CN1201567A - 调谐控制装置 - Google Patents

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Abstract

调谐装置具有级联2个相移电路而形成的调谐电路1和包括相位差检测电路3和控制电压发生电路4的频率控制电路2。相位差检测电路3,在把在调谐电路1中含有的一个相移电路的输入信号和输出信号分别变换成矩形波信号后,对这2个矩形波信号进行异或运算,对控制电压发生电路4进行输出。控制电压发生电路4,使相位差检测电路3的输出平滑且进行放大,同时将其与规定的偏置电压进行加法运算,产生决定调谐电路1的调谐频率的控制电压。该控制电压输入到调谐电路1内部的2个移相电路。调谐电路1,根据控制信号,边使各个相移电路的时间常数保持相等并调整移相量,使调谐频率与调谐电路1的输入信号的频率重合。

Description

调谐控制装置
本发明涉及一种仅通过规定频率信号的调谐控制装置。
大家都知道，作为现有的滤波器和调谐电路，利用了LC共振等的各种结构。例如，超外差接收机的中频放大电路虽然包含滤波器的功能，但是这种中频放大电路，一般采用多组中频变压器(IFT)和电容器来实现所希望的频率特性。例如，在AM接收机的情况下，设定455kHz的中心频率，同时设定在离开中心频率9kHz的情况下，使之具有规定的衰减量。并且，是用一个陶瓷滤波器来代替多组中频变压器实现所要求的频率特性。
然而，在应用上述超外差方式的现有技术中，在为进行调谐的滤波器本身即中频放大电路的结构中，由于含有中频变压器或陶瓷滤波器，所以在集成电路衬底上集成包含它们全体的电路是困难的。
并且，与该中频放大电路组合的局部振荡电路，简单的借助于利用局部振荡变压器的LC振荡器来实现，高精度的电路则借助于利用晶体振荡的PLL结构来实现。特别是，在把局部振荡电路作成PLL结构的情况下，难以包含进行正弦波振荡的电压控制型振荡器(VCO)的集成化，故一部分使用了混合IC。
这样，不但难以集成作为滤波器工作的中频放大电路，而且难以集成与其组合并包含构成调谐机构的局部振荡电路之前的整个电路，因此希望能够有一种集成整个调谐机构的调谐控制装置。并且，假定即使已把迄今存在的滤波器整体或包含该滤波器的整个电路集成化，由于电路常数上发生较大离散，故使各个制成的芯片具有不同的特性。或者，由于考虑到因温度等中心频率变化等较大的情况，故即使是已进行了集成化的情况下，也需要可靠地能够达到预期频率特性的调谐控制装置。
本发明就是为解决这个问题而作出的，其目的在于提供一种适合于集成的新的调谐控制装置。
本发明的调谐控制装置具备：包括已级联的全通型2个相移电路，和使后级的上述相移电路的输出作为反馈信号反馈到前级的上述相移电路的输入一侧，同时对上述反馈信号与输入信号进行加法运算且输入到前级的上述相移电路中的加法电路，并仅使规定频率近旁的信号通过的调谐电路；以及
在把具有上述规定频率近旁的频率信号输入到上述调谐电路中时，根据在上述调谐电路中含有的一个相移电路的输入输出信号之间的相位差，使上述调谐电路的调谐频率与上述调谐电路的输入信号的频率重合的频率控制电路。
而且，通过控制，使得在调谐电路中包括的一个相移电路的输入输出信号间的相位差例如为90°，调谐频率变成总跟随输入信号的频率进行变化，可使两者频率重合起来。
附图的简单说明
图1是已应用了本发明的调谐电路的一实施例的调谐机构的构成图；
图2是表示调谐电路的详细构成图；
图3是表示已抽出示于图2的前级的相移电路构成的电路图；
图4是表示在图3中示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图5是表示已抽出示于图2的后级的相移电路构成的电路图；
图6是表示后级相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图7是把图2示出的2个相移电路和分压电路的全体置换为具有传输函数K1的电路的电路图；
图8是按照密勒定理已变换了图7示出的电路的电路图；
图9是表示图2示出的调谐电路的调谐特性图；
图10是表示2个相移电路中输入输出的信号间的相位关系图；
图11是表示调谐频率比输入到前级相移电路中的信号频率高的情况下的各个相移电路的输入输出间的相位关系图；
图12是表示调谐频率比输入到后级相移电路中的信号频率低的情况下的各个相移电路的输入输出间的相位关系图；
图13是表示频率控制电路的构成电路图；
图14是与输入到调谐电路中的信号频率比较调谐电路的调谐频率高时的时序图；
图15是与输入到调谐电路中的信号频率比较调谐电路的调谐频率低时的时序图；
图16是表示频率控制电路的另一构成例的电路图；
图17是与输入到示于图16的调谐电路中的信号频率比较调谐频率高时的时序图；
图18是与输入到示于图16的调谐电路中的信号频率比较调谐频率低时的时序图；
图19是表示兼有FM检波的调谐机构的构成图；
图20是表示图19示出的频率控制电路的详细构成电路图；
图21是表示已利用示于图19的调谐机构的FM接收机的构成图；
图22是表示并用了同步整流的AM检波的调谐机构的构成图；
图23是表示图22示出的同步整流电路的详细构成图；
图24是表示利用图22示出的调谐机构的AM接收机的构成图；
图25是表示包括LR电路的相移电路的构成电路图；
图26是表示在图25示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图27是表示包括LR电路的相移电路的另一种结构的电路图；
图28是表示在图27示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图29是表示调谐电路的第2变形例的电路图；
图30是表示包括LR电路的相移电路的构成图；
图31是表示包括LR电路的相移电路的另一结构的电路图；
图32是表示调谐电路的第4变形例的电路图；
图33是表示调谐电路的第5变形例的电路图；
图34是表示调谐电路的第6变形例的电路图；
图35是表示调谐电路的第7变形例的电路图；
图36是表示调谐电路的第8变形例的电路图；
图37是表示抽出在图36示出的前级相移电路的构成的电路图；
图38是表示在图37示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图39是表示抽出在图36示出的后级相移电路的构成的电路图；
图40是表示在图39示出的相移电路的输入输出与出现于电容等的电压之间的关系的向量图；
图41是表示包括LR电路的相移电路的构成图；
图42是表示在图41示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图43是表示包括LR电路的相移电路的另一结构的电路图；
图44是表示在图43示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图45是表示调谐电路的第10变形例的电路图；
图46是表示调谐电路的第11变形例的电路图；
图47是表示调谐电路的第12变形例的电路图；
图48是表示抽出在图47示出的前级相移电路的构成的电路图；
图49是表示在图48示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图50是表示抽出在图47示出的后级相移电路的构成的电路图；
图51是表示在图50示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图52是表示包括LR电路的相移电路的构成图；
图53是表示在图52示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图54是表示包括LR电路的相移电路的另一结构的电路图；
图55是表示在图54示出的相移电路的输入输出电压与在电容器等上出现的电压之间的关系向量图；
图56是表示调谐电路的第14变形例的电路图；
图57是表示调谐电路的第15变形例的电路图；
图58是以MOS型的FET形成在图3示出的相移电路内的可变电阻的调谐电路的电路图；
图59是作成为采用改变电容器的静电电容的办法来使全部调谐频率变化的调谐电路的电路图；
图60是用除FET以外的器件作为在图2示出的各个相移电路内的可变电阻的调谐电路的电路图；
图61是在运算放大器的构成中已抽出了相移电路工作所需部分的电路图。
用于实施发明的最佳实施例
下面，边参照附图，边具体说明本发明的调谐控制装置的一实施例。
[A、调谐频率的整体构成和工作]
本发明的调谐控制装置其特征在于，着眼于当同样设定包括于调谐电路中的2个相移电路的各时间常数的时候，在2个相移电路的每一个中，输入输出信号间的相位差为90°，即移相量成为90°或270°，通过控制使得当输入某一频率的交流信号时一个移相电路的移相量接近90°或270°，以使调谐频率与输入信号的频率重合。
图1是已应用了本发明的调谐电路的一实施例的调谐机构的构成图。
同图示出的调谐机构包括作为通过某一频率近旁的信号的滤波器功能的调谐电路1和对该调谐电路1的通过中心频率进行控制的频率控制电路2。
调谐电路1包括2个相移电路，把后级的相移电路的输出取出作为调谐电路1的输出，同时通过反馈电阻反馈该信号，对通过输入电阻输入的输入信号和通过反馈电阻反馈的反馈信号进行加法运算且输入到前级相移电路中，据此，以2个相移电路整体的移相量成为360°的频率进行规定的调谐工作。
而且，在把各相移电路的时间常数设定为相同的情况下，各相移电路中的移相量变成90°。要是换一个方式，若控制使得把各相移电路的时间常数设定为相同，同时任一个相移电路的移相量为90°，则可使调谐频率与输入信号的频率重合。
还有，调谐电路1，通过按照从外部输入的控制信号改变2个相移电路的移相量，就具有可以在某一范围任意设定调谐频率的结构。下面叙述调谐电路1的详细构成和详细工作。
在把输入输出的2种信号输入到调谐电路1含有的一个相移电路中，这2个信号间的相位差偏离开90°的情况下，频率控制电路2控制调谐电路1的调谐频率，以消除这一偏离。
为了进行这种控制，频率控制电路2的结构为包括相位差检测电路3和控制电压发生电路4。
相位差检测电路3，当调谐电路1中含有的一个相移电路的移相量为90°时占空比为50％，当移相量偏离开90°时，对应于该偏离，输出占空比偏离50％的矩形波信号。
控制电压发生电路4发生与从相位差检测电路3输出的矩形波信号的占空比相应的电压，把对这一发生的电压和规定的偏置电压进行加法运算后的电压作为控制信号向调谐电路1输出。
还有，下面将叙述构成上述频率控制电路2的相位差检测电路3和控制电压发生电路4的详细构成和工作。[B、调谐电路的详细构成和工作]
下面，详细说明示于图1的调谐电路1。图2是表示调谐电路1的详细结构的电路图。示于同图的调谐电路1包括：通过分别使输入的交流信号的相位移动规定量，在规定频率下，进行总计360°的移相量的相移电路110c、130c；由设于后级的相移电路110c的输出一侧的电阻162和164构成的分压电路160；分别借助反馈电阻170和输入电阻174(输入电阻174假设为具有反馈电阻170的电阻值的n倍的电阻值的电阻)，以规定的比率对分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
图3是表示已抽出示于图2的前级相移电路110c的构成图。示于同图的前级相移电路110c包括：本身为一种差动放大器的运算放大器112；使输入到输入端122的交流信号的相位移动规定量后输入到运算放大器112的非反相输入端子的可变电阻116和电容114；插入到输入端122和运算放大器112的反相输入端子之间的电阻118；连接于运算放大器112的输出端构成分压电路的电阻121和123；以及连接于该分压电路的输出端子和运算放大器112的反相输入端子之间的电阻120。
在具有这种结构的相移电路110c中，已把电阻118和电阻120的电阻值设定为相同值。并且，可变电阻116可以根据从外部来的控制电压改变电阻值，例如，如图3所示，用FET的沟道作为电阻体，采用借助示于图的控制输入端子194从外部把所供给的控制电压加到栅极上的办法设定电阻值。
若把规定的交流信号输入到示于图3的输入端122上，就会在运算放大器112的非反相输入端子，加上出现于可变电阻116两端的电压VR1。并且，在电阻118两端出现与电容114两端的电压VC1相同的电压VC1。相同的电流I流向2个电阻118和120，而且如上述那样，由于各个电阻118和120的电阻值相等，故在电阻120的两端也出现电压VC1。若把运算放大器112的反相输入端子(电压VR1)看作基准，对电阻118两端的电压VC1进行向量相加就成为输入电压Ei，对电阻120两端的电压VC1进行向量相减就成为电阻121和123连接点上的分压电压(分压输出)E0’。
图4是表示前级相移电路110c的输入输出电压和出现于电容器等的电压之间的关系向量图。
如上所述，若把加到运算放大器112的非反相输入端子上的电压VR1看作基准，则可知：输入电压Ei和分压电压E0’只与合成电压VC1的方向不同而其绝对值相等。因此，输入电压Ei和分压电压E0’的大小与相位的关系，可以用把输入电压Ei和分压电压E0’作为斜边，把电压VC1的2倍作为底边的等腰三角形表示，分压电压E0’的振幅与频率无关而与输入信号的振幅相同，移相量以示于图4的φ1表示。该移相量φ1，根据频率，以输入电压Ei作为基准，在时针的旋转方向(相位延迟方向)从180°变化到360°。
并且，相移电路110c的输出端124由于与运算放大器112的输出端子连接，假设电阻121的电阻值为R21，电阻123的电阻值为R23，则在输出电压E0和上述的分压电压E0’之间，相对对于电阻120的电阻值R21和R23是足够小时，存在着E0＝(1+R21/R23)E0’的关系。因此，借助于调整R21和R23的值可以得到比1大的增益，而且，即使如图4所示，频率发生变化，输出电压E0的振幅也恒定，可以只使相位移动规定量。
同样，图5是表示抽出示于图2的后级相移电路130c的构成图。示于同图的后级相移电路130c包括：本身为一种差动放大器的运算放大器132；使输入到输入端142的信号的相位移动规定量而后输入到运算放大器132的非反相输入端子的电容器134和可变电阻136；在输入端142与运算放大器132的反相输入端子之间插入的电阻138；连接于运算放大器132的输出端子构成分压电路的电阻141和143；以及连接于该分压电路的输出端子与运算放大器132的反相输入端子之间的电阻140。
在具有这样构成的相移电路130c中，将电阻138和电阻140设定为相同电阻值。并且，可变电阻136可以根据从外部来的控制电压变更电阻值，经示于图2的控制输入端195把从外部供给的控制电压加到栅极来设定电阻值。
如在示于图5的输入端142输入规定的交流信号，则在运算放大器132的非反相输入端子上，施加电容器134两端的电压VC2。并且，在电阻138的两端，出现与可变电阻136两端的电压VR2相同的电压VR2。相同电流I流向2个电阻138和140，而且，如上所述由于各电阻138和电阻140的电阻值相等，所以在电阻140的两端也出现电压VR2。若把运算放大器132的反相输入端子(电压VC2)看作基准，则对电阻138两端的电压VR2进行向量相加就成为输入电压Ei，对电阻140两端的电压VR2进行向量相减就成为电阻41和43连接点上的分压电压(分压输出)E0’。
图6是表示后级相移电路130c的输入输出电压和出现于电容器等的电压之间的关系向量图。
如上所述，若把加到运算放大器132的非反相输入端子上的电压VC2看作基准，则可知：输入电压Ei和分压电压E0’只与合成电压VR2的方向不同而其绝对值相等。因此，输入电压Ei和分压电压E0’的大小与相位的关系，可以用把输入电压Ei和分压电压E0’作为斜边，把电压VR2的2倍作为底边的等腰三角形表示，分压电压E0’的振幅与频率无关而与输入信号的振幅相同，移相量以示于图6的φ2表示。该移相量φ2，根据频率，以输入电压Ei作为基准，在时针的旋转方向从0°变化到180°。
并且，相移电路130c的输出端144由于与运算放大器132的输出端子连接，假设电阻141的电阻值为R41，电阻143的阴值为R43，则在输出电压E0和上述的分压电压E0’之间，当相对于电阻140而言电阻值R41和R43为足够小时，存在着E0＝(1+R41/R43)E0’的关系。因此，借助于调整R41和R43的值可以得到比1大的增益，而且，即使如图6所示，频率发生变化，输出电压E0的振幅也恒定，可以只移动规定量的相位。
这样一来，在2个相移电路110c、130c的每一个中，相位被移动规定量，如图4和图6所示，调谐电路1全部的移相量在规定的频率就成为360°。
并且，后级相移电路130c的输出，如图2所示，从输出端子192取出调谐电路1的输出，同时通过分压电路160的信号经反馈电阻170把该相移电路130c的输出反馈到前级的相移电路110c的输入侧。而且，对该反馈信号和经输入电阻174输入的信号进行相加，把相加后的信号输入到前级的相移电路110c中。
如上所述，借助于2个相移电路110c、130c，规定频率中的总计移相量为360°，这时，通过把由2个相移电路110c、130c、分压电路160和反馈电阻170产生的反馈环路的环路增益设定为1以下，就可以进行仅使上述规定频率成分的信号通过的调谐工作。
并且，由于从调谐电路1的输出端子192取出输入到分压电路160的前级相移电路130c的输出，故可以在调谐电路1自身中保持增益，可以与调谐工作同时放大信号振幅。
图7是已把具有上述构成的2相移电路110c、130c和分压电路160全部置换成具有传输函数K1的电路的电路图，具有与传输函数K1并联的电阻R0即反馈电阻170，串联连接具有反馈电阻170的n倍电阻值(nR0)的输入电阻174。
图8是按照密勒定理已对示于图7的电路进行变换的电路图，变换后的整个系统的传输函数A可以表达为：
A＝V0/Vi＝K1/{n(1-K1)+1}              …(1)
前级的相移电路110c的传输函数K2，把由可变电阻116和电容114构成的RC电路的时间常数假设为T1(可变电阻116的电阻值假设为R，电容114的静电电容假设为C以及T1＝RC)，则成为：
K2＝-a(1-T1S)/(1+T1S)                 …(2)其中，S＝jω，a1是相移电路110c的增益，且a1＝(1+R21/R23)＞1。
并且，后级的相移电路130c的传输函数K3，把由电容134和电阻136构成的RC电路的时间常数假设为T2(电容134的静电电容假设为C，可变电阻136的电阻值假设为R，以及T2＝RC)，则成为：
K3＝a2(1-T2s)/(1+T2s)                 …(3)其中，a2是相移电路130c的增益，且a2＝(1+R41/R43)＞1。
借助于通过分压电路160，设若信号振幅衰减为1/a1a2的振幅，则级联2个相移电路110c、130c和分压电路160时的整个传输函数K1为：
K1＝-{1+(Ts)2-2Ts]/{1+(Ts)2+2Ts]…(4)还有，在上述(4)式中，为了使计算简单，故已把各相移电路的时间常数T1、T2设定为共同的T。把该(4)式代入上述的(1)式，可得到：
A＝-{1+(Ts)2-2Ts}/[(2n+1){1+(Ts)2}+2Ts]
   ＝-{1/(2n+1)}[{1+(Ts)2-2Ts}
      /{1+(Ts)2+2Ts/(2n+1)}]    …(5)
根据上述(5)式，当ω＝0时(直流区)，则可以知道变成A＝-1/(2n+1)，并赋予最大衰减量。并且，当ω＝∞时，则可以知道变成A＝-1/(2n+1)，并赋予最大衰减量。再者，可知在ω＝1/T的调谐点，A＝1且与反馈电阻170和输入电阻174的阻抗比n无关。换句话说，如图9所示，无论n值如何变化，也不会偏离调谐点，而且调谐点的衰减量也不改变。
而且，通过改变前级相移电路110c内的可变电阻116和包含于后级相移电路130c的可变电阻136的各电阻值，可以使包含于相移电路110c、130c的各RC电路的时间常数变化，可在某个范围内任意改变调谐频率ω。
尽管，在上述的图7中，在以传输函数K1表示的全通电路具有输入阻抗的情况下，由于形成反馈电阻170和由该全通电路的输入阻抗而产生的分压电路，所以含有全通电路的反馈环路的环路增益变得比传输函数K1的绝对值还小。所谓全通电路的输入阻抗，就是前级相移电路110c的输入阻抗，是由可变电阻116和电容114构成的RC电路串联阻抗并联连接到运算放大器112的输入电阻118上而形成的输入阻抗。因此，为了补偿因全通电路输入阻抗而产生的反馈环路的环路增益损失，故需要把全通电路自身的增益设定为1以上。
例如，若忽略在相移电路110c中含有的电阻121和123构成的分压电路(分压比是1的情况下，上述(2)中的a1看作1的情况下)，根据(2)式，根据输入频率从增益为1倍的跟随器电路必须在增益作为-1倍的反相放大器的范围进行工作，所以把电阻118与120的电阻比作成1以外是不理想的。因为，若电阻118、120的各自电阻值设为R18、R20，则相移电路110c作为反相放大工作时的增益为-R20/R18，但不管电阻118与电阻120之电阻比如何，作为跟随器工作时的增益往往是1，所以在电阻118与电阻120的电阻比不是1的情况下，在相移电路110c工作的全区域中，是不可能满足仅仅改变其输入输出间的相位，而输出振幅不变的理想条件的。
通过把由电阻121和123构成的分压电路附加到相移电路110c的输出侧上，经该分压电路向运算放大器112的反相输入端施加反馈，就可以使电阻118和电阻120的电阻比保持为1不变并把相移电路110c的增益设定为1以上。同样，通过把由电阻141和143构成的分压电路附加到相移电路130c的输出侧上，经该分压电路向运算放大器132的反相输入端施加反馈，就可以使电阻138和电阻140的电阻比保持为1不变并把相移电路130c的增益设定为1以上。
还有，若根据(2)式或(3)式求出示于图4和图6的φ1(以输入电压Ei为基准在时针旋转方向(相位延迟方向)180°≤φ1≤360°)和φ2(以输入电压Ei为基准在时针旋转方向0°≤φ2≤180°)，则可得：
φ1＝tan{2ωT1/(1-ω2T1 2)}    …(6)
φ2＝tan{2ωT2/(1-ω2T2 2)}    …(7)
在T1＝T2(＝T)的情况下，ω＝1/T时，2个相移电路110c、130c的总计移相量为360°，进行上述的调谐工作，这时成为φ1＝270°，φ2＝90°。
图10是表示输入输出到2个相移电路110c、130c中的信号间的相位关系图，示出了输入到前级相移电路110c中的信号频率与调谐频率相等的情况。
前级的相移电路110c的输出信号S2，如图10(A)所示，以输出信号S1为基准，在时针旋转方向进行φ1＝270°相位移位。并且，后级的相移电路130c的输出信号S2，如图10(B)所示，以输出信号S2为基准，在时针旋转方向进行φ2＝90°相位移位。因此，如级联2个相移电路110c、130c，则如图10(C)所示，作为整体进行360°相位移位。
然而，在设定的调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率还高的情况下，上述φ1和φ2合并的结果不到360°。
图11是表示调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率高的情况下的各相移电路的输入输出间的相位关系图。
所谓调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率高的情况，就是输入的信号频率比调谐频率相对地低的情况。在这样的情况下，从图4和图6可知，前级的相移电路110c的移相量φ1比270°要小，后级的相移电路130c的移相量φ2比90°要小。因此，φ1和φ2分别如图11(A)、图11(B)所示，级联2个相移电路110c、130c时的总计移相量，如图11(C)所示，比360°要小。
可是，在这样的情况下，为了使调谐频率接近实际输入的信号频率，可以使上述的φ1和φ2增大，具体地说，可以使示于图2的可变电阻116的两端电压VR1和可变电阻136的两端电压VR2增大。例如，在以n沟道型的FET形成可变电阻116或136的情况下，可以降低栅极电压并增大沟道电阻。
另一方面，在调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率低的情况下，上述φ1和φ2合并的结果也不到360°。
图12是表示调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率低的情况下的各相移电路的输入输出间的相位关系图。
所谓调谐频率比输入到前级的相移电路110c中的信号频率低的情况，就是输入的信号频率比调谐频率相对地高的情况。在这样的情况下，从图4和图6可知，前级的相移电路110c的移相量φ1比270°要大，后级的相移电路130c的移相量φ2比90°要大。因此，φ1和φ2分别如图12(A)、图12(B)所示的那样，级联2个相移电路110c、130c时的总计移相量，如图12(C)所示，比360°要大。
可是，在这样的情况下，为了使调谐频率接近实际输入的信号频率，可以使上述的φ1和φ2的绝对值缩小，具体地说，可以使示于图2的可变电阻116的两端电压VR1和可变电阻136的两端电压VR2减小。例如，在以n沟道型的FET形成的可变电阻116或136的情况下，可以升高栅极电压减小沟道电阻。
如上述已说明的那样，由于在上述的调谐电路1中，把相移电路110c内的电阻118和电阻120的电阻值设定为相同值，同时把相移电路130c内的电阻138和电阻140的电阻值设定为相同值，故可以防止改变调谐频率时的振幅变动，从而得到具有大致恒定的振幅。
特别是，通过抑制调谐输出的振幅变动，可以使上述的电阻比n增大而使调谐电路1的Q值增大。即，如果对环路增益存在着频率依赖性，则在增益低的频率即使增大电阻比，Q也不升高，而在增益高的频率环路增益超过1才进行振荡。因此，在振幅变动大的情况下，为了防止这样的振荡发生，故不能把电阻比n设定在过大的值上，调谐电路1的Q值也变小。另一方面，根据图2示出的调谐电路1，即使电阻比设定得较大，由于调谐电路1的调谐输出不发生振幅变动，所以可以增大电阻比并增大Q值。
而且，通过将经分压电路160衰减的信号作为反馈信号使用，同时将输入到分压电路160前的信号作为调谐电路1的输出取出，可以进行从输入信号中只抽出所定频率成分的调谐工作，同时可以对该抽出的信号进行规定的放大。
还有，在上述的图2所示的调谐电路1中，可以省去连接于含有调谐电路1的各相移电路内的运算放大器112或132的输出端上的分压电路之中的任一个分压电路，或把分压比设定为1。例如，省去相移电路110c内的分压电路而把运算放大器112的输出端子直接与电阻120的一端连接也是可以的。
这样，若对已级联的2个相移电路的一个省去分压电路把增益设定为1，则通过把另一方的相移电路110c的增益设定为比1大的值，进行与示于图2的调谐电路1同样的调谐工作。
并且，在不需要放大工作的情况下，可以省去相移电路130c的后级分压电路160，把相移电路130c的输出直接反馈到前级一侧。或者，也可以是使分压电路160内的电阻162的电阻值为极其小的值并把分压比设定为1。[C、频率控制电路的详细构成和工作]
下面，详细说明示于图1的频率控制电路2。图13是表示频率控制电路2的构成的电路图，该图示出了包含在频率控制电路2中的相位差检测电路3和控制电压发生电路4的详细结构。
示于图13的相位差检测电路3包括：源跟随器等的缓冲器30、2个电压比较器31、32和EX-OR(“异或”)门33。
2个电压比较器31和32的反相输入端共同接地，经缓冲器30，把从调谐电路1的控制输出端子196输出的信号(后级的相移电路130c的输入信号)输入到一个电压比较器31的非反相输入端，且把从调谐电路1的控制输出端子197输出的信号(后级的相移电路130c的输出信号)输入到另一电压比较器32的非反相输入端。
按照输入到非反相输入端子的信号电压电平是比0V高还是低，各个电压比较器31和32输出具有正、负二者之一的电压电平的矩形波信号。即，电压比较器31、32输出分别与从调谐电路1的控制输出端子196、197输出的信号相同频率和相位的矩形波信号。
把从各个电压比较器31和32分别输出的矩形波信号作为输入，使各矩形波信号具有正极性的电压电平对应于逻辑H，负极性的电压电平对应于逻辑L，由EX-OR门33求出这些2输入的“异或”。
因此，例如，在从调谐电路1的2个控制输出端子196，197输出的2个信号的相位差为90°的情况下，从电压比较器31和32分别输出的矩形波信号的相位差为90°，则从EX-OR门33输出具有这些矩形波信号2倍的频率，而占空比为50％的矩形波信号。
示于图13的控制电压发生电路4备有：由电阻40和电容41构成的低通滤波器、发生规定偏置电压的可变电阻42、及由运算放大器44、电阻45和电阻46构成的放大器。
低通滤波器，按照由电阻40和电容41决定的时间常数，从EX-OR门33输出的矩形波信号中除去高频成分。因此，在从EX-OR门33输出的矩形波信号的占空比比50％还大的情况下(高电平的相对比例大的情况)，低通滤波器的输出电压慢慢上升，相反，在从EX-OR门33输出的矩形波信号的占空比比50％要小的情况下，低通滤波器的输出电压慢慢下降。还有，示于图13的低通滤波器虽然是被插入到放大器之前，但也可以采用与放大器的反馈电阻并联连接电容器等的办法，和放大器一体形成。
在运算放大器44的输出端子与反相输入端子之间连接有电阻45，并且经电阻46使反相输入端子接地。借助于这样的连接方式，运算放大器44作为具有对应于电阻45、46的电阻比的放大倍数的放大器的功能。在运算放大器44中已放大的电压，如以下说明的那样，在与规定的偏置电压进行加法运算产生控制电压之后，输入到调谐电路1中去。
在运算放大器44的反相输入端子上，经电阻43连接已将2个固定端子连接于正电源Vdd和负电源Vss上的可变电阻42的可动端子。因而，借助于包括可变电阻42而构成的偏置电路，使运算放大器44的输出端电压设定到规定的偏置电压上。还有，实际上在半导体衬底上形成该可变电阻42的情况下，可以利用FET等的有源器件来形成可变电阻。
当调谐电路1的调谐频率与输入信号的频率重合时(即，没有误差时)，由于在调谐电路1的一个相移电路110c中含有的可变电阻116和另一个相移电路130c上含有的可变电阻136的各自栅极上设定应加的电压，故设置了该偏置电路。
还有，在使用FET构成可变电阻116和136的情况下，即使以同一栅电压加到各个FET上，如果各个FET的源极电位等不同，则有时会出现电阻值不同。因此，在实际组合电路的情况下，理想的是根据控制电压发生电路4的输出电压使之互相连动，把发生2种可变栅极电压的分配器5连接到控制电压发生电路4与调谐电路1之间。或者，当加上同一栅极电压时，可以挑选FET使得电阻值变成相等，进行这样的挑选就可以省去示于图13的分配器5。
本实施例的频率控制电路2具有这样的详细构成，下面分情况说明其详细工作。[C-1、调谐频率比输入信号频率高的情况]
图14是调谐电路1的调谐频率与输入到调谐电路1中的信号频率相比高的情况的时序图，并示出了频率控制电路2内的各构成的输入输出时序图。同图(A)～(F)对应于图13的电路图中示出的标号A～F。
在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率高的情况下，如图11所示，由于后级的相移电路130c的移相量φ2小于90°，故从调谐电路1的2个控制输出端子196、197输出的2个信号，分别具有示于图14(A)的控制输出①和示于图14(B)的控制输出②那样的相位关系。
相位差检测电路3内的一方的电压比较器31，当上述的控制输出①的电压电平比0V高时，输出H电平的信号。因而，如图14(C)所示，从电压比较器31输出具有与控制输出①相同频率和相位的信号，即，当正极性时控制输出①的电压电平成为H电平，相反地当负极性时控制输出①的电压电平为L电平的矩形波信号。
同样，相位差检测电路3内的另一个电压比较器32，当上述的控制输出②的电压电平高于0V时，输出H电平的信号。因而，如图14(D)所示，从电压比较器32输出具有与控制输出②相同频率和相位的信号，即，当正极性时控制输出②的电压电平为H电平，相反地当负极性时控制输出②的电压电平为L电平的矩形波信号。
当2个电压比较器31、32的各输出逻辑不同时EX-OR门33输出变成H电平的矩形波信号，而各输出逻辑相同时则变成L电平的矩形波信号。在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率高时，由于后级的相移电路130c的移相量φ2比90°小，故如图14(E)所示，输出占空比小于50％的矩形波信号。
从该EX-OR门33输出的矩形波信号，经过由控制电压发生电路4内的电阻40和电容器41构成的低通滤波器，输入到运算放大器44的非反相输入端中。该低通滤波器是为了从输入的矩形波信号中除去高频成分而使用的，在该输入的矩形波信号的占空比小于50％的情况下，如图14(F)所示，低通滤波器的输出电压变成低于0V。
借助于由包括运算放大器44构成的放大器，以规定的放大倍数放大该低通滤波器的输出电压，进而对已用可变电阻42设定的规定的偏置电压进行加法运算。而且，通过把相加算出的电压加到分配器5上，而产生加到调谐电路1的控制输入端子194、195上的各个控制电压。因此，在从EX-OR门33输出的矩形波信号的占空比小于50％时，这些控制电压将向小变化。
这样以来，向调谐电路1反馈的控制电压降低，使调谐电路1的调谐频率变低。重复这种控制直到调谐电路1的输出信号频率与调谐频率的偏差消除为止，经过规定时间后调谐频率就与输出信号的频率重合起来。[C-2、调谐频率比输入信号频率低的情况]
图15是调谐电路1的调谐频率与输入到调谐电路1中的信号频率相比低的情况的时序图，并示出了频率控制电路2内的各构成的输入输出时序图。与图14相同，图15(A)～(F)对应于图13的电路图中示出的标号A～F。
在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率低的情况下，如图12所示，因为后级的相移电路130c的移相量φ2变成大于90°，故若观察从调谐电路1的2个控制输出端子196、197输出的2个信号，就成为示于图15(A)的控制输出①和示于图15(B)的控制输出②那样的相位关系。
如上所述，相位差检测电路3内的电压比较器31，当控制输出①的电压电平高于0V时，输出变成H电平的矩形波信号(图15(C))；电压比较器32，当控制输出②的电压电平高于0V时，输出变成H电平的矩形波信号(图15(D))。
并且，当这2个电压比较器31、32的各输出逻辑不同时，EX-OR门33输出变成H电平的矩形波信号，而相同时则输出变成L电平的矩形波信号。因而，在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率低时，由于后级的相移电路130c的移相量φ2变成大于90°，故如图15(E)所示，EX-OR门33输出的矩形波信号的占空比变成大于50％。
因此，控制电压发生电路4内的低通滤波器的输出电压，如图15(F)所示变成高于0V，随之经分配器5从控制电压发生电路4向调谐电路1施加的控制电压也向高的方向变化。
这样以来，向调谐电路1反馈的控制电压升高，使调谐电路1的调谐频率向高的方向变化。重复这种控制直到调谐电路1的输出信号频率与调谐频率的偏差消除为止，经过规定时间后调谐频率就与输出信号的频率重合起来。
这样，根据本实施例的调谐机构，为了进行控制使得调谐电路1的一个相移电路130c的输入输出信号间的相位差变成90°，故调谐频率时总跟随输入信号频率而变化，且两者频率必定重合。因此，在把本实施例的调谐机构应用于，例如超外差式接收机的情况下，可以容易地使调谐频率与输入发射波等的载波频率重合。
并且，本实施例的调谐机构内部所包含的调谐电路1和频率控制电路2，由电压比较器及门电路或者运算放大器、电容器、电阻等构成，由于任一种器件均可以形成于半导体衬底上，所以可以把整个调谐机构或包括调谐机构及其外围电路整体集成到半导体衬底上。
特别是，在集成化了整个调谐机构的情况下，虽然考虑到制成的每个芯片中电路常数上发生较大离散而使频率特性不重合，但即使是这样的情况下，根据本实施例的调谐机构，因为以跟随具有规定频率的输入信号的方式使调谐电路1的调谐频率变化，故电路器件特性离散并不影响实际调谐特性，总可得到稳定的调谐特性。
并且，在集成化了整个调谐机构的情况下，虽然考虑到随使用时的温度变化而使电阻等各种器件常数变化，但是因为用本实施例的调谐控制装置进行控制，总是与输入信号的频率重合，故即使各种器件常数变化了的情况下，加上适度反馈，输入信号的频率与调谐频率之间的不吻合也被消除了。[D、频率控制电路的另一个例子]
下面，说明示于图1的频率控制电路2的另一个例子。虽然在图13中已详细示出了构成的频率控制电路2内的相位差检测电路3使用EX-OR门33来实现，但也可以用除此以外的器件来构成。
图16是表示频率控制电路的另一个构成例的详细电路图，该图具有把示于图13的相位差检测电路3置换成相位差检测电路3A的结构。
示于图16的相位差检测电路3A包括：缓冲器30、2个电压比较器31和32、以及根据电压比较器31的输出控制各种工作的转换缓冲器34。该相位差检测电路3A具有把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33置换成转换缓冲器34，同时电压比较器32的2个输入端子调换连接的结构。还有，也可以是把该转换缓冲器34置换成模拟开关。
图17是与输入到示于图16的调谐电路1中的信号频率相比，调谐频率较高情况下的时序图，该图分别示出了构成频率控制电路的相位差检测电路3A和控制电压发生电路4的各构成中的输入输出时序。图17(A)～(F)对应于图16中已示出的标号A～F。
还有，示于图17(A)～(C)的时序与已示于图14(A)～(C)的各种时序相同，以下说明主要着眼于转换缓冲器34的工作。
如上所述，把一个电压比较器31的输出信号输入到转换缓冲器34的控制端子，根据该控制端子的电压电平，转换缓冲器34通过或切断电压比较器32的输出。例如，当电压比较器31的输出信号为H电平时，让从另一个电压比较器32输出的信号原封不动地通过，反之当电压比较器31的输出为L电平时，则变成高阻抗状态。
但是，在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率高的情况下，转换缓冲器34可以作为缓冲器进行工作，即，一电压比较器31的输出为H电平时，另一电压比较器32的输出，在L电平期间比在H电平期间要长。
因此，如图17(E)所示，当一个电压比较器31的输出处于L电平时从转换缓冲器34的输出变成为0V，当电压比较器31的输出处于H电平时则输出为L电平或H电平的信号。
这样，在调谐频率比输入信号频率高的情况下，由于转换缓冲器34的输出在L电平期间比在H电平期间要长，故由控制电压发生电路4内的电阻40和电容器41构成的低通滤波器的输出电压，如图17(F)所示，变成低于0V，随之反馈到调谐电路1中的控制电压也向降低的方向变化。
还有，转换缓冲器34的输出由于1周期之中的半个周期一定变成0V，故与如图13所示使用EX-OR门33的情况比较，检测灵敏度低，控制的响应速度变慢了。
图18是与输入到示于图16的调谐电路1中的信号频率相比，调谐频率低的情况下的时序图，该图分别示出了构成频率控制电路的相位差检测电路3A和控制电压发生电路4的各构成中的输入输出时序。图18(A)～(F)对应于图16中已示出的标号A～F。
在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率低的情况下，电压比较器31的输出为H电平时的转换缓冲器34的输出电平与上述情况不同。即，在电压比较器31的输出为H电平时，转换缓冲器34的输出，在H电平期间比在L电平期间要长。还有，电压比较器31的输出为L电平时，转换缓冲器34的输出恒常为0V。
这样，在调谐频率比输入信号频率低的情况下，由于转换缓冲器34的输出在H电平期间比在L电平期间要长，故由控制电压发生电路4内的电阻40和电容器41构成的低通滤波器的输出电压，如图18(F)所示，变成高于0V，随之反馈到调谐电路1中的控制电压也往高的方向变化。
这样以来，在调谐频率比调谐电路1的输入信号频率高的情况下，反馈的控制电压变低，使调谐频率向低的方向变化，相反在调谐频率为低的情况下，由于反馈的控制电压变高，使调谐频率也往高的方向变化，所以进行控制总是使调谐频率跟随输入信号的频率并与之重合起来。[E、应用于FM接收机时的例子]
下面，说明将上述的本实施例的调谐机构应用于FM接收机的情况。在调谐电路1的输入信号频率变化的情况下，示于图1的频率控制电路2跟随该频率变化而使反馈到调谐电路1中的控制电压变化。因此，原理上就该控制电压而言，在把FM波看作调谐电路1的输入信号的频率变化，即作为输入信号的情况下，包含着与该FM波的调制信号相同频率成分，本实施例就把该频率成分作为FM检波信号取了出来。
图19是表示已兼有FM检波的调谐机构的构成图。示于该图的构成，将示于图1的频率控制电路2内的控制电压发生电路4置换成控制电压发生电路4A，且与向调谐电路1反馈的控制电压并行从该控制电压发生电路4A取出FM检波信号。
图20是表示在图19中示出的频率控制电路2的详细结构的电路图。构成频率控制电路2的相位差检测电路3的详细构成与示于图13的构成相同，控制电压发生电路4A的构成与示于图13的控制电压发生电路4有一些不同。
控制电压发生电路4A，包括由电阻40和电容器41构成的低通滤波器、运算放大器44、及由电阻45和46构成的放大器这点，及借助于操作可变电阻42可以任意变更从控制电压发生电路4A加到调谐电路1上的控制电压的偏置电压这一点，与示于图13的控制电压发生电路4相同。
控制电压发生电路4A具有与已示于图13的控制电压发生电路相同的结构，此外还具有由电阻47和电容48构成的第2低通滤波器和由运算放大器49与电阻50、51构成的第2放大器。
为了从相位差检测电路3输出的矩形波信号中除去高频信号，故设置了由电阻40和电容器41构成的第1低通滤波器。按照上述矩形波信号的占空比，从该第1低通滤波器输出直流电压电平平稳变化的信号。
与此相反，为了从相位差检测电路3输出的矩形波信号中除去约20kHz以上的高频成分，故设置了由电阻47和电容48构成的第2低通滤波器。从该第2低通滤波器，把FM声音等的FM调制信号作为FM检波信号输出。该FM检波信号用由运算放大器49等构成的放大器进行放大，并取出到控制电压发生电路4A的外部。
图21是表示利用示于图19的调谐机构的FM接收机的构成图。
示于图21的FM接收机包括：示于图19和图20的调谐电路1和频率控制电路2、高频放大电路10、低频放大电路12、扬声器14以及天线16。
高频放大电路10对已被天线16接收的FM波进行高频放大并输入到调谐电路1。如上所述，根据从频率控制电路2来的控制电压，调谐电路1进行使调谐频率与输入的FM波的频率重合的控制。
低频放大电路12对从频率控制电路2内的控制电压发生电路4A输出FM检波信号进行低频放大，并从扬声器14输出声音。另外，也可以用耳机变换为声音，而不用扬声器14。
并且，示于图21的FM接收机由于在从天线16来的输入部分用调谐电路1直接抽出所要频率的FM波而不用由可变电容器及磁棒天线成的LC电路，所以输入部分的设计变得容易了。因此，可以用短棒状或线状的导电性材料形成天线16，可以效率良好地接收FM波。具体地说，或借助于使用于汽车收音机等的拉杆天线形成天线16，或仅仅使用耳机的引线部分用作天线16，就可以以良好灵敏度接收所要求的FM波，可以省去以往不可缺少的磁棒天线。
并且，由于完全不用磁棒天线，故可以在半导体衬底上集成几乎全部包括调谐电路1及频率控制电路2和高频放大电路10等的FM接收机的构成电路，也可以在1个芯片上形成构成电路。
这样，通过调整在控制电压发生电路4A中包含的低通滤波器的时间常数，可以容易地从输入到调谐电路1中的进行了FM调制的信号中仅仅取出FM调制信号，在把图19示出的调谐机构应用于FM接收机的情况下，就不必象原来那样，在调谐机构的后级另外设置FM检波电路，可以简化电路结构。
在现有的FM接收机中，为了在消除振幅变动影响之后进行FM检波，而在调谐机构与FM检波电路之间设置了限幅器，但因示于图20的调谐机构中用相位差检测电路3内的2个电压比较器变换成矩形波信号不受振幅变动影响，所以以往必须的限幅器电路也就不需要了。
另外，图19和图20虽然已说明从频率控制电路2内的控制电压发生电路4A取出FM检波信号的情况，当然，象在现有的接收机中那样，也可以把使用限幅器电路和各种检波方式的FM检波电路连接到调谐电路1的后级上获得FM检波信号。[F、应用于AM接收机时的例子]
下面，说明把上述的本实施例的调谐机构应用于AM接收机的情况。本实施例的调谐电路1在调谐时借助于全部2个相移电路110c、130c，合计进行360°的移相。因此，可以通过把调谐电路1的输出信号作为基准信号对输入信号进行同步整流，仅仅从包含于输入信号的各种频率成分中抽出与调谐频率相同的频率成分，并把该同步整流输出用作AM检波信号。
图22是表示已并用由同步整流实现的AM检波的调谐机构的结构图。示于该图的调谐机构加到示于图1的调谐电路1和频率控制电路2上，包括同步整流电路6和连接于其后级的低通滤波器(LPF)7。
通常，与某一参考信号同步对输入信号进行转换操作，就是所谓等效于对参考信号与输入信号进行混合。现在，考虑作为输入信号彼此频率已接近的第1和第2信号，设第1信号的频率为f1，第2信号的频率为f2(＝f1+Δf)。并且，设基准信号频率为fr。
若用这样的基准信号对输入信号进行同步整流，则由于相当于对可用三角函数表示的各信号彼此相乘，所以，作为其结果，产生输入信号频率f1和f2与基准信号频率fr之间的和以及差的成分。因而，通过使输入信号中的第1信号与基准信号相乘，出现f1+fr、f1-fr的各频率成分，通过使输入信号中的第2信号与基准信号相乘，出现f1+Δf+fr、f1+Δf-fr的各频率成分。
现在，若设fr＝f1，则通过使输入信号中的第1信号与基准信号相乘，出现2f1、0的各频率成分，通过使输入信号中的第2信号与基准信号相乘，出现2f1+Δf、Δf的各频率成分。因此，作为同步输出出现2f+Δf、2f1、Δf、0的各频率成分。其中，所谓频率“0”成分就是直流成分，实际上在该直流成分中含有调制信号，所以采用使该直流成分与此外的交流成分(2f1+Δf、2f1、Δf)分离而只取出直流成分的办法，可以同时进行利用同步整流的检波和同步分离。
在考虑了国内的AM发射的情况下，因为上述的Δf是9kHz，故采用可以除去大于该9kHz频率成分的低通滤波器7的办法，就能够只取出与基准信号具有相同频率的所要求的发射波成分。
图23是表示在图22中示出的同步整流电路6的详细结构图。示于该图的同步整流电路6有电压比较器60和模拟开关(AS)61。
该电压比较器60，其反相输入端子接地，调谐电路1的输出信号输入到其非反相输入端。因此，电压比较器60，在调谐电路1的输出信号处于比0V高的电压电平时输出具有规定正电压的矩形波信号，相反在处于比0V低的电压电平时则输出具有规定负电压的矩形波信号。
模拟开关61，根据从电压比较器60输出的电压电平，转换开关状态。即，当从电压比较器60输出的矩形波信号为规定的正电压时，让调谐电路1的输入信号通过，当矩形波信号为规定的负电压时，切断调谐电路1的输入信号。模拟开关61的输出被输入到低通滤波器7，借助于该低通滤波器7仅抽出与调谐频率相等的频率成分，从而得到AM检波信号。
在本实施例中，所用的调谐电路1，如已用示于图2的详细构成说明过的那样，在理论上即使调谐频率变化的情况下，信号振幅也不会衰减，总是可以获得恒定振幅的输出信号。但是，实际上，从组装调谐电路1进行模拟看来，因调谐频率的变化而输出振幅会有些变化，并因构成可变电阻116、136的FET的种类或可变幅度等不同输出信号有时也会产生畸变。可是，如图22所示，通过对调谐电路1的输入信号进行同步整流，却可以消除通过调谐电路1而使振幅变动或发生畸变等引起的AM检波信号的影响，可以取出良好SN比的AM检波信号。
并且，在把同步整流输出用于AM检波的情况下，由于不存在象例如用二极管进行AM检波时那样的低于正向电压的无信号区域，故可以具有线性良好的AM接收信号。特别是，在半导体衬底上集成包括AM检波电路的整个调谐机构的情况下，由于使用正向电压高的硅二极管而不使用正向电压低的锗二极管，所以不使用二极管的检波方式是理想的。因此，示于图22的调谐机构，在集成化的情况下特别有效。
另外，在示于图22的调谐机构中，虽然对调谐电路1的输入信号进行了同步整流，但很显然，象现有的接收机那样，把利用同步整流的AM检波电路连接到调谐电路1的后级上，或者把利用其它检波方式的AM检波电路连接到调谐电路1的后级上得到AM检波信号也是可以的。
图24是表示利用了示于图22调谐机构的AM接收机的结构图。
示于图24的AM接收机，除示于图22的调谐电路1、频率控制电路2、同步整流电路6和低通滤波器7之外，还包括高频放大电路10、低通滤波器7、低频放大电路12、扬声器14和天线16。
在用高频放大电路10对天线16接收到的AM波进行高频放大之后输入到调谐电路1中。借助于频率控制电路2控制调谐电路1的调谐频率，这时用从调谐电路1输出的信号进行同步整流，并从低通滤波器7输出AM检波信号。该AM检波信号通过低频放大电路12放大之后再从扬声器14输出。[调谐电路的第1变形例]
虽然含有示于图2的调谐机构的调谐电路1包括RC电路构成了各相移电路110c、130c，但是也可以采用将RC电路置换成由电阻和电感构成的LR电路的相移电路而构成调谐电路。
图25是表示含有LR电路的相移电路的另一种结构的电路图，已示出了可以置换为示于图2的调谐电路1前级的相移电路110c的结构。示于该图的相移电路110L具有将示于图3的相移电路110c内由电容114和可变电阻116构成的RC电路，置换成由可变电阻116和电感117构成的LR电路的结构。
因此，示于图25的相移电路110L的输入输出电压等的关系，如图26的向量图所示，可以认为是，分别把示于图4的电压VC1置换为可变电阻116两端的电压VR1，且示于图4的电压VR1置换为电感117两端的电压VL1。
并且，若设由电感器1 17和可变电阻116构成的LR电路时间常数为T1(设电感器117的电感为L、设可变电阻116的电阻值为R，则T1＝L/R)，则相移电路110L的移相量φ3与上述(6)式示出的φ1相同。
图27是表示含有LR电路的相移电路的另一种结构的电路图，已示出了可以置换为示于图2的调谐电路1后级的相移电路130c的结构。示于该图的相移电路130L具有将示于图5的相移电路130c内由可变电阻136和电容134构成的RC电路，置换成由电感137和可变电阻136构成的LR电路的结构。
因此，示于图27的相移电路130L的输入输出电压等的关系，如图28的向量图所示，可以认为是，分别把示于图6的电压VC2置换为可变电阻136两端的电压VR2，且示于图6的电压VR2置换为电感137两端的电压VL2。
并且，若设由可变电阻136和电感器137构成的LR电路时间常数为T2(设可变电阻136的电阻值为R、设电感器137的电感为L，则T2＝L/R)，则相移电路130L的移相量φ4与上述(7)式示出的φ2相同。
这样，示于图25的相移电路110L和示于图27的相移电路130L，分别与示于图3或图5的相移电路110c、130c等效，在示于图2的调谐电路1中，可以分别把前级的相移电路110c置换成示于图25的相移电路110L，把后级的相移电路130c置换成示于图27的相移电路130L。包括相移电路110L、130L而构成的调谐电路的调谐频率，由于例如与各相移电路110L、130L内的LR电路时间常数的倒数R/L成比例，容易在其中借助于集成化使电感L缩小，所以采用使含有2个相移电路110L、130L来构成整个调谐电路集成化的办法，容易使调谐频率高频化。
另外，在把示于图2的相移电路110c、130c，分别置换成示于图25的相移电路110L和示于图27的相移电路130L的情况下，由于形成可变电阻116和136的FET的栅电压变化时的各移相量的变化方向相反，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
并且，在把示于图2的调谐电路1内的相移电路110c、130c，分别置换成相移电路110L、130L的情况下，连接到各相移电路内的运算放大器112或132的输出端上的分压电路之中，可以省去任一分压电路。或者，可以省去双方的分压电路，并采用调整电阻118与120的电阻比、电阻138与140的电阻比的办法，对在调谐电路1的反馈电路上产生的损失进行补偿。
在不需要放大工作的情况下，可以再可省去后级相移电路的后级分压电路160，而把后级相移电路的输出直接反馈到前级一侧。或者，也可以把分压电路160内的电阻162的电阻值作成极其之小的值将分压比设定为1。[调谐电路的第2变形例]
图29是表示调谐电路的第2变形例的电路图。示于该图的调谐电路1A，包括：采用使分别输入的交流信号的相位进行规定量移位的办法，在规定的频率合计进行360°移相量的2个相移电路210c、230c；和分别经反馈电阻170和输入电阻174(假设输入电阻174具有反馈电阻170电阻值的n倍电阻值)，以规定的比例对后级的相移电路230c的输出(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
在示于图2的调谐电路1中，把前级的相移电路110c内的电阻118和电阻120的各电阻值设定为相同，故可以抑制输入交流信号的频率变化时的振幅变化，通过把由电阻121和123形成的分压电路连接到运算放大器112的输出一侧，而把相移电路110c的增益设定为大于1的值。因此，在示于图29的调谐电路1A中含有的前级相移电路210c，在相移电路内不设分压电路，采用设定电阻120’的电阻值比电阻118’的电阻值还大的办法，使相移电路210c的增益设定为大于1的值。
至于后级相移电路230c也同样，采用设定电阻140’的电阻值比电阻138’的电阻值还大的办法，使相移电路230c的增益设定为大于1的值。并且，在相移电路230c的输出端子连接有反馈电阻170、输出端子192和电阻178。
还有，虽然把后级的相移电路230c的输出直接反馈到示于图29的调谐电路1A中，也可以使分压电路连接到后级相移电路230c的更后级上，经反馈电阻170反馈该分压输出。
但是，如上所述，若设定各电阻值使相移电路的增益为大于1的值，则随输入的信号频率而会产生增益变动。例如，就前级的相移电路210c来说，在输入信号频率低时，由于相移电路210c变成电压跟随电路，这时的增益为1倍，相反在频率高时，由于相移电路230c变成反相放大器，这时的增益为-m倍(m为电阻120’和电阻118’之比)，所以当输入信号频率变化时，相移电路210c的增益也变化并产生输出信号的振幅变动。
这样的振幅变动可以采用把电阻119连接到运算放大器112的反相输入端子上，使输入信号低时和高时的增益重合的办法进行抑制。具体地说，如果设电阻118’的电阻值为r、电阻120’的电阻值为mr，则采用把电阻119的电阻值设定为mr/(m-1)的办法，就可以使输入信号的频率为0和无限大时的相移电路210c的各增益重合起来。同样，对相移电路230c来说，也可以采用把具有规定电阻值的电阻119连接到运算放大器132的反相输入端子上的办法，抑制输出信号的振幅变动。另外，电阻119和电阻139的一端也可以连接到除地电平以外的固定电位上。[调谐电路的第3变形例]
在示于图29的调谐电路1A中，已说明了在相移电路210c、230c内含有RC电路的例子，但在用LR电路代替RC电路的情况下，也可以构成同样的相移电路。
图30是表示含有LR电路的相移电路的构成电路图，并示出了可以置换为示于图29的调谐电路1A的前级相移电路210c的结构。示于该图的相移电路210L具有把由示于图29的前级相移电路210c内的电容114和可变电阻116构成的RC电路，置换成由可变电阻116和电感117构成的LR电路。
另一方面，图31是表示含有LR电路的相移电路的另一种构成电路图，并示出了可以置换为示于图29的调谐电路1A的后级相移电路230c的结构。示于该图的相移电路230I具有把由示于图29的后级相移电路230c内的可变电阻136和电容134构成的RC电路，置换成由电感137和可变电阻136构成的LR电路。
示于图30的相移电路210L与示于图29的前级相移电路210c是等效的，可以把示于图29的调谐电路1A的前级相移电路210c置换成示于图30的相移电路210L。同样地，示于图31的相移电路230L与示于图29的后级相移电路230c是等效的，可以把示于图29的调谐电路1A的后级相移电路230c置换成示于图31的相移电路230L。
在把2个相移电路210c、230c，分别置换成相移电路210L、230L的情况下，通过使整个调谐电路集成化，就容易使调谐频率高频化。
另外，在把示于图29的相移电路210c、230c，分别置换成示于图30的相移电路210L和示于图31的相移电路230L的情况下，由于使形成可变电阻116和136的FET的栅电压变化时的各移相量的变化方向成为相反方向，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
但是，示于图29的调谐电路1A，采用2个相移电路210c、230c上分别连接电阻119或139的办法，以防止调谐频率变动时的振幅变动，但是因为频率的可变范围狭窄时振幅变动也变小，故可以去掉上述的电阻119和139来构成调谐电路。或者，也可以只去掉电阻119或139中的一个来构成调谐电路。[调谐电路的第4变形例]
在上述的调谐电路1、1A中，由于包含2个相移电路110c等的全通电路和反馈电阻170构成的反馈电路的反馈增益的损失起因于前级相移电路110c等的输入阻抗，所以，为了抑制起因于该输入阻抗的损失发生，可以在前级的相移电路110c等的再前级插入由晶体管构成的跟随电路，经该跟随电路把反馈信号输出到前级的相移电路(例如110c及110L等)中。
图32是表示内部含有跟随电路的调谐电路一例的电路图。示于该图的调谐电路1B与示于图2的调谐电路1的不同点在于在前级相移电路110c的前级一侧插入了由晶体管形成的跟随电路150。还有，示于图32的跟随电路150，虽然可用所谓源极跟随电路构成，但也可以用射极跟随电路构成。在图32中，也可以把分压电路160的分压比设定为1，或者，省去该分压电路160本身，仅仅由整个调谐电路进行调谐工作而不进行放大工作。
这样，若在前级的相移电路110c等的前级一侧级联由晶体管形成的跟随电路150，与图2的调谐电路1等比较，可以增加反馈电阻170和输入电阻174的电阻值。特别是，在把整个调谐电路集成到半导体衬底上的情况下，如果把反馈电阻170等的电阻值做得小，则使器件的占有面积增大，所以希望电阻值大到某种程度。因此，在集成化等情况下，连接如图32所示的这种跟随电路50是特别有效的。[调谐电路的第5变形例]
在示于图2的调谐电路1中，虽然假设2个相移电路110c、130c合在一起的移相量定为360°，但是也可以在已级联的相移电路110c和130c中，连接不进行相位移位的反相电路来构成调谐电路。
图33是表示把非反相电路350连接到2个相移电路的前级上的调谐电路1C构成的电路图。如该图所示，调谐电路1C包括：具有由示于图3的相移电路110c中省去了电阻121和123而形成的结构的相移电路310c、具有由示于图5的相移电路130c中省去了电阻141和143而形成的结构的相移电路330c、连接于相移电路310c的前级的非反相电路350、由电阻162和164构成的分压电路160、以及由反馈电阻170和输入电阻174构成的加法电路。
示于图33的相移电路310c、330c，除在运算放大器112或132的输出端不连接分压电路以外，具有与示于图3的各相移电路110c、130c同样的结构，传输函数或移相量也与相移电路110c、130c相同。但是，在(2)式中，变成a1＝1，在(3)式中，a2＝1。
非反相电路350由交流信号输入到非反相输入端子且经电阻354使反相输入端接地的运算放大器352；和连接到该运算放大器352的反相输入端和输出端子之间的电阻356构成。运算放大器352具有由2个电阻354、356的电阻比所决定的规定放大倍数。
由于电阻118和120各自电阻值相同，故相移电路310c增益为1。同样，相移电路330c也由于电阻138和140各自电阻值相同，故其增益为1。因而，在上述的调谐电路1C中，设定上述非反相电路350的增益为大于1的值，以代替用各相移电路取得增益。
具有这种构成的非反相电路350，使输入信号的相位不变地进行输出，通过调整增益，容易补偿因分压电路160而造成的信号振幅的衰减或在反馈电路中产生的损失。并且，非反相电路350与由上述的晶体管形成的跟随电路同样，也具有用作被连接到前级相移电路310c的前级一侧的缓冲器的功能。
另外，示于图33的非反相电路350还可以连接到示于图2或图29的调谐电路1、1A的前级等上。[调谐电路的第6变形例]
上述各个调谐电路1、1A、1B和1C虽然都以2个相移电路产生的移相量合计为360°的频率进行规定的调谐工作，但是通过基本上进行相同工作的2个相移电路组合起来构成调谐电路，形成以2个相移电路产生的移相量合计为180°的频率进行规定的调谐工作也可以。
图34是表示调谐电路的第6变形例的电路图，即连接相移电路310c以代替图33的后级相移电路330c，连接反相电路380以代替非反相电路350。
反相电路380由经电阻384把输入的交流信号输入到反相输入端子的同时，使非反相输入端子接地的运算放大器382；和连接于该运算放大器382的反相输入端与输出端之间的电阻386构成。若经电阻384把交流信号输入到运算放大器382的反相输入端子上，则从运算放大器382的输出端子，输出相位已倒转的反相信号，并把该反相信号输入到前级的相移电路310c中。并且，该反相电路380有用2个电阻384与386的电阻比决定的规定放大倍数，由于电阻386的电阻值比电阻384的电阻值大，故获得大于1的增益。
尽管，如上所述，相移电路310c随着输入信号的频率ω从0变到∞，以输入电压Ei为基准，在时针方向，相位从180°移位到360°。在2个相移电路310c内的RC电路时间常数相同(设它为T)的情况下，在ω＝1/T的频率下，2个相移电路310c各自的移相量变为270°。因此，用2个相移电路310c进行的全部相位移位270°×2＝540°(＝180°)，而且由于用连接于2个相移电路310c的前级的反相电路380使相位反相，所以相位作为全体循环一周，移相量为360°的信号从后级的相移电路310c’输出。
并且，在图34示出的调谐电路1D中，把上述的反相电路380的增益设定为大于1的值，以代替用各相移电路取得增益，容易补偿因分压电路160而造成的信号振幅的衰减和在反馈电路中产生的损失。[调谐电路的第7变形例]
已示于图34的调谐电路1D示出了级联相移电路310c的例子，而把示于图33的相移电路330c级联起来时也可以进行调谐工作。
图35是表示调谐电路的第7变形例的电路图。示于该图的调谐电路1E就是以级联相移电路330c来代替图34的相移电路310c而形成的。
但是，如上所述，相移电路330c随着输入信号的频率ω从0变到∞，以输入电压Ei为基准，在时针方向，相位从0°移位到180°。在2个相移电路330c内的RC电路时间常数相同(设它为T)的情况下，在ω＝1/T的频率下，2个相移电路330c各自的移相量变为90°。因此，用2个相移电路330c的全体使相位移位180°，而且由于用连接于2个相移电路330c的前级的反相电路380使相位反相，所以相位作为全体循环一周，移相量为360°的信号从后级的相移电路310c输出。
并且，与示于图34的调谐电路1D同样，在上述的调谐电路1E中，把上述的反相电路380的增益设定为大于1的值，以代替用各相移电路取得增益，容易补偿因分压电路160而造成的信号振幅衰减及在反馈电路中产生的损失。
并且，在图33～图35中示出的调谐电路1C、1D和1E任一个都包括RC电路构成2个相移电路，然而也可以由包括LR电路来构成。例如，在示于图33的调谐电路1C中，可以把前级的相移电路310c置换成从相移电路110L中省去分压电路的相移电路，同时把后级的相移电路330c置换成从相移电路130L中省去分压电路的相移电路。
还有，在示于图33～图35的调谐电路1C、1D和1E中，在打算只进行调谐工作而不进行信号振幅放大的情况下，省去分压电路160也行。并且，把分压电路连接到2个相移电路内的运算放大器的至少一个的输出端上也行。例如，在图33的调谐电路1C中，若分别把分压电路连接到前级的相移电路310c内的运算放大器112的输出端和后级的相移电路330c内的运算放大器132的输出端，则变成与把非反相电路350连接到示于图2的调谐电路1内的前级的相移电路110c的更前级上形成的结构相同。
但是，在图33～图35示出的调谐电路1C、1D和1E等由2个相移电路和非反相电路，或2个相移电路和反相电路构成，并通过连接的3个电路整体在规定频率下，使合计移相量成为360°的办法进行规定的调谐工作。因此，如果仅仅着眼于移相量，则可以不管以什么样的顺序连接3个电路有一定程度的自由度，可以根据需要决定连接顺序。[调谐电路的第8变形例]
上述的调谐电路的第1～第7变形例，任一个都在相移电路内部含有运算放大器，然而也可以不用运算放大器而用晶体管构成相移电路。
示于图36的调谐电路1F包括：采用分别使输入交流信号的相位移位规定量的办法在规定的频率下进行合计360°移相的2个相移电路410c、430c；使相移电路430c的输出信号的相位不变而以规定的放大倍数将其放大并输出的非反相电路450；由设于非反相电路450的后级的电阻162和164构成的分压电路160；以及以一定的比例分别经反馈电阻170和输入电阻174(假定输入电阻174具有反馈电阻170的n倍的电阻值)将分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
与反馈电阻170串联连接的电容172和被插入到输入电阻174与输入端子190之间的电容176一起用于阻止直流电流，在工作频率下其阻抗极其小，即具有巨大的静电电容量。
图37是表示抽出已示于图36的相移电路410c的构成电路图。示于该图的前级相移电路410c包括：栅极连接到输入端122的FET412；串联连接到该FET412的源极和漏极之间的电容414和可变电阻416；连接到FET412的漏极与正电源之间的电阻418；连接到FET412的源极与地之间的电阻420。还有，FET412和下述的FET432可以将其中至少一个置换成双极晶体管。
在此，设定连接于上述FET412的源极和漏极的2个电阻418和420的电阻值为大致相等，对加到输入端122上的输入电压的交流成分而言，相位重合的信号从FET412的源极输出，而相位反相的(相位移相180°)信号从FET412的漏极输出。
还有，示于图36的相移电路410c内的电阻426用于对FET412施加适当的偏置电压。并且，可变电阻416，例如如图37所示，利用在结型FET的源漏极之间形成的沟道作为电阻体，采用使栅极电压可变的办法，可以在某个范围内随意改变电阻值。
在具有这种结构的相移电路410c中，如果把规定的交流信号输入到输入端122，即，给FET412的栅极加上规定的交流电压(输入电压)时，则在FET412的源极上就出现与该输入电压同相的交流电压，相反，在FET412的漏极上则出现与该输入电压反相且与出现于源极上的电压振幅相等的交流电压。并且设定出现于该源极和漏极上的交流电压的振幅都为Ei。
在该FET412的源极与漏极之间连接有由可变电阻416和电容414构成的串联电路(RC电路)。因此，将经可变电阻416或电容414合成分别出现于FET412的源极和漏极上的电压的信号从输出端124输出。
图38是表示前级的相移电路410c的输入输出电压与出现于电容等的电压之间的关系向量图。
由于在FET412的源极和漏极分别是与输入电压同相和反相，且电压振幅呈现为Ei的交流电压，故源极与漏极之间的电位差(交流成分)为2Ei。并且，电容两端的电压VC1和可变电阻416两端的电压VR1互相有90°相位偏差，向量上对其进行合成的电压，就等于FET412的源极与漏极之间的电压2Ei。
因此，如图38所示，形成以电压Ei的2倍作为斜边，以电容414的两端电压VC1和可变电阻416的两端电压VR1为相垂直的两个边的直角三角形。因此，在输入信号的振幅仅仅以一定频率变化的情况下，沿示于图38的半圆的圆周改变电容414的两端电压VC1和可变电阻416的两端的电压VR1。
但是，假设把电容414与可变电阻416的连接点和接地电平之间的电位差取出来作为输出电压E0，则该输出电压E0可以用向量表示出来，该向量就是在示于图38的半圆中以其中心点为起始点，而把电压VC1与电压VR1交叉的圆周上的一点作为终点的向量，其大小等于半圆的半径Ei。并且，即使输入信号的频率变化，由于该向量的终点只是在圆周上移动，所以可获得随着频率变化而输出振幅不变的稳定输出。
并且，由图38可知，由于电压VR1与电压VC1在圆周上成直角相交，故从理论上讲，随着频率ω从0变到∞，加到FET412的栅极上的输入电压与电压VR1之间的相位差，将与输入电压同相的电压Ei作为基准，在时针转动的方向从270°变到360°。而且，相移电路410c整个的移相量φ5随着频率从180°变到360°。并且，采用使可变电阻416的电阻值可变的办法，可以使移相量φ5改变。
示于图37的相移电路410c的传输函数，若设由电容414和可变电阻416构成的RC电路的时间常数为T1(设电容414的静电电容量为C、可变电阻416的电阻值为R，则T1＝RC)，则可以照样应用示于(2)式的K2(但，a1＜1)，示于图38的移相量φ5也与示于上述的(6)式中示出的φ1相同。
同样，图39是表示抽出示于图36的相移电路430c的构成电路图。示于该图的后级相移电路430c包括：栅极连接到输入端142的FET432；串联连接到该FET432的源极和漏极之间的电容434和可变电阻436；连接到FET432的漏极与正电源之间的电阻438；连接到FET432的源极与地之间的电阻440。
与示于图37的相移电路410c同样，设定连接于在图39示出的FET432的源极和漏极的2个电阻438和440的电阻值为大致相等，对加到输入端142上的输入电压的交流成分而言，相位重合的信号从FET432的源极输出，而相位反相的信号从FET432的漏极输出。
还有，示于图36的相移电路430c内的电阻446用于对FET432施加适当偏置电压。并且，设于相移电路430c的输入一侧的电容148，用于禁止从相移电路410c的输出取出直流成分即阻隔直流电流，只使交流成分输入到移相电路430。
在具有这种结构的相移电路430c中，如果把规定的交流信号输入到输入端142，即，给FET432的栅极加上规定的交流电压(输入电压)，则在FET432的源极上就出现与该输入电压同相的交流电压，相反在FET432的漏极上则出现与该输入电压反相且与出现于源极上的电压振幅相等的交流电压。并且假设出现于该源极和漏极上的交流电压的振幅都为Ei。
在该FET432的源极与漏极之间连接有由电容434和可变电阻436构成的串联电路(RC电路)。因此，将经电容434或可变电阻436合成分别出现于FET432的源极和漏极上的电压的信号从输出端144输出。
图40是表示后级的相移电路430c的输入输出电压与出现于电容等的电压之间的关系向量图。
由于在FET432的源极和漏极上，分别是与输入电压同相和反相，且电压振幅为Ei的交流电压，故源板与漏极之间的电位差为2Ei。并且，出现于可变电阻436两端的电压VR2和出现电容两端的电压VC2互相有90°相位偏差，向量上对其进行加法运算后的电压，就等于FET432的源极与漏极之间的电位差2Ei。
因此，如图40所示，形成直角三角形，该直角三角形以电压Ei的2倍作为斜边，以可变电阻436的两端电压VR2与电容434的两端电压VC2为相垂直的两边构成。因此，在输入信号的振幅仅仅以一定频率变化的情况下，沿示于图40的半圆的圆周改变可变电阻436的两端的电压VR2和电容434的两端电压VC2。
如果把可变电阻436与电容434的连接点和接地电平之间的电位差取出来作为输出电压E0，则该输出电压E0可以用向量表示出来，该向量就是在示于图40的半圆中以其中心点为起始点，并把电压VC1与电压VR1交叉的圆周上的一点作为终点的向量，其大小等于半圆的半径Ei。而且，即使输入信号的频率变化，由于该向量的终点只是在圆周上移动，所以可以获得随着频率变化而输出振幅不变的稳定输出。
并且，由图40可知，由于电压VR2与电压VC2在圆周上成直角相交，故从理论上讲，随着频率ω从0变到∞，加到FET432的栅极上的输入电压与电压VR2之间的相位差，就从0°变到90°。而且，相移电路430c整个的移相量φ6随着频率从0°变到180°。
示于图37的相移电路430c的传输函数，若假设由可变电阻436和电容434构成的RC电路的时间常数为T2(设电容434的静电电容量为C、可变电阻436的电阻值为R，则T2＝RC)，则可以照样应用示于(3)式的K3(但，a2＜1)，示于图40的移相量φ6也与示于上述的(7)式中示出的φ2相同。
这样以来，在2个相移电路410c、430c中各自相位移位规定量，如图38和40所示，在规定的频率下，通过2个相移电路410c、430c的全体，输出合计移相量为360°的信号。
并且，示于图36的非反相电路450包括：具有分别连接在漏极与正电源之间的电阻454和在源极与地之间的电阻456的FET452、基极与FET452的漏极连接，同时集电极经电阻460与FET452的源极连接的晶体管458、用于把适当偏置电压加到FET452上的电阻462。还有，设于在图36示出的非反相电路450的前级上的电容164禁止从后级的相移电路430c的输出中取出直流成分即用于阻隔直流电流，只把交流成分输入到非反相电路450中。
FET452在栅极输入交流信号时，从漏极输出反相信号。并且，晶体管458在基极输入该反相信号时，进而从集电极输出倒转相位的信号，即与以输入到FET452的栅极的信号相位为基准的同相信号，并使该同相信号从非反相电路450输出。
该非反相电路450的输出，作为调谐电路1F的输出从输出端子192取出，同时使该非反相电路450的输出，通过分压电路160的信号，经反馈电阻170，反馈到前级的相移电路410c的输入一侧。而且，对该反馈信号和经输入电阻174输入的信号进行加法运算，并将该加法运算后的信号电压加到前级的相移电路410c的输入端(示于图37的输入端122)上。
并且，上述非反相电路450的增益被设定为，由上述的电阻454、456和460的各个电阻值来决定，通过调整这些电阻的电阻值，补偿因示于图36的2个相移电路410c、430c或分压电路160引起的衰减及反馈电路中产生的损失，且使整个调谐电路的电路增益小于1。
为了从调谐电路1的输出端子192取出输入到分压电路160之前的非反相电路450的输出信号，故可以在调谐电路1F自身内保持增益，并可在调谐工作同时放大信号振幅。[调谐电路的第9变形例]
示于图36的调谐电路，在各个相移电路410c、430c的内部含有RC电路，然而也可以使用把RC电路置换成由电阻和电感构成的LR电路的相移电路构成调谐电路。
图41是表示含有LR电路的相移电路的构成电路图，并示出了可以置换为示于图36的调谐电路1F的前级相移电路410c的结构。示于该图的相移电路410L具有将示于图36的前级相移电路410c内的由电容414和可变电阻416构成的RC电路置换成由可变电阻416和电感417构成LR电路的结构，并且电阻418和电阻420的各电阻值设为相同值。还有，在电感417和FET412的漏极之间插入电容419用于隔直流电流。
上述的相移电路410L的输入输出电压等的关系，如图42的向量图所示，可以认为是，分别把示于图38的电压VC1置换成可变电阻416两端的电压VR1，把示于图38的电压VR1置换成电感417两端的电压VL1。
并且，若设由电感器417和可变电阻416构成的LR电路时间常数为T1(设电感器417的电感为L、设可变电阻416的电阻值为R，则T1＝L/R)，则示于图41的相移电路410L的传输函数可以照样应用示于(2)式的K2(但a1＜1)，示于图42的移相量φ7也与上述(6)式示出的φ1相同。
因此，示于图41的相移电路410L与示于图37的相移电路410c基本上等效，可将示于图37的相移电路410c置换成示于图41的相移电路410L。
图43是表示含有LR电路的相移电路的另一种构成电路图，示出了可以置换为示于图36的调谐电路1F后级的相移电路430c的结构。示于该图的相移电路430L具有将示于图39的相移电路430c内的由电容434和可变电阻436构成的RC电路，置换成由可变电阻436和电感437构成的LR电路的结构，并将电阻438和电阻440的各电阻值设为相同值。另外，在可变电阻436和FET432的漏极之间插入的电容439用于隔直流电流。
上述的相移电路430L的输入输出电压等的关系，如图44的向量图所示，可以认为是，分别把示于图40的电压VR2置换为电感437两端的电压VL2，且把示于图40的电压VC2置换为可变电阻436两端的电压VR2。
并且，若设由可变电阻436和电感器437构成的LR电路时间常数为T2(设可变电阻436的电阻值为R、设电感器437的电感为L，则T2＝L/R)，则示于图43的相移电路430L的传输函数可以照样应用示于(3)式的K3(但a2＜1)，示于图44的移相量φ8也与上述(7)式示出的φ2相同。
因此，示于图43的相移电路430L与示于图39的相移电路430c基本上等效，可将示于图39的相移电路430c置换成示于图43的相移电路430L。
这样，可以把示于图36的2个相移电路410C和430C双方置换成示于图41和图43的相移电路410L和430L。采用把整个调谐电路集成化的办法，容易使调谐频率高频化。
另外，在把示于图36的相移电路410c、430c，分别置换成示于图41的相移电路410L和示于图43的相移电路430L的情况下，由于使形成可变电阻416和436的FET的栅电压变化时的各移相量的变化方向相反，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且需同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
并且，在分别把示于图36的相移电路410c、430c置换成相移电路410L、430L的情况下，也可以省去分压电路160，而把后级相移电路的输出直接反馈到前级一侧；或者去除分压电路160内的电阻162而只保留电阻164。在省去了分压电路160的情况下，或在去掉电阻162的情况下，可以只进行调谐工作。[调谐电路的第10变形例]
图45是表示调谐电路的另一个变形例的电路图。示于该图的调谐电路1G包括：采用分别使输入的交流信号的相位进行规定量移位的办法，在规定的频率下进行合计180°移相的2个相移电路410c、再反转后级的相移电路410c输出信号相位的反相电路480、以规定的比例对分别经反馈电阻170和输入电阻174，从反相电路480输出的信号(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
各相移电路410c，其详细构成和输入输出的相位关系用图37和图38说明如下。例如设由电容414和可变电阻416构成的RC电路时间常数为T1，在ω＝1/T1的频率的移相量φ5为时针转动方向(相位延迟方向)270°。
因此，2个相移电路410c全体的相位延迟方向的移相量，在规定的频率下合计为φ5+φ5＝270°+270°＝540°(＝180°)。
并且，反相电路480包括：具有分别连接到漏极和正电源之间的电阻484及源极和地之间的电阻486的FET482、对FET482的栅极施加规定偏置电压的电阻488。FET482的栅极输入交流信号时，就从FET482的漏极输出已反转相位的反相信号。并且，该反相电路480具有由2个电阻484与486的电阻比决定的规定增益。
这样，在规定的频率下，借助于2个相移电路410c使相位移位180°，进而借助在后级连接的反相电路480使相位反相，这3个电路全体的移相量合计为360°。因此，经反馈电阻170使反相电路480的输出反馈到前级的相移电路410c的输入一侧上，并对该反馈信号与经输入电阻174输入的信号进行加法运算，同时通过调整反相电路480的增益，进行与示于图2的调谐电路1同样的调谐工作。
还有，虽然经反馈电阻170直接使反相电路480的输出反馈到示于图45的调谐电路1G中，但是与示于图36的调谐电路1F同样，也可以把分压电路160连接到该反相电路480的后级上反馈分压输出。[调谐电路的第11变形例]
图46是表示调谐电路的另一个变形例的电路图，与图45相反，其构成包括示于图36的后级的相移电路430C。
示于图46的调谐电路1H包括：采用分别使输入的交流信号的相位进行规定量移位的办法，在规定的频率下进行合计180°移相的2个相移电路430C、再反转后级的相移电路430c输出信号相位的反相电路480、以规定的比例对分别经反馈电阻170和输入电阻174，从反相电路480输出的信号(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
各相移电路410c，其详细构成和输入输出的相位关系用图37和图38说明如下。例如设由电容434和可变电阻436构成的RC电路的时间常数为T2，在ω＝1/T2的频率的移相量φ6为时针转动方向(相位延迟方向)90°。
因此，在规定的频率，借助于2个相移电路430c，使相位移位180°，进而借助于连接于后级的反相电路480使相位反相，这3个电路全体的移相量合计为360°。为此，经反馈电阻170使反相电路480的输出反馈到前级的相移电路430C的输入一侧，并把经输入电阻174输入的信号加算到该反馈信号中，同时通过调整反相电路480的增益，可以进行与示于图2的调谐电路1同样的调谐工作。
还有，与示于图36的调谐电路1F同样，也可以在示于图46的调谐电路1H中，把分压电路160连接到该反相电路480的后级上，与调谐同时进行放大。
但是，上述各种调谐电路1F、1G和1H等，由2个相移电路和非反相电路或2个相移电路和反相电路构成，并使借助于连接起来的3个电路全体在规定的频率使合计移相量为360°，进行规定的调谐工作。因此，若仅仅着眼于移相量，则不管用什么样的顺序连接3个电路都有某种程度的自由度，可以根据需要决定连接电路顺序。
并且，在上述示于图45和图46的调谐电路1G和1H中，虽然示出了在相移电路内部含有RC电路的例子，但是也可以把内部含有LR电路的相移电路级联起来构成调谐电路。例如，也可以连接示于图41的相移电路410L而不用示于图45的调谐电路1G的2个相移电路410c。或者，也可以连接示于图43的相移电路430L而不用示于图46的调谐电路1H的2个相移电路430c。
但是，在把含有RC电路的相移电路置换成含有LR电路的相移电路的情况下，由于使形成可变电阻416和436的FET的栅极电压变化时的各移相量的变化方向相反，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
另外，在上述的调谐电路1F、1G和1H中，虽然用FET412或FET432构成了相移电路，但是也可以用双极晶体管代替FET来构成相移电路。[调谐电路的第12变形例]
图47是表示调谐电路的第12变形例的电路图。示于该图的调谐电路1J包括：使输入的交流信号相位不变地输出的非反相电路550、采用分别使输入信号的相位移位规定量的办法，在规定频率进行合计360°的移相的相移电路510C和530C、由设于后级相移电路530C的更后级的电阻162和164构成的分压电路160、分别经反馈电阻170和输入电阻174(假设输入电阻174具有反馈电阻170的n倍的电阻值)，以规定的比例对分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
另外，非反相电路550，是用作缓冲器电路功能的非反相电路，而设置非反相电路550是用于防止在直接连接前级的相移电路510C和上述的加法电路时发生信号损失等。非反相电路550，可以由例如射极跟随电路或源极跟随电路等构成。还有，在已选定了反馈电阻170等的各器件的器件常数以便把直接连接时的损失等抑制到最小限度的情况下，也可以省去该非反相电路550构成调谐电路。
图48示出的是抽出示于图47的前级的相移电路510C的构成图。示于该图的前级的相移电路510C包括：以规定的放大倍数进行放大2个输入的差分电压并将其输出的差动放大器512、使输入到输入端122的信号相位移位规定量后输入到差动放大器512的非反相输入端子的电容514和可变电阻516、以及不改变输入到输入端122的信号相位，把该电压电平分压为约1/2，输入到差动放大器512的反相输入端子的电阻518和520。
上述的可变电阻516，例如如图48所示，利用在结型的FET的源极与漏极之间形成的沟道作为电阻，并借助使栅极电压变化，可以在一定范围内随意改变电阻的电阻值。
如果向示于图48的输入端122输入规定的交流信号，通过电阻518和电阻520将加于输入端122上的电压Ei，分压为约1/2的电压加到差动放大器512的反相输入端子上。
另一方面，如果把输入信号输入到输入端122，则出现于电容514与可变电阻516的接点上的信号被输入到差动放大器512的非反相输入端子上。由于把输入信号输入到由电容514和可变电阻516构成的RC电路的一端，通过该RC电路使输入信号的相位移位规定量后的信号电压被施加到差动放大器512的非反相输入端子上。这样，差动放大器512就输出以规定放大倍数放大了加于2个输入端子的电压差的信号。
图49是表示示于图48的相移电路510C的输入输出电压与出现于电容等上的电压之间的关系向量图。
如图49所示，可变电阻516两端的电压VR1和电容514两端的电压VC1，相位互相偏移90°，对其进行向量加法运算后的电压成为输入电压Ei。因此，在输入信号振幅恒定而只变化频率的情况下，沿示于图49的半圆的圆周，使可变电阻516的两端电压VR1和电容514的两端电压VC1变化。
并且，从加到差动放大器512的非反相输入端子上的电压(可变电阻516的两端电压VR1)中进行向量减法运算即减去加于反相输入端子的电压(电阻520的两端电压Ei/2)的电压成为差分电压E0’。该差分电压E0’，可以用在示于图49的半圆中，以其中心点为起点，以电压VR1和电压VC1交叉的圆周上的一点为终点的向量图表示，其大小等于半圆的半径Ei/2。
差动放大器512的输出电压E0成为以规定的放大倍数对该差分电压E0’进行放大后的电压。而且，在上述的相移电路510C中，输出电压E0不取决于输入信号的频率而为恒定，其作为全通电路进行工作。
并且，由图49可知，由于电压VR1和电压VC1在圆周上成直角相交，故输入电压Ei与电压VR1之间的相位差，随频率ω从0变到∞，以输入电压Ei作为基准在时针转动方向(相位延迟方向)上从270°变到360°。而且，相移电路510C的全体移相量φ9，对应于频率从180°变到360°。
同样，图50示出的是抽出示于图47的后级的相移电路530C的构成图。示于该图的后级的相移电路530C包括：以规定的放大倍数进行放大2个输入的差分电压并输出的差动放大器532、使输入到输入端142的信号相位移位规定量后输入到差动放大器532的非反相输入端子的可变电阻536和电容534、以及不改变输入到输入端142的信号相位，把该电压电平分压为约1/2，输入到差动放大器532的反相输入端子的电阻538和540。
如果向示于图50的输入端142输入规定的交流信号，就通过电阻538和电阻540将加于输入端142上的电压Ei，分压为约1/2的电压加到差动放大器532的反相输入端子上。
另一方面，如果把输入信号输入到输入端142，则出现于可变电阻536与电容534的接点上的信号被输入到差动放大器532的非反相输入端子上。由于把输入信号输入到由可变电阻536和电容534构成的RC电路的一端，通过该RC电路使输入信号的相位移位规定量后的信号电压被施加到差动放大器532的非反相输入端子上。这样，差动放大器532就输出以规定放大倍数放大了加于2个输入端子的电压差的信号。
图51是表示相移电路530C的输入输出电压与出现于电容等上的电压之间的关系向量图。
如图51所示，电容534两端的电压VC2和可变电阻536两端的电压VR2，相位互相偏移90°，对其进行向量加法运算后的电压成为输入电压Ei。因此，在输入信号振幅恒定而只变化频率的情况下，沿示于图51的半圆的圆周，使电容534的两端电压VC2和可变电阻536的两端电压VR2变化。
并且，从加到差动放大器532的非反相输入端子上的电压(电容534的两端电压VC2)中进行向量减法运算即减去加于反相输入端子的电压(电阻540的两端电压Ei/2)的电压成为差分电压E0’。该差分电压E0’，可以用在示于图51的半圆中，以其中心点为起点，以电压VC2和电压VR2交叉的圆周上的一点为终点的向量图表示，其大小等于半圆的半径Ei/2。
差动放大器532的输出电压E0成为以规定的放大倍数对该差分电压E0’进行放大后的电压。因此，在上述的相移电路530C中，输出电压E0不取决于输入信号的频率而为恒定，作为全通电路进行工作。
并且，由图51可知，由于电压VC2和电压VR2在圆周上成直角相交，故输入电压Ei与电压VC2之间的相位差，随频率ω从0变到∞，从0°变到90°。而且，相移电路530C的全体移相量φ10，对应于频率从0°变到180°。
这样，在2个相移电路510C、530C中，分别使相位移位规定量，如图49和图51所示，在规定的频率通过2个相移电路510C、530C的全体，输出合计移相量为360°的信号。
并且，后级的相移电路530C的输出，从输出端子192作为调谐电路1J的输出被取出来，同时通过分压电路160的信号经反馈电阻170，把该相移电路530C的输出反馈到非反相电路550的输入一侧。然后，对该反馈的信号与经输入电阻174被输入的信号进行加法运算，该加法运算后的信号经非反相电路550输入到前级的相移电路510C。
并且，借助于调整2个相移电路510C、530C的各自增益，补偿因示于图47的2个相移电路510C、530C及分压电路160产生的衰减及在反馈电路中产生的损失，且将调谐电路全体的电路增益设定为1以下。另外，也可以在非反相电路550中保持1以上的增益，并调整该值，而不调整相移电路510C、530C的增益。
并且，因为从调谐电路1J的输出端子192取出输入到分压电路160之前的相移电路530C的输出，故调谐电路1J自身可以保持增益，可与调谐工作同时放大信号振幅。
还有，在示于图47的调谐电路中，在不需要放大工作的情况下，还可以省去分压电路160，而把移相电路530C的输出直接反馈到上级。或者把分压电路160内的电阻162的电阻值作成极其小的值并设定分压比为1。[调谐电路的第13变形例]
示于图47的调谐电路1J虽然包括RC电路构成了各相移电路510C、530C，但是也可以用把RC电路置换成由电阻和电感构成的LR电路的相移电路来构成调谐电路。
图52是表示含有LR电路的相移电路的另一种结构电路图，并示出了可以置换为示于图47的调谐电路1J的前级相移电路510C的结构。示于该图的相移电路510L具有把示于图48的相移电路510C内的由电容514和可变电阻516构成的RC电路置换成由可变电阻516和电感517构成的LR电路。另外，与电感517串联连接的电容519用于隔直流电流，在工作频率下其阻抗定得极其小，即具有巨大的静电电容量。
图53是表示相移电路510L的输入输出电压与出现于电感等上的电压之间的关系向量图。当假设由可变电阻516和电感517构成的LR电路的时间常数为T1(设可变电阻516的电阻值为R，电感517的电感为L，则T1＝L/R)时，示于该图的相移电路510L的移相量φ11，与上述的(6)式的φ1相同。
图54是表示含有LR电路的相移电路的另一种结构电路图，并示出了可以置换为示于图47的调谐电路1J的后级的相移电路530C的结构。示于该图的相移电路530L具有把示于图50的相移电路530C内的由可变电阻536和电容534构成的RC电路置换成由电感537和可变电阻536构成的LR电路。另外，与电感537串联连接的电容539用于隔直流电流，在工作频率下其阻抗设得极其小，即具有巨大的静电电容量。
图55是表示相移电路530L的输入输出电压与出现于电感等上的电压之间的关系向量图。假设由电感537和可变电阻536构成的LR电路的时间常数为T2(设电感537的电感为L，可变电阻536的电阻值为R，则T2＝L/R)时，示于该图的相移电路510L的移相量φ12，与上述的(7)式的φ2相同。
另外，在把示于图47的相移电路510c、530c，分别置换成示于图52的相移电路510L和示于图54的相移电路530L的情况下，由于使形成可变电阻536的FET的栅极电压变化时的各移相量的变化方向相反，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且需同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
这样，示于图52的相移电路510L和示于图54的相移电路530L，分别与示于图48或图50的相移电路510C、530C等效，在示于图47的调谐电路1J中，可以分别把前级的相移电路510C置换成示于图52的相移电路510L，后级的相移电路530C置换成示于图54的相移电路530L。在把2个相移电路510C、530C两者置换成相移电路510L、530L的情况下，采用使调谐电路全体集成化的办法，容易使调谐频率高频化。[调谐电路的第14变形例]
已示于图47的调谐电路1J虽然包括互相移相方向不同的2个相移电路，但是也可以将基本上结构相同的2个相移电路组合起来而构成调谐电路。
图56是表示调谐电路的另一种构成电路图。示于该图的调谐电路1K包括：使输入的交流信号的相位反相输出的反相电路580、采用使分别输入的交流信号的相位移位规定量的办法，在规定的频率进行合计180°移相的2个相移电路510C、由设于后级的相移电路510C的更后级的电阻162和164构成的分压电路160、分别经反馈电阻170和输入电阻174，以规定的比例对分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
2个相移电路510C的详细构成和输入输出信号的相位关系已用图48和图49进行了说明，在规定的频率，2个相移电路510C的全体的合计移相量为180°。
并且，连接于2个相移电路510C的前级的反相电路580是使输入交流信号的相位反相的电路，例如，由使发射极接地电路及源极接地电路或者由运算放大器与电阻组合起来的电路实现。
这样，在规定的频率，借助于2个相移电路510C使相位移位180°，进而借助于连接于其前级的反相电路580使相位反相，这3个电路的全体合计移相量为360°。
并且，后级的相移电路510C的输出，从输出端子192取出作为调谐电路1K的输出，同时通过分压电路160的信号经反馈电阻170，使后级的相移电路510C的输出反馈到反相电路580的输入一侧。而且，对该反馈信号和经输入电阻174的输入信号进行加法运算，并把该加法运算得到的信号输入到反相电路580中。
这样，经反馈电阻170使分压电路160的输出反馈到反相电路580的输入一侧，把经输入电阻174输入的信号相加到该反馈信号中，同时采用调整2个相移电路510C的增益，补偿分压电路160及在反馈电阻170与输入电阻174的连接部分产生的损失等的办法，可以进行与示于图47的调谐电路1J同样的调谐工作和放大工作。另外，也可以以调整反相电路580的增益，代替调整相移电路510C的增益。
另外，在示于图56的调谐电路1K中，在不需要放大工作的情况下，也可以省去分压电路160，把相移电路510C的输出直接反馈到前级一侧。或者，也可以把分压电路160内的电阻162的电阻值作成极其小的值，设定分压比为1。[调谐电路的第15变形例]
图57是表示调谐电路的另一个变形例的电路图，与图56相反，其构成包括示于图47的后级的相移电路530C。
示于图57的调谐电路1L包括：采用分别使输入的交流信号的相位进行规定量移位的办法，在规定的频率，进行合计180°移相的2个相移电路530C、再反转后级的相移电路530c输出信号相位的反相电路580、以规定的比例分别经反馈电阻170和输入电阻174，对从反相电路580输出的信号(反馈信号)和输入到输入端子190的信号(输入信号)进行加法运算的加法电路。
各相移电路530c的详细构成和输入输出的相位关系已用图50和图51进行说明。例如设由电容534和可变电阻536构成的RC电路的时间常数为T2，在ω＝1/T2的频率的移相量φ10为时针转动方向(相位延迟方向)90°。因此，在规定的频率，2个相移电路530C的全体合计移相量为180°。
这样，即使使用上述的2个相移电路530C的情况下，在规定的频率，借助于2个相移电路530c，使相位移位180°，进而借助连接于其前级的反相电路580，使相位反相，这3个电路全体的合计移相量为360°。
因此，上述的调谐电路1L，经反馈电阻170使分压电路160的输出反馈到反相电路580的输入一侧，并把经输入电阻174输入的信号进行加法运算加到该反馈信号上，同时调整2个相移电路530C的增益，补偿在分压电路160及反馈电阻170与输入电阻174的连接部分上产生的损失等，且设定反馈电路的电路增益为1以下，据此，可以进行与示于图56的调谐电路1K同样的调谐工作和放大工作。
还有，示于图56和图57的调谐电路1K、1L，虽然级联了内部含有RC电路的相移电路，但是也可以作成使得在两者的相移电路内部含有LR电路的构成。
具体地说，在示于图56的调谐电路1K中，也可以把2个相移电路510C置换成示于图52的相移电路510L。并且，在示于图57的调谐电路1L中，也可以把2个相移电路530C置换成示于图54的相移电路530L。
但是，在把含有RC电路的相移电路置换成含有LR电路的相移电路的情况下，由于使形成可变电阻116和136的FET的栅电压变化时的各移相量的变化方向相反，故必须把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门，并且同等交换示于图13的电压比较器31、32任一个的2个输入，使控制电压的变化方向倒过来。
但是上述各种调谐电路1J、1K和1L等，由非反相电路和2个相移电路或反相电路和2个相移电路构成，并借助于连接起来的3个电路全体在规定的频率使合计移相量为360°，进行规定的调谐工作。因此，若仅仅着眼于移相量，则不管在前级用的2个相移电路中的哪一个，或以什么样的顺序连接上述3个电路，都有某种程度的自由度，可以根据需要决定连接电路顺序。
在上述的各调谐电路中，在把含有RC电路的相移电路置换成含有LR电路的相移电路的情况下，也可以仅仅把级联的2个相移电路之中的任一个相移电路置换成含有LR电路的相移电路。但是，在此情况下，由于前级的相移电路内的可变电阻116的电阻值的控制方向与后级的相移电路内的可变电阻136的电阻值的控制方向相反，故需要修改使示于图13的分配器5输出电平反相等的一些电路。这样，把含有RC电路的相移电路和含有LR电路的相移电路级联起来构成调谐电路，在使调谐电路全体集成化的情况下，防止因温度变化而产生调谐频率的变动，即可以具有所谓的温度补偿功能。
在上述各调谐电路中，检测了后级相移电路的输入输出信号之间的相位差，然而也可以检测前级相移电路的输入输出信号之间的相位差。只是，在此情况下，由于与检测后级相移电路的输入输出信号之间的相位差的情况比，移相量的变化方向变成相反方向，所以必须对把示于图13的相位差检测电路3内的EX-OR门33也置换成EX-NOR(异或非)门等做一些电路上的修改。[J、其它的变形例]
在图1或图20等中示出的各种调谐机构，用结型的FET形成构成调谐电路的2个相移电路的可变电阻116，然而，也可以以其它器件形成可变电阻。
在图58中示出的调谐电路1M，已把示于图3的相移电路110c、130c内的可变电阻116、136分别置换成用MOS型的FET形成的可变电阻115、135。这样，也可以把在MOS型的FET的源漏极之间形成的沟道用作电阻体。这时，通过改变加到栅极上的控制电压就可以改变该FET的沟道电阻，所以可以在一定范围随意改变调谐电路1的调谐频率。
并且，上述的相移电路110c等采用使与电容114等串联连接的可变电阻116等的电阻值变化而使移相量变化的办法，使得整个的调谐频率改变，但是也可以通过使电容114等的静电电容变化，而使得整个的调谐频率改变。
图59是表示采用使电容114等的静电电容变化的办法使得整个的调谐频率改变的调谐电路的构成图。示于该图的调谐电路1N主要以示于图2的相移电路110c、130c为基础构成，但是也可以以示于图29和图46等的各种相移电路为基础构成。
在图59中，与变容二极管127、147串联连接的电容128、148是给变容二极管加反偏压时用于隔直流电流的，在工作频率下其阻抗极小，即具有大的静电电容。
另外，在示于图59的调谐电路中，虽然用变容二极管作为可变电容元件，但也可以将根据加到栅极上的控制电压，其栅极电容在一定范围可以变更的FET用作可变电容元件。
图60是表示利用除FET之外的器件作为示于图2的相移电路110c、130c内可变电阻时的一例的电路图。
示于图60的相移电路110C″具有将用示于图2的相移电路110c内的FET形成的可变电阻116置换成由CdS光电传感器和发光二极管构成的CdS光电耦合器177的结构。在CdS光电耦合器177里包括的CdS光电传感器，具有发光二极管的发光量越多电阻值越小的特性，故可以把这样的CdS光电耦合器177用作根据外部来的控制电流而电阻值可变更的可变电阻。
同样，示于图60的相移电路130C″具有将用示于图2的相移电路130c内的FET形成的可变电阻136置换成由CdS光电传感器和发光二极管构成的CdS光电耦合器179的结构。
示于图60的控制电压发生电路4B具有部分地使示于图13的控制电压发生电路4变形的结构，去掉包括可变电阻42和电阻43构成的偏置电路这一点与控制电压发生电路4不同。
并且，示于图60的电压-电流变换电路200，包括经电阻202把本身为控制电压发生电路4B输出的控制电压输入到反相输入端子的运算放大器204，和用于产生可变偏置电压的可变电阻206。
运算放大器204，在其输出端子与反相输入端子之间串联连接上述光电耦合器177、179内的2个发光二极管，且其非反相输入端子接地。因此，控制电压发生电路4B的输出电压确定后，就由电阻202与可变电阻206的电阻比决定规定的电流流向光电耦合器177、179内的各个发光二极管，与该发光二极管成对的CdS光电传感器具有对应发光二极管发光量的一定电阻值。
因此，采用降低控制电压发生电路4B的输出电压的办法，以减小流到发光二极管中的电流值而使发光量变少，使CdS光电传感器具有的电阻值变高，示于图60的调谐电路的调谐频率降低。相反，采用升高控制电压发生电路4B的输出电压的办法，以增加流到发光二极管中的电流值使发光量增大，使CdS光电传感器具有的电阻值降低，示于图60的调谐电路1的调谐频率变高。这种关系同用上述FET形成的可变电阻与控制电压的关系一样，可以用完全相同的控制次序使调谐电路1的调谐机构与输入信号的频率重合。
这样，即使把光电耦合器177、179用作可变电阻，也可以构成实现上述实施例的调谐机构的结构。在用光电耦合器177、179作为可变电阻的情况下，因为不是由该可变电阻的两端电压等而得到恒定的电阻值，故具有可以容易地得到畸变少的调谐输出的优点。但是，由于不可能把含有光电耦合器177、179的整个调谐电路1都集成在半导体衬底上，所以光电耦合器177、179就得用连接线等把单个元件连接。
并且，在上述的调谐电路中，虽然可以采用由用运算放大器的相移电路110c、130c构成调谐电路1的办法，实现高稳定度的调谐电路，但是在作为象本实施例的相移电路110c、130c这样的使用方式时，偏置电压或电压增益由于要求不那么高，故可以用有规定放大倍数的差动放大器来代替各相移电路内的运算放大器。
图61是已在运算放大器的结构中抽出了相移电路工作所必需的部分的电路图，整体作为有规定放大倍数的差动放大器而工作。示于该图的差动放大器由用FET构成的差动输入段100、向该差动输入段供给恒定电流的恒流电路102、向恒流电路供给规定偏置电压的偏置电路104、以及连接到差动输入段的输出放大器106构成。如该图所示，省去用于获得包括在实际的运算放大器的电压增益的多段放大电路，简化了差动放大器的结构，可以获得宽频带。这样，通过对电路进行简化，可以提高工作频率的上限，故可以提高用该差动放大器构成的各种调谐电路1调谐频率的上限。
本发明并不限于以上各种实施形式，可以在本发明的宗旨范围内实施各种变形。
例如，在图2已示出详细结构的调谐电路1，是把反馈电阻170作为反馈阻抗元件，并用输入电阻174作为输入阻抗元件，但既然不改变输入到各自元件的信号的相位关系进行加法运算也行，所以也可以以电容代替电阻形成反馈阻抗元件和输入阻抗元件，或组合电阻或电容等同时调整阻抗的实数部分和虚数部分的比。
并且，也可以使反馈电阻170和输入电阻174之中的至少一种电阻用可变电阻构成，并使调谐电路1等的调谐带宽可变。
并且，在示于图2的相移电路110c等中，虽然用1个FET构成了可变电阻116，但是也可以并联连接p沟道FET和n沟道FET构成1个可变电阻。这样，采用组合2个FET构成可变电阻的办法，因可以改善FET的非线性区域，故可以减小调谐输出的畸变。
如上所述的那样，本发明的调谐控制装置，由于对调谐电路的调谐频率进行反馈控制，使得相移电路的输入信号频率与调谐频率的偏差消除了，所以可以可靠地使调谐频率与输入信号的频率重合起来。因此，在使整个调谐机构集成化的情况下，即使在制成的芯片的每一个频率特性不重合，也消除了调谐特性的离散。并且，即使因温度等原因调谐频率的各器件的器件常数发生变动，因为调谐频率不变，所以也适合于集成化。

Claims (53)

1、一种调谐控制装置，其特征是，具有：
包括已级联的全通型2个相移电路，和使后级的上述相移电路的输出作为反馈信号反馈到前级的上述相移电路的输入一侧，同时对上述反馈信号与输入信号进行加法运算且输入到前级的上述相移电路中的加法电路的、并仅使规定频率近旁的信号通过的调谐电路；以及
在把具有上述规定频率近旁的频率信号输入到上述调谐电路中去时，根据在上述调谐电路中含有的一个相移电路的输入输出信号之间的相位差，使上述调谐电路的调谐频率与上述调谐电路的输入信号的频率重合的频率控制电路。
2、根据权利要求1所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路中含有的2个相移电路的每个，含有时间常数可以变更的串联电路；
上述频率控制电路，在上述调谐电路的输入信号频率与上述调谐电路的调谐频率不同的情况下，通过边使双方的上述串联电路的时间常数保持互相相等边使各相移电路的移相量变化，使上述调谐电路的调谐频率与上述调谐电路的输入信号频率重合。
3、根据权利要求2所述的调谐控制装置，其特征是：上述串联电路的每个包括电容或电感形成的电抗元件和第1电阻；
借助于从上述频率控制电路输出的控制信号，使双方的上述串联电路的时间常数可以变更；
上述频率控制电路输出上述控制信号，使得上述调谐电路的调谐频率与调谐电路的输入信号频率重合。
4、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：上述频率控制电路，在上述调谐电路中含有的任一个上述相移电路的输入输出信号的相位差已偏离90°时，通过使上述2个相移电路的每个中含有的上述串联电路的时间常数变化，把上述一个相移电路的输入输出信号的相位差控制在90°。
5、根据权利要求4所述的调谐控制装置，其特征是：上述频率控制电路具有：
根据含于上述调谐电路的任一个相移电路的输入输出信号的相位差，输出占空比变化的第1矩形波信号的相位差检测电路；以及
通过使上述第1矩形波信号平滑，根据上述第1矩形波信号的占空比，产生电压电平变化的控制电压的控制电压发生电路；所述控制电压作为所述控制信号而输出。
6、根据权利要求5所述的调谐控制装置，其特征是：上述相差检测电路具有：
输出与含于上述调谐电路中的任一个相移电路的输入信号同步的第2矩形波信号的第1电压比较器，
输出与上述一个相移电路的输出信号同步的第3矩形波信号的第2电压比较器；以及
合成上述第2和第3矩形波信号并输出上述第1矩形波信号的矩形波合成装置。
7、根据权利要求6所述的调谐控制装置，其特征是：上述矩形波合成装置包括将上述第2和第3的矩形波信号的进行异或运算的逻辑门，并把该逻辑门的输出作为第1矩形波信号。
8、根据权利要求6所述的调谐控制装置，其特征是：上述矩形波合成装置包括根据控制端子的电压电平，使输入到输入端子的信号通过或切断的三状态缓冲器，把上述第2和第3矩形波信号的任一个输入到上述控制端子，另一个输入到上述输入端子，把上述三状态缓冲器的输出作为上述第1矩形波信号。
9、根据权利要求5所述的调谐控制装置，其特征是：上述控制电压发生电路具有使从上述相位差检测电路输出的上述第1矩形波信号平滑的平滑电路和放大上述平滑电路的输出电压并输出上述控制电压的放大器。
10、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：含于上述调谐电路的上述2个相移电路的至少一个包括把第2电阻的一端连接到反相输入端经上述第2电阻输入交流信号的差动放大器，和连接在上述差动放大器的输出端与上述差动放大器的反相输入端子之间的第3电阻，上述串联电路连接到上述第2电阻的另一端，并把构成上述串联电路的上述第1电阻和上述电抗元件的连接部分连接到上述差动放大器的非反相输入端子上。
11、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路；并且将上述非反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为360°的频率附近的信号。
12、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路；并且将上述反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为180°的频率附近的信号。
13、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：在上述已级联的2个相移电路的前级插入由晶体管形成的跟随电路。
14、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：在由上述已级联的2个的相移电路形成的反馈电路的一部分插入分压电路；
上述调谐电路把输入到上述分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
15、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，使上述调谐电路的调谐频率可变。
16、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：上述差动放大器是运算放大器。
17、根据权利要求10所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
18、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：含于上述调谐电路中的上述2个相移电路的至少一个包括：把第2电阻的一端连接到反相输入端子且经上述第2电阻输入交流信号的差动放大器、连接于上述差动放大器的输出端子的第1分压电路、以及连接到上述第1分压电路的输出端与上述差动放大器的反相输入端子之间的第3电阻，把上述串联电路连接到上述第2电阻的另一端，并把构成上述串联电路的上述第1电阻和上述电抗器件的连接部分连接到上述差动放大器的非反相输入端子上。
19、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路；并且将上述非反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为360°的频率附近的信号。
20、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路；并且将上述反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为180°的频率附近的信号。
21、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：在上述已级联的2个相移电路的前级插入由晶体管形成的跟随电路。
22、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：在用上述已级联的2个的相移电路形成的反馈电路的一部分插入第2分压电路；
上述调谐电路把输入到上述第2分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
23、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，使上述调谐电路的调谐频率可变。
24、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：上述差动放大器是运算放大器。
25、根据权利要求18所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
26、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：含于上述调谐电路中的上述2个相移电路的至少一个包括：把第2电阻的一端连接到反相输入端子且经上述第2电阻输入交流信号的差动放大器、连接于上述差动放大器的反相输入端子与输出端子之间的第3电阻、以及一端连接到上述差动放大器的反相输入端子且另一端接地的第4电阻，把上述串联电路连接到上述第2电阻的另一端，并把构成上述串联电路的上述第1电阻和上述电抗器件的连接部分连接到上述差动放大器的非反相输入端子上。
27、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路；并且将上述非反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为360°的频率附近的信号。
28、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路；并且将上述反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为180°的频率附近的信号。
29、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：在上述已级联的2个相移电路的前级插入由晶体管形成的跟随电路。
30、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：在用上述已级联的2个的相移电路形成的反馈电路的一部分插入分压电路；
上述调谐电路把输入到上述分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
31、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，以使上述调谐电路的调谐频率可变。
32、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：上述差动放大器是运算放大器。
33、根据权利要求26所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
34、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路；并且将上述非反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述2个相移电路的至少一个包括：把已输入的交流信号变换成同相和反相的交流信号并输出的变换装置，对已用该变换装置变换了的一交流信号经上述串联电路的一端，和另一交流信号经上述串联电路的另一端进行合成的合成装置。
35、根据权利要求34所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的全体合计移相量为360°的频率附近的信号。
36、根据权利要求34所述的调谐控制装置，其特征是：在用上述已级联的2个相移电路和上述非反相输入电路形成的反馈电路的一部分中插入分压电路；
上述调谐电路使输入到上述分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
37、根据权利要求34所述的调谐控制装置，其特征是：上述2个相移电路内的上述变换装置包括晶体管，上述晶体管的源极和漏极，或发射极和集电极上分别连接电阻值大致相等的第2电阻，向上述晶体管的栅极或基极输入交流信号，并在上述晶体管的源极与漏极之间或发射极与集电极之间连接构成上述合成装置的上述串联电路。
38、根据权利要求34所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，以使上述调谐电路的调谐频率可变。
39、根据权利要求34所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
40、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有反转输入的交流信号的相位而输出的反相电路；并且将上述反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述2个相移电路的至少一个包括：把已输入的交流信号变换成同相和反相的交流信号并输出的变换装置，对已用该变换装置变换了的一交流信号经上述串联电路的一端，同另一交流信号经上述串联电路的另一端进行合成的合成装置。
41、根据权利要求40所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路的整体合计移相量为180°的频率附近的信号。
42、根据权利要求40所述的调谐控制装置，其特征是：在用上述已级联的2个相移电路和上述反相输入电路形成的反馈电路的一部分中插入分压电路；
上述调谐电路使输入到上述分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
43、根据权利要求40所述的调谐控制装置，其特征是：上述2个相移电路内的上述变换装置包括晶体管，上述晶体管的源极和漏极，或发射极和集电极上分别连接电阻值大致相等的第2电阻，向上述晶体管的栅极或基极输入交流信号，并在上述晶体管的源极与漏极之间或发射极与集电极之间连接构成上述合成装置的上述串联电路。
44、根据权利要求40所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，以使上述调谐电路的调谐频率可变。
45、根据权利要求40所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
46、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：在上述调谐电路中包括的上述2个相移电路的至少一个包括：用电阻值大致相等的第2和第3电阻构成的第1分压电路，和以规定的放大倍数放大上述第1分压电路的输出端电位与构成上述串联电路的上述电抗器件和上述第1电阻的连接点的电位之间的差并使之输出的差动放大器，且分别将交流信号输入到上述第1分压电路和上述串联电路的一端。
47、根据权利要求46所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路；并且将上述非反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的整体合计移相量为360°的频率附近的信号。
48、根据权利要求46所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路备有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路；并且将上述反相电路插入到用上述已级联的2个相移电路形成的反馈电路的一部分中；
上述调谐电路仅通过由上述已级联的2个相移电路产生的全体合计移相量为180°的频率附近的信号。
49、根据权利要求46所述的调谐控制装置，其特征是：在用上述已级联的2个的相移电路形成的反馈电路的一部分中插入第2分压电路；
上述调谐电路把输入到上述第2分压电路中的交流信号作为调谐信号输出。
50、根据权利要求46所述的调谐控制装置，其特征是：由可变电阻形成上述串联电路内的上述第1电阻，且根据上述控制信号的电压电平改变上述可变电阻的电阻值，以使上述调谐电路的调谐频率可变。
51、根据权利要求46所述的调谐控制装置，其特征是：在半导体衬底上整体形成构成元件。
52、根据权利要求3所述的调谐控制装置，其特征是：上述调谐电路包括输入信号输入到一端上的阻抗器件和反馈信号输入到一端上的反馈阻抗器件，上述加法电路用上述加法电路对经上述输入阻抗器件输入的上述输入信号和经上述反馈阻抗器件输入的上述反馈信号进行加法运算。
53、根据权利要求52所述的调谐控制装置，其特征是：借助于改变上述输入阻抗器件和上述反馈阻抗器件之间的器件常数比，使上述调谐电路的带宽改变。
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