MXPA98002517A - Resolutor de señal debil - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a proporcionar un receptor en donde una señal compuesta se divide en dos trayectorias. En la primer trayectoria, un canal de señal deseado se suprime por un filtro con muesca de supresión. Los canales restantes en la señal compuesta se invierten. En la segunda trayectoria la señal se retarda para corresponder al retardo impuesto por la primer trayectoria. La señal de la primer trayectoria se recombina con la segunda trayectoria que reduce el nivel de señal de los canales no deseados al nivel de interferencia de cuantificación. La señal deseada luego puede amplificarse utilizando toda la gama dinámica de los circuitos amplificadores. Si se desea, puede recibirse más de un canal a la vez. Además, si los dos o más canales que se reciben tienen diferentes intensidades de señal, las funciones de filtrado digital del filtro con muesca de supresión pueden utilizarse para ponderar selectivamente las señales para compensar sus intensidades. Además, pueden recibirse canales de diferentes anchos de banda.

Description

RESOLUTOR DE SEÑAL DÉBIL Campo de la Invención Esta invención se refiere a comunicaciones de radiofrecuencia y más particularmente a circuitos para comunicaciones de red de frecuencia para resolver señales débiles entre señales más fuertes, en un espectro de frecuencia cercanamente espaciado. Antecedentes de la Invención Los amplificadores en sistemas de ultiportadoras deben tener muy buen desempeño de señal grande para evitar productos de distorsión de intermodulación en sus salidas . Esto es particularmente cierto en receptores inalámbricos, que a menudo deben resolver una señal más débil entre señales más fuertes . En receptores de conversión descendente dual, un filtro de banda estrecha puede localizarse después del segundo mezclador, para atenuar las señales más fuerte pero indeseadas y pasar las señales débiles deseadas . Al reducir la magnitud de las señales indeseadas, una mayor fracción de la gama dinámica de los circuitos amplificadores en este receptor puede emplearse para amplificar la señal deseada. Sin embargo, esta estructura de receptor impone requerimientos estrictos en el filtro de banda estrecha y otros componentes empleados en el receptor. REF: 26818 Receptores que muestrean digitalmente toda la banda de canales no tienen estos estrictos requerimientos de filtro. Sin embargo, el convertidor analógico-a-digital y circuitos amplificadores asociados que se utilizan en estos receptores de muestreado digital, deben ser capaces de manejar grandes señales. Cuando dominan más fuerte señales, la relación de señal-a-interferencia de la señal débil se reduce considerablemente. Por lo tanto, un objeto de la presente invención consiste en proporcionar circuitos mejorados para resolver señales débiles de señales más fuertes adyacentes . Compendio de la Invención Estos y otros objetivos de la invención se logran de acuerdo con los principios de la presente invención al proporcionar un receptor en donde una señal de radiofrecuencia compuesta de entrada, se convierte en forma descendente a una señal de frecuencia intermedia y divide en dos trayectorias. En la primer trayectoria, un canal de señal deseado se atenúa por un filtro con muesca de supresión. Los canales restantes en la señal compuesta se invierten. En la segunda trayectoria, la señal se retarda para corresponder el retardo impuesto por la primer trayectoria. La señal de la primer trayectoria se recombina con la segunda trayectoria, que reduce el nivel de señal de los canales no deseados al nivel de interferencia de cuantificación. La señal deseada luego puede amplificarse utilizando toda la gama dinámica de los circuitos amplificadores en el receptor. La señal amplificada se procesa y desmodula utilizando un convertidor analógico-a-digital, un sintonizador digital y un desmodulador. Si se desea, más de un canal puede recibirse a la vez. Además, si los dos o más canales que se reciben tienen diferentes intensidades de señal, las funciones de filtrado digital del filtro con muesca de supresión pueden emplearse para ponderar selectivamente las señales para compensar sus intensidades. El compensar las intensidades de las señales deseadas permite que las funciones de amplificación del receptor se realicen utilizando toda la gama dinámica de los circuitos amplificadores necesarios, de esta manera incrementando la relación de señal-a-interferencia del receptor. El receptor puede permitir canales de diferentes anchos de banda al variar los anchos de banda de la señal que se atenúan por el filtro con muesca de supresión. Adicionales características de la invención, su naturaleza y diversas ventajas serán más aparentes a partir de los siguientes dibujos y la siguiente descripción detallada de las modalidades preferidas. Breve Descripción de los Dibujos La Figura 1 es un diagrama de un receptor con conversión descendente dual de la técnica previa. La Figura 2 es un diagrama de un receptor de la técnica previa que utiliza muestreado digital. La Figura 3 es un diagrama de una modalidad ilustrativa de la presente invención. La Figura 4 es una tabla que muestra niveles de energía de señal, niveles de energía de interferencia de cuantificación y proporciones de señal-a-interferencia en las salidas de diversas etapas del receptor de la Figura 3, como se implemente de acuerdo con un ejemplo de diseño ilustrativo. Descripción Detallada de las Modalidades Preferidas Como se ilustra en la Figura 1, el receptor con conversión descendente dual 10 recibe señales de alimentación de radiofrecuencia en la alimentación 12 del amplificador de baja interferencia 14. Las señales de alimentación de radiofrecuencia están contenidas en número de canal separados. En algunos casos, se desea resolver una señal débil en un canal de señales fuertes en otros canales. El mezclador 16 mezcla el oscilador local LOl con la salida del amplificador 14, convirtiendo en forma descendente de esta manera las señales de radiofrecuencia alimentadas a una primer frecuencia intermedia. El filtro de paso de banda 18 proporciona rechazo de imagen (es decir suprime señales en la frecuencia de imagen) . Todos los canales (fuertes y débiles) se pasan a la salida del filtro de paso de banda 18 y reciben por el amplificador 20. El mezclador 22 mezcla el oscilador local L02 con la salida del amplificador 20, convirtiendo de esta manera en forma descendente la alimentación al mezclador 22 a una segunda frecuencia intermedia. El filtro de paso de banda 24 pasa el canal de interés (por ejemplo canal débil) al amplificador con control de ganancia automático 26 y bloque los canales restantes. El amplificador 26 amplifica la señal en su alimentación al nivel apropiado para desmodulación . Algunos receptores utilizan un desmodulador analógico tal como el desmodulador analógico 28 para desmodular la salida del amplificador 26. Otros receptores utilizan una estructura de desmodulador digital tal como se proporciona por los circuitos de desmodulador 30 que contienen el convertidor analógico-a-digital 32, circuito para recuperación de datos/reloj 34, y desmodulador digital 36. Independientemente de que enfoque se emplea para desmodulación, la estructura de la Figura 1 tiene una cantidad de desventajas. Por ejemplo, utilizando el segundo filtro de paso de banda (filtro de paso de banda 24) impone estrictos requerimientos en el filtro y sintetizadores utilizados para osciladores locales. Además, debido a que el filtro de paso de banda 24 tiene un ancho de banda fijo, solo pueden recibirse canales con ese ancho de banda fijo. Una estructura de receptor de la técnica previa alterna se ilustra en la Figura 2. El receptor 38 recibe señales de alimentación de radiofrecuencia en la alimentación 40 del amplificador 42. El mezclador 44 mezcla la salida del amplificador 42 con una señal del oscilador local L01 para convertir en forma descendente la señal a una frecuencia intermedia. La salida del mezclador 44 se alimenta al filtro de paso de banda 46, que sirve como un filtro de suavizado. La salida del filtro de paso de banda 46 contiene todos los canales (fuertes y débiles) . El amplificador de control de ganancia automático 48 proporciona una señal compuesta amplificada que se forma a partir de estos canales al convertidor analógico-a-digital 50. El canal deseado se elige de la salida del convertidor analógico-a-digital 50 por la porción de sintonizador de los circuitos de control y sintonizador digital 52 y desmodula por el desmodulador digital 54. La estructura de la Figura 2 evita los requerimientos estrictos que se imponen en el filtro de paso de banda 24 y los sintetizadores de osciladores locales en el receptor 10 de la Figura 1. Sin embargo, en el receptor 38 de la Figura 2, el convertidor analógico-a-digital 50 y el amplificador 48 deben ser capaces de manejar grandes señales. Si la señal de alimentación a resolver es más débil que otras señales en el espectro de frecuencia intermedia, la amplificación de la señal más débil no será substancial, debido a la ganancia del amplificador 48 se dominará por las señales más fuertes. El convertidor analógico-a-digital 50 por lo tanto no será capaz de producir un número suficiente de bits de resolución para la señal más débil, lo que resulta en una deficiente relación de señal-a-interferencia (SNR = signal-to-noise ratio) para la señal más débil. (La relación de señal-a-interferencia se define aquí como la relación de la señal de raíz cuadrada media (rms = root-mean-square) a la interferencia de cuantificación máxima) . Además, los amplificadores con control de ganancia automática monolíticos de bajo costo, típicamente no pueden manejar grandes niveles de señal, de manera tal que el nivel de alimentación al amplificador de control de ganancia automático 38, debe reducirse para asegurar la distorsión de intermodulación a la salida del amplificador 48 se mantenga por debajo de un nivel aceptable. La magnitud de la reducción de nivel de señal requerido es aproximadamente proporcional a la raíz cuadrada del número de canales en el sistema. De acuerdo con la presente invención, una señal compuesta de ingreso se divide en dos trayectorias paralelas. En la primer trayectoria, una señal deseada se retira de la señal compuesta. La señal compuesta con la señal deseada retirada se substrae efectivamente de la señal compuesta original (en la segunda trayectoria) eliminando de esta manera todo excepto la señal deseada de la señal compuesta. Debido a que la señal deseada (débil) ya no está más acompañada por señales fuertes indeseadas, esta estructura permite que toda la gama dinámica del amplificador y circuitos convertidores analógico-a-digital en el receptor sean utilizados efectivamente. Un receptor 56 construido de acuerdo con la presente invención se ilustra en la Figura 3. Si se desea, el receptor 56 puede implementarse en un circuito integrado de muy gran escala digital. El receptor 56 recibe señales de alimentación de radio frecuencia y las convierte a una frecuencia intermedia utilizando técnicas convencionales. Por ejemplo, el receptor 56 puede emplear un amplificador de baja interferencia, mezclador y filtro de paso de banda tales como aquellos ilustrados en las alimentaciones de los receptores 10 (Figura 1) y 38 (Figura 2) . La salida de frecuencia intermedia del receptor se presenta al amplificador 58 en la entrada 60. El nivel de la señal de alimentación presentado en la alimentación 60, de preferencia se mantiene lo más alto posible sin crear productos de distorsión de intermodulación. La señal de alimentación de frecuencia intermedia es un compuesto de señales a partir de múltiples canales. El receptor 56 detecta y desmodula las señales cuando menos en uno de estos canales. En general, la o las señales deseadas pueden ser débiles y las señales no deseadas fuertes . El separador 62 se proporciona para separar la señal de salida del amplificador 58 en las trayectorias 64 y 66. La señal compuesta esencialmente está sin cambio sobre lá trayectoria 66. En la trayectoria 64, la señal deseada se suprime y se invierte en las señales no deseadas, de manera tal que cuando las señales de la trayectorias 64, 66 se reco binan, las señales no deseadas no invertidas de la trayectoria 66 se cancelan por las señales no deseadas invertidas de la trayectoria 64. Esta estructura permite que la señal débil deseada que queda se procese utilizando toda la gama dinámica de los circuitos de digitalización y amplificador de receptor. La salida de separador 62 sobre la trayectoria 64 se digitaliza por el convertidor analógico-a-digital 68 que tiene una resolución de n bits . El filtro con muesca de supresión digital 70 tienen coeficientes que pueden programarse dinámicamente para elegir una frecuencia central, forma de filtro deseada y ancho de banda deseado. El filtro con muesca de supresión 70 atenúa el canal deseado y pasa los canales restantes sin alterar. La salida del filtro con muesca de supresión digital tiene m bits de resolución. El valor de m debe ser suficientemente grande para evitar saturación o amortiguado del canal muescado con interferencia de cuantificación. La interferencia de cuantificación que se produce en el canal deseado por el convertidor analógico-a-digital 68, subsecuentemente se atenúa por el filtro con muesca de supresión digital 70, de manera tal que generalmente es aceptable que el convertidor analógico-a-digital 68 produzca más interferencia que el convertidor digital-a-analógico 72. El valor de m por lo tanto en general es mayor que n. (Si se desea, la resolución del convertidor analógico-a-digital 68 puede incrementarse al aumentar el valor de n (aún cuando n sea mayor que m) pero esto típicamente es innecesario y puede contribuir con costo y complejidad al diseño total) . La interferencia de cuantificación en el canal deseado después del convertidor digital-a-analógico 62, se determina por las contribuciones de la salida de interferencia (S) del filtro con muesca de supresión 70 y la interferencia de cuantificación (M) producida por los m bits de resolución del convertidor digital-a-analógico 72. (S es la energía debida a interferencia de convertidor analógico-a-digital 68 como se atenúa por el filtro con muesca de supresión 70) . De preferencia, la magnitud de S es cercana a la magnitud de M. En equilibrar las contribuciones de interferencia S y M de esta manera utiliza la resolución de n bits del convertidor analógico-a-digital 68, el poder de procesamiento del filtro con muesca de supresión 70 y la resolución de bit m del convertidor digital-a-analógico 72 a lo máximo. La salida del filtro de muesca de supresión digital 70 que contiene todos los canales en la señal compuesta excepto el canal de interés, se proporciona al convertidor digital-a-analógico 72 que genera una señal de salida analógica correspondiente en la salida 74. La señal de salida analógica se invierte en relación a la señal compuesta que se proporciona en la trayectoria 66. El filtro de paso bajo 76 de preferencia se proporciona para alisar cualesquiera señales referentes a las frecuencias del oscilador de sincronizador o reloj del convertidor digital-a-analógico 72. En la trayectoria 66, el circuito de retardo 78 genera un retardo para corresponder al retardo introducido por la trayectoria 64. (Si se desea, el filtro de muesca de supresión digital 70 puede proporcionar funciones de compensación de retardo para ayudar al circuito de retardo 78 en corresponder al retardo introducido por la trayectoria 64) . La señal compuesta no alterada del circuito de retardo 78 se combina con la señal del filtro de paso bajo 76 por el combinador 80. La señal a la salida 82 del combinador 80 está constituido primordialmente por la señal deseada. Las señales de los canales no deseados se atenúan al nivel de la interferencia de cuantificación (es decir a un máximo de la mitad de un bit menos significante) . La señal a la salida 82 se proporciona al amplificador para control de ganancia automático 84, que ahora puede emplear toda su gama dinámica para procesar la señal deseada. La salida del amplificador 84 se proporciona al convertidor analógico-a-digital 86, que proporciona una salida digital correspondiente al sintonizador digital y circuito de control 88. La porción de control del circuito de control y sintonizador digital 88 se emplea para ajustar la ganancia del amplificador de control de ganancia automático 84 mediante el convertidor digital-a-analógico 90 con base en las amplitudes de las señales en la alimentación al amplificador 84. La porción de sintonizador digital del circuito de control y sintonizador digital 88 convierte el canal deseado a la banda base (es decir a frecuencia portadora de 0 Hz) . El circuito de control y sintonizador digital 88, de preferencia también tiene circuito de paso baja para mejorar la selectividad del sintonizador. Durante recepción de canal sencilla, se proporciona la mayoría de la selectividad por el filtro con muesca de supresión digital 70, que relaja los requerimientos para filtrado en el circuito de control y sintonizador digital 88. La salida del circuito de control y sintonizador digital 88 se desmodula por el desmodulador 92 y proporciona a la salida 94. La estructura de receptor de la Figura 3 reduce la gama dinámica de la señal que se proporciona al amplificador 84, de manera tal que los requerimientos para manejo de gran señal del amplificador 84 pueden relajarse. Además, la salida del amplificador 84 ahora casi está totalmente constituida por la señal deseada, de manera tal que el convertidor analógico-a-digital 86 puede digitalizar esta señal con una superior resolución a la posible cuando las señales indeseadas grandes ocupadas por toda la gama dinámica del convertidor analógico-a-digital 86. La capacidad de receptor 56 para resolver canales débiles entre fuertes canales es particularmente útil en ambientes tales como sistemas de telefonía celular. En sistemas de telefonía celular, los usuarios que se aproximan al borde de una celda, a menudo están en situaciones en donde el canal deseado tiene más débiles señales que muchos de los otros canales en el sistema. Si se desea, el receptor 56 puede manejar múltiples canales simultáneamente, al muescar canales adicionales con el filtro con muesca de supresión 70 y al modificar el circuito de control y sintonizador digital 88 y desmodulador 92, para sintonizar y desmodular estos canales adicionales. Además, el filtro con muesca de supresión 70 puede ponderar diferentes canales por diferentes cantidades para compensar variaciones en intensidad de señal. Por ejemplo, una estación base de telefonía celular puede requerir el recibir el canal cuatro (débil) y canal 5 (fuerte) y puede desear suprimir los canales restantes (fuertes) . Con la estructura de la Figura 2, el filtro con muesca de supresión 70 puede proporcionar filtrado con muesca de supresión de ambos canales 4 y 5, simultáneamente. Debido a que el canal 5 es fuerte y el canal 4 es débil, puede ser benéfico el separar por filtrado el canal 5 solo parcialmente, de manera tal que la magnitud de canal 5 a la salida del combinador 80 se reduce en alguna forma. El compensar las magnitudes relativas de las señales de diferentes canales a la alimentación al amplificador 84, hace el más grande uso de la gama dinámica del amplificador 84 e incrementa la capacidad total del sistema para resolver ambos canales deseados (4 y 5) . Otra capacidad del receptor 56 de manejar canales con diferentes anchos de banda. Esta estructura puede ser útil por ejemplo en un ambiente en donde se proporcionan canales de estación de radio utilizando tanto anchos de banda standard como anchos de banda más grandes (por ejemplo para proporcionar calidad de audio y de disco compacto) . Las características del filtro con muesca de supresión digital 70 pueden variarse selectivamente para permitir los canales más estrechos y los más amplios, según se requiera. Cuando se recibe un canal regular, el filtro con muesca de supresión 70 suprime un canal de ancho de banda con tamaño regular. Cuando un canal con calidad de disco compacto se recibe, el filtro con muesca de supresión 70 suprime un canal con ancho de banda de tamaño más grande . Las características del receptor 56 pueden ilustrarse adicionalmente con el siguiente ejemplo de diseño. En este ejemplo, se representan dos canales por dos portadoras o por simplicidad. La portadora más fuerte no deseada es Pl que tiene un nivel de energía de -lOdBm. La portadora más débil deseada es P2 que tiene un nivel de energía de -52 dNm (es decir 42 dB por debajo de la señal fuerte) . El convertidor analógico-a-digital 68 tiene 10 bits de resolución (es decir n=10) y un máximo de escala completa de 400 mV pico-a-pico (un bit menos significante (Isb) es igual a 390.625 µV) . El convertidor digital-a-analógico 72 tiene 16 bits de resolución (es decir m=16) y produce una salida de 400 mV pico-a-pico máximo (un Isb igual a 6.104 µV) . El filtro con muesca de supresión digital 70 tiene 16 o más bits de resolución. El nivel -10 dBm (200 mV pico-a-pico) de Pl se representa por 9 bits de la salida del convertidor analógico-a-digital 68. EL nivel -52 dBm (~ 1.5 mV pico-a-pico) de P2 se representa por 2 bits de la salida del convertidor analógico-a-digital 68. El nivel de interferencia de cuantificación máximo en 50 omega después del convertidor analógico-a-digital 68 es --61.17 dBm máximo como se da por la ecuación 1. Max_Quantization_Noise_Power = (1/2 lsb)2/50 (1) La relación de la señal promedio a la interferencia de cuantificación máxima para Pl es 51.17 dB y para P2 es 9.17 dB . Si el filtro de muesca de supresión digital 70 atenúa 33 dB en el canal deseado, los niveles para las diversas etapas del receptor 56 que utilizan el diseño ilustrativo son como se ilustra en la tabla de la Figura 4. Los niveles de salida en el convertidor digital-a-analógico 72 son -10 dBm para Pl (sin cambio) y -85 dBm (atenuado) para P2. Cuando la salida de filtro de paso bajo 76 se agrega a la señal de alimentación en el combinador 80, pero una se cancela y el valor de P2 se disminuye por -85 dBm (-52 dBm - 33 dBm), lo que resulta en una salida en el combinador 80 de -52.002 dBm, como se da por la ecuación 2. Output = 10* log (10-5-2 - 108-5) (2) La Ecuación 2 demuestra que en este ejemplo idealizado, la magnitud de la señal deseada a la salida del combinador 80 se reduce por una cantidad despreciable. En la práctica, el convertidor digital-a-analógico 72 agrega interferencia de cuantificación a la señal deseada. Si el convertidor digital-a-analógico 72 tiene 8 bits de resolución, de manera tal que 0.4 V pico-a-pico se representa por 8 bits, el nivel de interferencia de cuantificación máximo será -49 dBm. Este nivel es superior que el nivel de señal P2 , de manera tal que P2 estará empantanado por la interferencia de cuantificación (esto también será el caso con 10 bits de resolución) . Si, sin embargo el convertidor digital-a-analógico 72 tiene 16 bits de resolución, la interferencia de cuantificación máxima agregada por el convertidor digital-a-analógico 72 será solo -97.3 dBm, que es menos que el nivel de interferencia para el canal deseado a la salida del filtro con muesca de supresión digital 70. De acuerdo con esto, el nivel de señal de P2 en el amplificador 84 tendrá una relación de señal-a-interferencia (cuantificación limitada) para la señal deseada de 42 dB (94-52) . Un convertidor analógico-a-digital de 7 bits 86 por lo tanto utilizará todas sus capacidades para digitalizar la señal débil deseada P2. Al seleccionar una combinación apropiada de resoluciones para el convertidor digital-a-analógico 72 y el convertidor analógico-a-digital 86 por lo tanto permite que se obtenga la relación de señal-a-interferencia requerida para el canal deseado. En el presente ejemplo, la señal débil se resuelve a aproximadamente 7 bits . Los niveles de señal que se ven por el amplificador 84 son -52 dBm para P2 y -61 dBm para Pl (es decir energía de señal fuerte está a nivel de interferencia de cuantificación) . Debido a que las señales compuestas no deseadas son 9 dB por debajo de la señal deseada, la señal deseada puede amplificarse fácilmente por el amplificador 84. Lo anterior simplemente es ilustrativo de los principios de esta invención y pueden practicarse diversas modificaciones por aquellos con destreza en la especialidad sin apartarse del alcance y espíritu de la invención. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Habiéndose descrito la invención como antecede, como propiedad lo contenido en las siguientes:

Claims (16)

1. REIVINDICACIONES 1. - Un receptor para resolver al menos una señal deseada de entre señales indeseadas en una señal compuesta, caracterizado porque comprende: un separador para la señal compuesta en una primer trayectoria y una segunda trayectoria; medios para atenuar la señal deseada como mínimo en la señal compuesta en la primer trayectoria y un combinador para la señal desde la primer trayectoria y la señal de la segunda trayectoria para producir una señal de salida que contiene la señal deseada en donde las señales no deseadas se han atenuado.
2. 2. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal deseada como mínimo es más débil que las señales no deseadas .
3. 3. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal deseada como mínimo comprende una primer señal deseada y una segunda señal deseada; y los medios para atenuar atenúan la más fuerte de la primer y segunda señales menos la más débil de la primer y segunda señales, para compensar las magnitudes de la primer y segunda señales deseadas en la señal de salida.
4. 4. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende un amplificador para la señal de salida, de manera tal que toda la gama dinámica del amplificador se emplea para amplificar la señal deseada.
5. 5. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque se induce un retardo por la primer trayectoria, el receptor además comprende un circuito de retardo en la segunda trayectoria antes del combinador para retardar la señal y la segunda trayectoria por una cantidad suficiente para ajustar el retardo inducido por la primer trayectoria.
6. 6. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los medios para atenuar comprenden un filtro con muesca de supresión digital, el receptor además comprende: un convertidor analógico-a-digital en la primer trayectoria entre el separador y el filtro con muesca de supresión digital; y un convertidor digital-a-analógico en la primer trayectoria entre el filtro con muesca de supresión digital y el combinador.
7. 7. - El receptor de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque el convertidor analógico-a-digital tiene menor resolución que el convertidor digital-a-analógico.
8. 8. - El receptor de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los medios para atenuar, atenúan señales deseadas de diversos anchos de banda .
9. 9.- Un método para utilizar un receptor para resolver al menos una señal deseada de entre señales no deseadas en una señal compuesta, caracterizado porque comprende: dividir la señal compuesta en una primer trayectoria y una segunda trayectoria; atenuar la señal deseada como mínimo en la señal compuesta en la primer trayectoria; y combinar la señal de la primer trayectoria y la señal de la segunda trayectoria para producir una señal de salida que contiene la señal deseada, en donde las señales no deseadas se han atenuado.
10. 10. - El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la señal deseada como mínimo es más débil que las señales no deseadas.
11. 11.- El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la señal deseada como mínimo comprende una primer señal deseada y una segunda señal deseada, el método además comprende la etapa de atenuar la más fuerte de la primer y segunda señales menos la más débil de la primer y segunda señales, para compensar las magnitudes de la primer y segunda señales deseadas en la señal de salida.
12. 12. - El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque además comprende la etapa de utilizar toda la gama dinámica de un amplificador, para amplificar la porción de señal deseada de la señal de salida.
13. 13. - El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque un retardo se induce por la primer trayectoria, el método además comprende la etapa de retardar la señal en la segunda trayectoria por una cantidad suficiente para corresponder el retardo inducido por la primer trayectoria antes que las señales de la primer y segunda trayectoria se combinen.
14. 14. - El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la etapa de atenuar comprende la etapa de utilizar un filtro con muesca de supresión digital, para atenuar la señal deseada como mínimo, el método además comprende las etapas de: digitalizar la señal en la primer trayectoria con un convertidor analógico-a-digital antes de que se atenúe la señal deseada; y convertir la señal en la primer trayectoria a una señal analógica con un convertidor digital-a-analógico después de que se ha atenuado la señal deseada y antes que la señal en la primer trayectoria se haya combinado con la señal en la segunda trayectoria.
15. 15. - El método de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque el convertidor analógico-a-digital digitaliza la señal en la primer trayectoria con menor resolución que se utiliza por el convertidor digital-a-analógico para convertir la señal en analógica.
16. 16. - El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado por la etapa de atenuar señales deseadas de diversos anchos de banda.