CN1198046A - 弱信号提取装置 - Google Patents

Abstract

一种接收机,复合信号被分成两路,第一路中有用信号信道被一陷波滤波器抑制,剩余信号被反相。在第二路中信号被延迟,以便与第一路引入的延迟相匹配。第一路信号与第二路信号重新合成,以把无用信道的信号电平降至量化噪声的电平。有用信号可运用放大器电路的整个动态范围进行放大。如果需要,可同时接收多于一个信道的信号。

Description

弱信号提取装置

本发明涉及到射频通信，特别是用于从频谱相近的较强信号中提取弱信号的射频通信电路。

为了避免在输出端产生互调失真，多载波系统中的放大器，必须具有良好的处理大信号的性能。这同样适用于需要从较强信号中提取较弱信号的无线接收机中。在二次下变频接收机中可在第二个混频器后放置一个窄带滤波器，用来衰减无用的强信号而通过有用的弱信号。在这样的接收机中，通过减小无用信号的幅度，放大器电路的动态范围中的较大部分可用于放大有用的信号。然而，这样的接收机设置对接收机中的窄带滤波器和其它部件提出了更严格的要求。

对于在信道的整个频带内进行数字化采样的接收机来说，滤波器无需如此严格的要求。然而，用于此类数字采样接收机中的A/D变换器和相关的放大器电路必须有能处理大信号的能力。当强信号占主导地位时，弱信号的信噪比会显著降低。

因此，本发明目的在于提供一种用于从相邻较强信号中提取弱信号的改进电路。

按照本发明的原理提供一个接收机，可实现本发明的上述和其它目的，其中输入的一个复合射频信号经下变频到一个中频信号并分成两路。第一路中，有用信号所在信道经一陷波滤波器衰减。复合信号中剩余信道的信号被反相。第二路中，信号被延迟以与第一路延迟相匹配。两路信号再进行重新合成，从而将无用信道信号电平降至量化噪声电平。这样，接收机中放大器的整个动态范围都可以用来放大有用信号。放大后的信号通过一个A/D转换器、一个数字调谐器和一个解调器来进行处理、解调。

如果需要，接收机可同时接收多于一个信道的信号。而且如果被接收的两路或多路信号具有不同的信号强度，则可用陷波滤波器的数字滤波功能选择性地为信号加权均衡它们的强度。对有用信号强度的均衡使接收机能够使用必要的放大器电路的整个动态范围实现其放大功能，从而提高了接收机的信噪比。

接收机也可以通过陷波滤波器来改变衰减信号的带宽，以此容纳具有不同带宽的信道。

本发明的另外特征、性质和各种优点可以从随后的附图和优选实施方案的详尽说明中明显看出。

图1现有技术二次下变频接收机框图

图2现有技术使用数字采样的接收机框图

图3本发明用作说明的实施方案框图

图4按说明的设计例实现的图3所示接收机中各级输出端的信号功率电平、均衡噪声功率和信噪比的列表。

如图1所示，二次下变频接收机10从低噪声放大器14的输入端12接收射频输入信号。该射频输入信号是从多个独立的信道中获得的。在某些情况下，希望把一个信道上的弱信号从其它信道的强信号中提取出来。混频器16将放大器14的输出与第一本振L01进行混频，从而将输入的射频信号下变频至第一中频。带通滤波器18实现了镜频抑制(即抑制镜象频率信号)。

所有信道(强和弱)信号经带通滤波器18输出进入放大器20。混频器22再将放大器20的输出与第二本振L02混频，从而将混频器22的输入信号下变频到第二中频。带通滤波器24把感兴趣的信号(例如弱信号)送入自动增益控制(AGC)放大器26，同时阻塞了剩余信道信号。放大器26将其输入端的信号放大到合适的电平以用于解调。

一些接收机使用了模拟解调器，如模拟解调器28对放大器26的输出进行解调。其它接收机使用了数字解调设备，如解调电路30所提供的电路，它包含A/D转换器32、时钟/数据恢复电路34和数字解调器36。

不管采用何种解调方式，图1的方案均有一些缺点。例如采用第二个带通滤波器(BPF)24对滤波器和用于本振的频率合成器提出了严格的要求。此外，由于带通滤波器24有一个固定带宽，因此只能接收固定带宽的信道。

另外一种现有技术的接收机方案如图2所示。接收机38接收从放大器42输入端40输入的射频信号。混频器44将放大器42的输出与本振L01的信号混频，并下变频至中频。混频器44的输出进入BPF46，它充当一个抗混响滤波器。BPF 46的输出包含所有信道(弱和强)的信号。AGC放大器48将这些信道的复合信号放大后提供给A/D转换器50。在A/D转换器50的输出端，有用信号通过数字调谐器的调谐部分和控制电路52送出并由数字解调器54完成解调。

图2的方案避免了图1接收机10中对BPF24和本振频综提出的严格要求。但是，图2所示的接收机38中，A/D转换器50和放大器48必须具有处理大信号的能力。如果要提取的输入信号在中频上比其它信号弱的话，要放大较弱信号是不现实的，因为放大器48的增益将被较强信号所支配。因此A/D转换器50将不能对较弱信号产生足够用于提取的比特数，导致较弱信号信噪比很差。(此处的信噪比定义为信号的有效均方根(rms)值与最大量化噪声之比)。

此外，低成本的单片AGC放大器通常无法处理大信号电平，因此必须降低AGC放大器48的输入电平以确保放大器48输出端的互调失真低于一个可接受的电平。有用信号电平降低的幅度大约与系统内信道数的平方根成正比。

遵照本发明，输入的复合信号被分为平行的两路。在第一路中，有用信号从复合信号中去掉，去掉了有用信号的复合信号与原始复合信号(第二路)相减，这样就从复合信号中消除了所有的无用信号。由于有用的弱信号不再伴随无用的强信号，所以这种方案能使接收机内放大器和A/D转换器电路的整个动态范围得到有效利用。

根据本发明建立的接收机56如图3所示。如果需要，接收机56可用一数字化超大规模集成电路(VLSI)实现。接收机56运用常规技术接收射频信号，并将之转换到中频。例如，接收机56可以使用如接收机10(图1)和38(图2)输入端所示的低噪声放大器、混频器和BPF。接收机的中频输出由输入端60供给放大器58。供给输入端60的输入信号电平最好保持不产生互调失真的最高电平。中频输入信号是来自多个信道的复合信号。接收机56对其中至少一个信道进行检测和解调。总之，有用的单个或多个信号是弱的，而无用的信号是强的。

分路器62将放大器58的输出信号分为64和66两路。沿路径66的复合信号基本上未发生变化。在路径64中，有用信号被抑制，无用信号被反相。因此，当来自路径64和66的信号重新合成时，来自路径66的未反相无用信号与来自路径64的反相无用信号相抵消。这种方案使剩下待处理的有用弱信号可以使用接收机放大器和数字化电路的全部动态范围。

沿路径64的分路器62的输出由A/D转换器68数字化，其分辨率为n比特。数字陷波滤波器70的系数可动态地编程以选择中心频率，希望的滤波器形状和带宽。陷波滤波器70将所要信道信号衰减，其余信道信号直通。数字陷波滤波器70的输出有m比特的分辨率。m的值必须足够大以使陷波信道不被量化噪声淹没。

由于A/D转换器68在有用信道上产生的量化噪声随后由数字陷波滤波器70衰减，因此通常可以接受A/D转换器68产生比D/A转换器72较大的噪声。因而m的值通常要大于n(如果需要，A/D转换器68的分辨率可以通过增加n的值(甚至n比m大)来提高。但这一般是不必要的，并且会增加整体设计的成本和复杂度)。D/A转换器72后面的有用信道中的量化噪声由陷波滤波器70的噪声输出(s)和D/A转换器72的m比特分辨率产生的量化噪声(M)共同决定。(S是A/D转换器68产生并经陷波滤波器70衰减的噪声功率)。S的幅度最好接近M的幅度。以此方式平衡噪声贡献因子S和M可以充分运用A/D转换器68的n比特分辨率、陷波滤波器70的处理功率和D/A转换器72的m比特分辨率。

其中包含了复合信号中除感兴趣的信道外的其它所有信道的数字陷波滤波器70的输出，提供给D/A转换器72，它在输出端74产生相应的模拟输出信号。该模拟输出信号相对于进入路径66的复合信号反相的。最好提供低通滤波器76以对与D/A转换器72的时钟振荡频率有关的任何信号起平滑作用。

在路径66中，延迟电路78产生一个延迟以便与路径64所产生的延迟相匹配。(如果需要，数字陷波滤波器70可提供延迟均衡功能以辅助延迟电路78以与由路径64引入的延迟匹配)。延迟电路78输出的未改变的复合信号与低通滤波器76的输出信号经合成器80合路。合成器80输出端82处的信号主要由有用信号组成。无用信道的信号被衰减到量化噪声的电平(最大为最低有效位(Lsb)的一半)。输出端82的信号送到AGC放大器84，该放大器现在可以用其全部动态范围来处理有用信号。

放大器84的输出再送到A/D转换器86，产生相应的数字输出到数字调谐器和控制电路88。数字调谐器的控制部分和控制电路88根据放大器84输入端的信号幅度通过D/A转换器90来调整AGC放大器84的增益。数字调谐器的数字调谐部分和控制电路88将有用信道信号转为基带(即载波频率为0HZ)。数字调谐器和控制电路88中最好有一低通电路来提高调谐器的选择性。在单信道接收中，大部分的选择性由数字陷波滤波器70提供，这放松了对数字调谐器和控制电路88的要求。数字调谐器和控制电路88的输出由解调器92解调，并在94输出端输出。

图3的接收机方案降低了放大器84输入信号的动态范围，因此可以放宽对放大器84的大信号处理要求。此外，放大器84的输出现在几乎全都由有用信号组成，因此A/D转换器86可以采用比无用大信号占据其整个动态范围的情况时较高的分辨率来数字化该信号。

接收机56从强信号中提取弱信号的能力在类似蜂窝电话系统的环境中尤其有用。在蜂窝电话系统中，靠近小区边缘的用户通常处在有用信道的信号比系统中其它信道的信号弱的情况下。

如果需要，接收机56可以通过用陷波滤波器70陷掉附加信道的方法和调整数字调节器、控制电路88和解调器92来调谐对准并解调这些附加信道的方法来同时处理多个信道。而且，陷波滤波器70能用不同量为不同的信道加权以补偿信号强度偏差。例如，一蜂窝电话基站要接收信道4(弱)和信道5(强)的信号并可能要抑制其它剩余信道(强)的信号。按图3的方案，陷波滤波器70能同时对信道4和5进行陷波。由于信道5信号强，信道4信号弱，只是部分地滤掉信道5是有益的，所以在合成器80的输出端信道5的幅度稍微有所降低。通过对放大器84输入端不同信道信号相对幅度的平衡，可以充分运用放大器84的动态范围，增加系统处理两个有用信道(4和5)的整体能力。

接收机56的另一个性能是能处理具有不同带宽的信道。这样的方案在某些环境下会很有用，例如无线电台信道既使用标准带宽又使用较大的带宽(例如为了提供CD质量的音频)。数字陷波滤波器70的特性可以有选择地改变以便根据需要容纳较窄和较宽的信道。当一个常规信道被接收时，陷波滤波器70抑制一标准带宽的信道。当一CD质量的信道被接收时，陷波滤波器70抑制一较大带宽的信道。

接收机56的特征可由下面的设计范例进一步说明。在本例中，为简化起见，两个信道由两个载波代表。无用的较强载波为P1，其功率电平为-10dBm。有用的较弱信号为P2，其功率电平为-52dBm(也即比强信号低42dB)。A/D转换器68具有10比特分辨率(即n＝10)和满度最大值400mv峰-峰值(11sb等于390.625μV)。D/A转换器72具有16比特分辨率(即m＝16)，输出最大4 00mV峰-峰值(11sb等于6.104μN)。数字陷波滤波器70具有16个或更多比特分辨率。

P1的电平值-10dBm(200mv峰-峰值)由A/D转换器68输出的9比特来表示。P2的电平-52dBm(～1.5mv峰-峰值)由A/D转换器68输出的2比特来表示。在A/D转换器68后的50Ω电阻上的最大量化噪声功率为-61.17dBm，如公式1所示。

最大量化噪声功率＝(1/2lsb)²/50                (1)P1的平均信号与最大量化噪声之比为51.17dB，P2的信噪比为9.17dB。如果数字陷波滤波器70将有用信道衰减33dB，那么运用图示设计的接收机56的各级电平如图4表格所示。

D/A转换器72的输出电平对P1(未改变的)为-10dBm，对P2为-85dBm(衰减的)。当低通滤波器76的输出在合成器80处与输入信号相加，P1被抵消了，P2的值减小到-85dBm(-52dBm-33dBm)，导致合成器80的输出为-52.002dBm，由公式2给出：

Output＝10*log(10^-5.2-10^-8.5)             (2)

公式2表明在这种理想化的例子中，合成器80输出端的有用信号的幅度只降低了一可忽略的值。实际上，D/A转换器72在有用信号中加入了量化噪声。如果D/A转换器72具有8比特分辨率，那么0.4V峰-峰值可由8比特来表示，最大量化噪声电平为-49dBm。该电平比P2信号电平要高，以致P2将被量化噪声所淹没。(这也适用于10比特分辨率的情况)。如果D/A转换器72具有16比特分辨率，那么由D/A转换器72加入的最大量化噪声将只有-97.3dBm，这将小于数字陷波滤波器70输出端有用信道上的噪声电平。因此，放大器84的信号电平P2对有用信号的信噪比(限于量化)为42dB(94-52)。因此在将有用弱信号P2数字化时，一个7比特的A/D转换器86将充分发挥其性能。选择D/A转换器72和A/D转换器86的分辨率的合适组合将使有用信道的信噪比达到要求。在本例中，弱信号被量化成大约7比特。由放大器84看去的信号电平，P2为-52dBm，P1为-61dBm(即强信号功率为量化噪声电平)。因为无用的复合信号比有用信号低9dB，所以有用信号很容易被放大器84放大。

前述的仅仅是本发明原理的说明，在不偏离本发明的范围和实质时，熟练的技术人员可以作各种变更。

Claims (16)

1.在复合信号的无用信号中提取至少一个有用信号的接收机包括：

一个分路器，将复合信号分为第一路径和第二路径；

用于衰减第一路径上复合信号中的至少一个有用信号的装置；

一个合成器，用于将来自第一路径的信号与来自第二路径的信号合成以产生一包含有用信号而其中无用信号已被衰减的输出信号。

2.权利要求1所述的接收机，其中至少一个有用信号比无用信号弱。

3.权利要求1所述的接收机，其中：

至少一个有用信号由第一有用信号和第二有用信号组成；

用于衰减的装置对第一和第二信号中较强信号的衰减少于对第一和第二信号中较弱信号的衰减，以均衡输出信号中第一和第二有用信号的幅度。

4.权利要求1所述的接收机，还包含一个放大器，用于放大输出信号，从而使用放大器的整个动态范围放大有用信号。

5.权利要求1所述的接收机，其中在第一路会引入一段延迟，该接收机在第二路中在合成器前包含一延迟电路，用于足够量地延迟第二路信号，以便与第一路引入的延迟相匹配。

6.权利要求1所述的接收机，其中用于衰减的装置包括一个数字陷波滤波器，接收机进一步包含：

第一路中分路器和数字陷波滤波器之间的A/D转换器；

第一路中数字陷波滤波器和合成器之间的D/A转换器。

7.权利要求6所述的接收机，其中A/D转换器的分辨率低于D/A转换器。

8.权利要求1所述的接收机，其中用于衰减的装置可将各种带宽的有用信号衰减。

9.使用接收机从一复合信号中的无用信号中分离至少一个有用信号的方法，包括：

将复合信号分成第一路和第二路；

在第一路中将复合信号中的至少一个的有用信号衰减；

将来自第一路的信号和来自第二路的信号合成以产生一包含有用信号的输出信号，其中无用信号已被衰减。

10.权利要求9所述的方法，其中至少一个有用信号比无用信号弱。

11.权利要求9所述的方法，其中至少一个有用信号包含第一有用信号和第二有用信号，方法进一步包括下面的步骤：对第一和第二信号中较强信号的衰减小于对第一和第二信号中较弱信号的衰减，以便均衡输出信号中第一和第二有用信号的幅度。

12.权利要求9所述的方法，进一步包含使用放大器的全动态范围来放大输出信号中的有用信号部分的步骤。

13.权利要求9所述的方法，其中在第一路会引入一段延迟，该方法进一步包含下面的步骤：在将来自第一和第二路的信号进行合成之前，对第二路信号进行足够量的延迟，以便与第一路引入的延迟相匹配。

14.权利要求9所述的方法，其中衰减的步骤包含使用一个数字陷波滤波器来衰减至少一个有用信号的步骤，该方法进一步包含下述步骤：

在有用信号被衰减前，在第一路中用一A/D转换器对信号进行数字化；

在有用信号被衰减之后和第一路中信号与第二路中信号合成之前，用一D/A转换器将第一路信号转换为模拟信号。

15.权利要求14所述的方法，其中A/D转换器对第一路信号进行数字化的分辨率低于D/A转换器将信号变为模拟信号所用的分辨率。

16.权利要求9所述的方法，进一步包含对具有不同带宽的有用信号进行衰减的步骤。

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