSE01模式抑制器就可以防止其LSE01模式的传播，结果能够导致部件数量减少，因此无因LSM01模式和LSE01模式的模式变换产生的变换损失。

在本发明中，不辐射介质传输线可在短距离内强耦合，因此可以使耦合器小型化。

本发明中，由于不需在混频器中使用LSE01模式抑制器，也能够防止和其LSE01的耦合，故可以减少部件数量。

本发明中，由不辐射介质传输线的对准的变化引起的传输特性的变劣较小，因此在插入损耗和反射特性方面可以得到良好的特性。

本发明中，可以解决由不辐射介质传输线部件的连接部分的位置移动引起的特性的劣化和不均匀问题。

本发明中，可以得到利用第一类型不辐射介质传输线和第二类型不辐射介质传输线各自的特性的集成电路。

本发明的不辐射介质传输线部件在两个大致平行的导电板之间提供介质带，(其中将一个介质带区域用作电磁波的传播区域，并将该介质带区域外的另一区域用作不辐射区域)包括第一类型不辐射介质传输线(其中，导电板中间的间隔大致上等于介质带的高度)和第二类型不辐射介质传输线(其中，所述不传播区域中的导电板中间的间隔做得比传播区域中的导电板的间隔更小)，其中，在传播区域中传播的LSM01模式的截止频率比LSE01模式的截止频率更低，并且在其中只有LSM01模式以使用频率传播。

采用这结构，通过将各个不辐射介质传输线用于适合于第一类型不辐射介质传输线(正常NRD波导)和第二类型不辐射介质传输线(超NRD波导)的各自的特性的地方，得到整个被小型化，并具有良好特性的不辐射介质传输线部件。

在本发明的不辐射介质传输线部件中，把第一类型不辐射介质传输线设置在耦合到介质谐振器的部分。结果，介质谐振器可以强联合到不辐射介质传输线，并且由于不辐射介质传输线和介质谐振器的位置准确度要求不是如此严格，故便于制造。

在本发明的不辐射介质传输线部件中，把第二类型不辐射介质传输线用于多点环行器的传输线。当构造多点环行器时，介质传输线的端部设置得从不同方向(通常是从相互隔开120度的三个方向)面对铁氧体谐振器部件，因此当从一个端口输出至另一个端口时，即使要使用的传播模式是LSM01模式，当介质带方向变化时，有变换为LSE01模式的趋向，但是通过使用第二类型不辐射介质传输线作为介质传输线，不需使用LSE01模式抑制器就可防止其LSE01模式的传播。

另外，当将其中平行地放置了几个介质传输线的介质传输线连接到多点环行器时，在作为环行器各个端口的输入/输出的介质传输线部件中必然产生弯曲部分，通过将这个部分设定为从循环器延续的第二类型不辐射介质传输线，就没有因弯曲部分中LSM01模式和LSE01模式的模式变换而产生的变换损耗。

在本发明的不辐射介质传输线部件中，通过使第一类型不辐射介质传输线靠近，形成使它们相互耦合的耦合器。结果，不辐射介质传输线可以在短距离内强耦合，因此可使耦合器小型化。

本发明的不辐射介质传输线部件通过将两个第二类型不辐射介质传输线大致成直角地放置而形成了混频器。对两个不辐射介质传输线放置得大致上成直角的混频器的情况，沿另一个介质带长度方向设置耦合到一个介质带的导电图案，从而趋向于和该部分中的LSE01模式耦合，但是由于使用第二类型不辐射介质传输线作为其不辐射介质传输线，没有LSE01模式传播，因此不必提供带有LSE01模式的模式抑制器的介质带。

本发明的不辐射介质传输线部件提供了不辐射介质传输线开关，该开关通过改变所述两个第一类型不辐射介质传输线的对准，切换在传输线上的电磁波的传播/不传播。通过这样改变不辐射介质传输线的对准，可以切换介质传输线上的电磁波的传播/不传播，但由于在第一类型不辐射介质传输线中，沿电磁波的传播方向在导体表面上没有电流流过，从而由不辐射介质传输线的对准变化引起的传输特性的劣化较小，因此能够在插入损耗和反射特性方向得到良好的特性。

本发明的不辐射介质传输线部件在和其他相邻的不辐射介质传输线部件连接的连接部分提供第一类型不辐射介质传输线。结果，在不辐射介质传输线的连接部分中，类似于上述介质传输线开关的情况，可以解决由位置的移动引起的特性劣化和不均匀的问题。

组合不辐射介质传输线部件，构成本发明的不辐射介质传输线集成电路。采用这种结构，得到利用第一类型不辐射介质传输线和第二类型不辐射介质传输线的集成电路的各自的特性的集成电路。

Claims (8)

1．在一种不辐射介质传输线部件中，在两个大致上平行的导电板之间提供介质带，使用所述不辐射介质传输线，将所述介质带区域用作电磁波的传播区域，并将所述介质带的所述区域之外的另一区域用作不传播区域，其特征在于所述不辐射介质传输线部件包括：

第一类型不辐射介质传输线，其中所述导电板之间的间隔做得大致上等于所述介质带的高度；及

第二类型不辐射介质传输线，其中所述不传播区域中的所述导电板之间的间隔小于所述传播区域中所述导电板的空间，其中沿传播区域传播的LSM01，模式的截止频率低于LSE01模式的截止频率，并且其中只有LSM01模式以使用频率传播。

2．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于把所述第一类型不辐射介质传输线设置在耦合到介质谐振器的部分。

3．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于把所述第二类型的不辐射介质传输线用于多点环行器的传输线。

4．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于通过使所述第一类型不辐射介质传输线靠近，形成使它们相互耦合的耦合器。

5．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于通过将两个所述第二类型不辐射介质传输线设置得大致成直角，形成混频器。

6．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于提供不辐射介质传输线开关，所述开关通过改变两个所述不辐射介质传输线的对准，切换在传输线上的电磁波的传播/不传播。

7．如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件，其特征在于把所述第一类型的不辐射介质传输线设置在和相邻的另一个不辐射介质传输线部件连接的连接部分。

8．一种不辐射介质传输线集成电路，其特征在于所述集成电路通过组合如权利要求1所述的不辐射介质传输线部件而构成。

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