CN118661368A

CN118661368A - 电力转换系统

Info

Publication number: CN118661368A
Application number: CN202380020882.5A
Authority: CN
Inventors: 泉本尚人; 后藤弘通; 伊东淳一; 渡边大贵
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2022-02-28
Filing date: 2023-02-21
Publication date: 2024-09-17
Also published as: WO2023162976A1; JPWO2023162976A1; TW202337123A; TWI831624B

Abstract

本发明的问题是更可靠地进行软切换。在本发明中，控制器(3)通过在第一时间段中励磁电流(i_Lm)已开始在负方向上流动以使第一半导体切换元件(Q5)两端的第一寄生电容(C5)和第二半导体切换元件(Q6)两端的第二寄生电容(C6)结束被放电之后、使第二半导体切换元件(Q6)变为关断，来进行向第二时间段中的控制的转变。第二控制单元(5)控制第一半导体切换元件(Q5)，使得使第一半导体切换元件(Q5)变为导通和关断的各个定时与第一寄生电容(C5)结束被放电的定时同步。第二控制单元(5)控制第二半导体切换元件(Q6)，使得使第二半导体切换元件(Q6)变为导通和关断的各个定时与第二寄生电容(C6)结束被放电的定时同步。

Description

电力转换系统

技术领域

本公开一般涉及电力转换系统，并且更特别地涉及包括反激转换器的电力转换系统。

背景技术

专利文献1公开了反激转换器系统(电力转换系统)。专利文献1的反激转换器系统包括：变压器；一次侧的第一开关(第一半导体切换元件)；二次侧的第二开关(第二半导体切换元件)；输出电容器；第一控制电路；以及第二控制电路。变压器包括一次绕组和二次绕组。第一开关包括第一开关电容(第一寄生电容)。第二开关包括第二开关电容(第二寄生电容)。使第一开关响应于由第一控制电路提供的第一切换控制信号而操作。使第二开关响应于由第二控制电路提供的第二切换控制信号而操作。

在专利文献1的反激转换器系统中，第一控制电路和第二控制电路通过进行使第二开关在开始一次侧切换之前变为导通(ON)的高级切换控制，来提供第一开关电容(和第二开关电容)的受控放电。

在专利文献1的电力转换系统中，为了使第一开关的第一寄生电容中的电荷放电，在正在进行高级切换控制期间，在使第一开关变为导通之前使第二开关变为导通。然而，这涉及硬切换，该硬切换导致第二开关的切换损耗增加。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特表2018-504882

发明内容

本公开的目的是提供具有更可靠地进行软切换的能力的电力转换系统。

根据本公开的方面的电力转换系统包括反激转换器和控制器。所述反激转换器包括变压器、第一半导体切换元件、第二半导体切换元件和输出电容器。所述变压器包括一次绕组和二次绕组。所述第一半导体切换元件串联连接到所述一次绕组。所述第二半导体切换元件是为了同步整流所提供的，并且串联连接到所述二次绕组。所述输出电容器连接到所述二次绕组与所述第二半导体切换元件的串联电路的两端。所述控制器基于所述反激转换器的输入电压、所述反激转换器的输出电压、流经所述第一半导体切换元件的第一电流和流经所述第二半导体切换元件的第二电流，交替地进行第一时间段的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制以及第二时间段的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制。所述控制器包括第一控制单元和第二控制单元。所述第一控制单元生成所述第一时间段的分别针对所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的第一控制信号和第二控制信号。所述第二控制单元生成所述第二时间段的分别针对所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的第一控制信号和第二控制信号。所述第一控制单元具有：用于对所述反激转换器的输出电压进行控制的第一功能；用于对所述变压器的励磁电流的峰值进行控制的第二功能；以及用于对所述励磁电流的下限值进行控制的第三功能。所述控制器通过在所述第一时间段中所述励磁电流已开始在负方向上流动以使所述第一半导体切换元件两端的第一寄生电容和所述第二半导体切换元件两端的第二寄生电容结束被放电之后、使所述第二半导体切换元件变为关断，来进行向所述第二时间段的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制的转变。所述第二控制单元控制所述第一半导体切换元件，使得使所述第一半导体切换元件变为导通和关断的各个定时与所述第一寄生电容结束被放电的定时同步。所述第二控制单元控制所述第二半导体切换元件，使得使所述第二半导体切换元件变为导通和关断的各个定时与所述第二寄生电容结束被放电的定时同步。

附图说明

图1是根据第一实施例的电力转换系统的电路图；

图2是例示该电力转换系统如何操作的时序图；

图3的A至图3的F例示该电力转换系统如何操作；

图4例示该电力转换系统中所包括的电流检测单元；

图5是根据第一实施例的第一变形例的电力转换系统中所包括的控制器的电路图；

图6是例示根据第一实施例的第二变形例的电力转换系统如何操作的时序图；

图7是例示根据比较例的电力转换系统如何操作的时序图；

图8是根据第二实施例的电力转换系统的电路图；

图9是根据第三实施例的电力转换系统的电路图；

图10是该电力转换系统中所包括的控制器的电路图；以及

图11是根据第四实施例的电力转换系统的电路图。

具体实施方式

(第一实施例)

现在将参考图1至图4来说明根据第一实施例的电力转换系统10。

(1)电力转换系统的总体结构

如图1所示，电力转换系统10包括反激转换器1和控制器3。反激转换器1包括变压器Tr1、第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6和输出电容器C2。反激转换器1是用于将输入电压V_in转换成输出电压V_dc并且输送该输出电压V_dc的隔离型DC-DC转换器。在反激转换器1的一对输入端子之间可以连接例如DC电源。在反激转换器1的一对输出端子之间可以连接例如负载。负载可以是但不必一定是多个发光二极管(LED)的串联电路。控制器3对反激转换器1进行控制。

控制器3基于反激转换器1的输入电压V_in、反激转换器1的输出电压V_dc、流经第一半导体切换元件Q5的第一电流i_p和流经第二半导体切换元件Q6的第二电流i_s，交替地进行第一时间段T1(参考图2)的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制以及第二时间段T2(参考图2)的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制。如本文所使用的，第一电流i_p是指正方向被定义为如下方向的电流，在该方向上，电流i_p从第一半导体切换元件Q5的与变压器Tr1的一次绕组N1连接的第一主端子朝向其第二主端子流动。第一电流i_p的正方向由图1中的箭头指示，并且第一电流i_p的负方向与由图1所示的箭头指示的方向相反。此外，如本文所使用的，第二电流i_s是指正方向被定义为如下方向的电流，在该方向上，第二电流i_s从变压器Tr1的二次绕组N2朝向第二半导体切换元件Q6流动。第二电流i_s的正方向由图1中的箭头指示，并且第二电流i_s的负方向与由图1所示的箭头指示的方向相反。

注意，例如，如图4所示，电力转换系统10还包括：第一电流检测电阻器R5，用于检测流经第一半导体切换元件Q5的第一电流i_p；以及第二电流检测电阻器R6，用于检测流经第二半导体切换元件Q6的第二电流i_s。例如，用于检测第一电流i_p和第二电流i_s的构成元件不必一定分别是第一电流检测电阻器R5和第二电流检测电阻器R6，而也可以是电流传感器。此外，用于检测第一电流i_p和第二电流i_s的构成元件不必一定是电力转换系统10的构成元件。另外，电力转换系统10还包括用于检测反激转换器1的输入电压V_in的第一电阻分压电路和用于检测反激转换器1的输出电压V_dc的第二电阻分压电路。用于检测输入电压V_in和输出电压V_dc的构成元件不必一定是第一电阻分压电路和第二电阻分压电路。此外，用于检测输入电压V_in和输出电压V_dc的构成元件不必一定是电力转换系统10的构成元件。

(2)电力转换系统的详情

(2.1)反激转换器

如图1所示，反激转换器1包括变压器Tr1、第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6和输出电容器C2。另外，反激转换器1还包括输入电容器C1。

变压器Tr1包括一次绕组N1和二次绕组N2。变压器Tr1包括铁芯，其中一次绕组N1和二次绕组N2缠绕在铁芯上。在变压器Tr1中，一次绕组N1的匝数大于二次绕组N2的匝数。注意，变压器Tr1具有一次绕组N1侧的第一漏电感和二次绕组N2侧的第二漏电感。

第一半导体切换元件Q5串联连接到一次绕组N1。第二半导体切换元件Q6是为了同步整流所提供的并且串联连接到二次绕组N2。在该反激转换器1中，第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6中的各半导体切换元件具有控制端子、第一主端子和第二主端子。第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6中的各半导体切换元件例如可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。更具体地，第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6中的各半导体切换元件是常关(OFF)型n沟道MOSFET。在该示例中，n沟道MOSFET可以是Si基MOSFET。在第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6中的各半导体切换元件中，其控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、漏极端子和源极端子。第一半导体切换元件Q5的控制端子经由第一栅极驱动器连接到控制器3。第二半导体切换元件Q6的控制端子经由第二栅极驱动器连接到控制器3。第一栅极驱动器和第二栅极驱动器是电力转换系统10的构成元件。在该反激转换器1中，第一半导体切换元件Q5的第一主端子连接到变压器Tr1的一次绕组N1。此外，在该反激转换器1中，第二半导体切换元件Q6的第二主端子连接到二次绕组N2。

反激转换器1包括与第一半导体切换元件Q5反并联连接的第一二极管D5和与第二半导体切换元件Q6反并联连接的第二二极管D6。在第一二极管D5中，第一二极管D5的阳极连接到第一半导体切换元件Q5的第二主端子(源极端子)，并且第一二极管D5的阴极连接到第一半导体切换元件Q5的第一主端子(漏极端子)。在第二二极管D6中，第二二极管D2的阳极连接到第二半导体切换元件Q6的第二主端子(源极端子)，并且第二二极管D2的阴极连接到第二半导体切换元件Q6的第一主端子(漏极端子)。第一二极管D5可以是用作第一半导体切换元件Q5的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，第一二极管D5也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。第二二极管D6可以是用作第二半导体切换元件Q6的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，第二二极管D6也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

另外，反激转换器1还包括针对第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5和针对第二半导体切换元件Q6的第二寄生电容C6。第一寄生电容C5是用作第一半导体切换元件Q5的MOSFET的输出电容C_OSS。第二寄生电容C6是用作第二半导体切换元件Q6的MOSFET的输出电容器C_OSS。注意，在该反激转换器1被表示为等效电路时，可以假定第一寄生电容C5是与第一半导体切换元件Q5并联连接的元件，并且可以假定第二寄生电容C6是与第二半导体切换元件Q6并联连接的元件。因而，在图1中，针对用作第一半导体切换元件Q5的MOSFET的第一寄生电容C5被例示为与第一半导体切换元件Q5并联连接的元件，并且针对用作第二半导体切换元件Q6的MOSFET的第二寄生电容C6被例示为与第二半导体切换元件Q6并联连接的元件。在该反激转换器1中，第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5具有与第二半导体切换元件Q6的第二寄生电容C6相同的电容值。如本文所使用的，表述“第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5具有与第二半导体切换元件Q6的第二寄生电容C6相同的电容值”不仅指它们的电容值完全相同的情形，而且指例如第二半导体切换元件Q6的第二寄生电容C6的电容值在第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5的电容值的从90％到110％的范围内的情形。

第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6由控制器3控制。根据从控制器3供给的第一控制信号S5来控制第一半导体切换元件Q5。根据从控制器3供给的第二控制信号S6来控制第二半导体切换元件Q6。

输入电容器C1连接在变压器Tr1的一次绕组N1与第一半导体切换元件Q5的第一串联电路的两端。反激转换器1的输入电压V_in被供给到输入电容器C1和第一串联电路。

输出电容器C2连接在第二半导体切换元件Q6与二次绕组N2的第二串联电路的两端。反激转换器1的输出电压V_dc包括输出电容器C2两端的电压。

(2.2)控制器

控制器3基于反激转换器1的输入电压V_in、反激转换器1的输出电压V_dc、流经第一半导体切换元件Q5的第一电流i_p和流经第二半导体切换元件Q6的第二电流i_s，交替地进行第一时间段T1(参考图2)中的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制(以下称为“第一控制模式中的控制”)、以及第二时间段T2(参考图2)中的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制(以下称为“第二控制模式中的控制”)。也就是说，控制器3交替地进行第一控制模式中的控制和第二控制模式中的控制。

本文中的第一控制模式中的控制是指如下的控制：将第一控制信号S5和第二控制信号S6分别供给到第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6，其中确定第一控制信号S5和第二控制信号S6的各个脉冲宽度，使得第一时间段T1与变压器Tr1的励磁电流i_Lm变得不连续的断续电流模式(DCM)中的励磁电流通电时间段相对应。另一方面，本文中的第二控制模式中的控制是指如下的控制：将第一控制信号S5和第二控制信号S6分别供给到第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6，其中确定第一控制信号S5和第二控制信号S6的各个脉冲宽度，使得第二时间段T2与断续电流模式中的零电流时间段相对应，在该零电流时间段中，变压器Tr1的励磁电流i_Lm处于三角波电流模式(TCM)。第一时间段T1是与DCM操作中的变压器Tr1的励磁电流i_Lm的通电时间段相对应的时间段。另一方面，第二时间段T2是与DCM操作中的变压器Tr1的励磁电流i_Lm的零电流时间段相对应的时间段。DCM操作中的第一控制信号S5是经由第一栅极驱动器在第一半导体切换元件Q5的控制端子和第二主端子之间施加的电压。第一控制信号S5例如可以是如下的电压，在该电压中，电压电平在比第一半导体切换元件Q5的阈值电压(栅极阈值电压)高的电压电平(以下称为“高电平”)和比阈值电压低的电压电平(以下称为“低电平”)之间交替。第二控制信号S6是经由第二栅极驱动器在第二半导体切换元件Q6的控制端子和第二主端子之间施加的电压。第二控制信号S6例如可以是如下的电压，在该电压中，电压电平在比第二半导体切换元件Q6的阈值电压(栅极阈值电压)高的电压电平(以下称为“高电平”)和比阈值电压低的电压电平(以下称为“低电平”)之间交替。

控制器3包括第一控制单元4和第二控制单元5。第一控制单元4生成第一时间段T1的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_DCM}(以下也称为“第一脉冲信号S5_{_DCM}”)和第二控制信号S6_{_DCM}(以下也称为“第二脉冲信号S6_{_DCM}”)(参考图2)。第二控制单元5生成第二时间段T2的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}(参考图2)。注意，在图2中，T_{SW_DCM}表示用于生成第一脉冲信号S5_{_DCM}和第二脉冲信号S6_{_DCM}的切换脉冲的周期。此外，在图2中，T_{SW_TCM}表示用于生成第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}的切换脉冲的周期。

第一控制单元4具有：对反激转换器1的输出电压V_dc进行控制的第一功能(输出电压控制功能)；对变压器Tr1的励磁电流i_Lm的峰值进行控制的第二功能(峰值控制功能)；以及对励磁电流i_Lm的下限值进行控制的第三功能(下限值控制功能)。

控制器3通过在第一时间段T1中励磁电流i_Lm已开始在负方向上流动以结束使第一半导体切换元件Q5两端的第一寄生电容C5和第二半导体切换元件Q6两端的第二寄生电容C6放电之后、使第二半导体切换元件Q6变为关断(OFF)，来进行向针对第二时间段T2的控制的转变。第二控制单元5控制第一半导体切换元件Q5，使得使第一半导体切换元件Q5变为导通和关断的各个定时与第一寄生电容C5已被放电(即，结束被放电)的定时同步。第二控制单元5控制第二半导体切换元件Q6，使得使第二半导体切换元件Q6变为导通和关断的各个定时与第二寄生电容C6已被放电(即，结束被放电)的定时同步。在根据第一实施例的电力转换系统10中，控制器3将第一时间段T1的长度设置为比第二时间段T2的长度大的值。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，第一时间段T1的长度也可设置为等于第二时间段T2的长度。仍可替代地，第二时间段T2的长度可以被设置为大于第一时间段T1的长度。

进行控制器3的功能的智能体包括计算机系统。计算机系统包括单个计算机或多个计算机。计算机系统可以包括处理器和存储器作为主要硬件组件。智能体通过使处理器执行计算机系统的存储器中所存储的程序来进行根据本公开的控制器3的功能。程序可以预先存储在计算机系统的存储器中。可替代地，程序也可以通过电信线路下载，或者在记录在诸如存储卡、光盘或硬盘驱动器(磁盘)(其中的任何对于计算机系统均是可读的)等的某非暂态存储介质中之后进行分发。计算机系统的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或分布在多个芯片上，无论哪种都是适当的。这些多个芯片可以一起聚合在单个装置中或者分布在多个装置中，而没有限制。

(2.3)电力转换系统的操作

如上所述，控制器3基于反激转换器1的输入电压V_in、反激转换器1的输出电压V_dc、流经第一半导体切换元件Q5的第一电流i_p和流经第二半导体切换元件Q6的第二电流i_s，来在第一时间段T1(参考图2)中控制第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6。

接着，将参考图2和图3来说明电力转换系统10如何操作。

在图2中，示出要供给到第一半导体切换元件Q5的第一控制信号S5、要供给到第二半导体切换元件Q6的第二控制信号S6、变压器Tr1的励磁电流i_Lm、第一半导体切换元件Q5两端的电压V5(漏极-源极电压)、以及第二半导体切换元件Q6两端的电压V6(漏极-源极电压)。

在电力转换系统10中，当在时刻t0处第一控制信号S5从低电平改变为高电平时，第一半导体切换元件Q5变为导通，第二半导体切换元件Q6为关断，并且因此，变压器Tr1的励磁电流i_Lm增加以在变压器Tr1中累积能量。

当在时刻t1处第一控制信号S5从高电平改变为低电平时，第一半导体切换元件Q5变为关断且第二半导体切换元件Q6保持关断，并且因此，变压器Tr1中所累积的能量从变压器Tr1的二次绕组N2释放，并且第二电流i_s流经第二二极管D6。此时，电力转换系统10对输出电容器C2进行充电并且允许电流流经负载。

在自时刻t1起经过了死区时间段Td的时刻t2处，第二半导体切换元件Q6两端的电压V6已下降到零伏。死区时间段Td是第一控制信号S5和第二控制信号S6两者具有低电平的时间段。当在时刻t2处第二控制信号S6从低电平改变为高电平时，为了同步整流所提供的第二半导体切换元件Q6变为导通。此时，第二半导体切换元件Q6经受零电压切换。结果，由于在电力转换系统10中第一半导体切换元件Q5保持关断并且第二半导体切换元件Q6变为导通，因此变压器Tr1中所累积的能量通过变压器Tr1的二次绕组N2被释放，以使第二电流i_s流经第二半导体切换元件Q6。此时，电力转换系统10对输出电容器C2进行充电并且使电流流经负载。由第二半导体切换元件Q6的导通状态电阻引起的导通损耗小于由第二二极管D6的正向电压引起的导通损耗。

在电力转换系统10中，即使在时刻t3处变压器Tr1的励磁电流i_Lm已下降到零之后，励磁电流i_Lm也继续在负方向上流动。

在电力转换系统10中，在时刻t4处第一半导体切换元件Q5两端的第一寄生电容C5已被放电(即，结束被放电)之后，第二控制信号S6从高电平改变为低电平以使第二半导体切换元件Q6变为关断。在从时刻t3到时刻t4的时间段中，放电电流在由图3的A中的虚线箭头指示的方向上从第一寄生电容C5流动。在第一寄生电容C5已被完全放电之后，电流流经第一二极管D5。当在时刻t4处第二半导体切换元件Q6变为关断时，变压器Tr1的励磁电流i_Lm的绝对值开始减小。

在电力转换系统10中，在自时刻t4起经过了死区时间段Td的时刻t5处，第一半导体切换元件Q5两端的电压V5已下降到零伏。在时刻t5处，第一控制信号S5从低电平改变为高电平，以使第一半导体切换元件Q5变为导通。此时，第一半导体切换元件Q5经受零电压切换。另外，在第一半导体切换元件Q5变为导通时，电流在图3的C中的实线箭头指示的方向上流经第一半导体切换元件Q5(即，电流从其第二主端子朝向其第一主端子流动)。在时刻t4和时刻t5之间的死区时间段Td中，在第二半导体切换元件Q6两端的第二寄生电容C6已被完全放电之后，电流流经第一二极管D5。在从时刻t4到时刻t5的时间段中，放电电流在由图3的B中的虚线箭头指示的方向上从第二寄生电容C6流动。另一方面，流经第一二极管D5的电流在由图3的B中的实线箭头指示的方向上流动。在时刻t5之后，在时刻t6处，变压器Tr1的励磁电流i_Lm开始在正方向上流动。然后，电流在由图3的D中的实线箭头指示的方向上流经第一半导体切换元件Q5(即，电流从其第一主端子朝向其第二主端子流动)。

在电力转换系统10中，当在时刻t7处第一控制信号S5从高电平改变为低电平时，第一半导体切换元件Q5变为关断，第二半导体切换元件Q6保持关断，并且因此，变压器Tr1中所累积的能量从变压器Tr1的二次绕组N2释放，并且第二电流i_s流经第二二极管D6。结果，变压器Tr1的励磁电流i_Lm开始减小。在自时刻t7起经过了死区时间段Td的时刻t8处，第二半导体切换元件Q6两端的电压V6已下降到零伏。在时刻t8处，第二控制信号S6从低电平改变为高电平，以使为了同步整流所提供的第二半导体切换元件Q6变为导通。此时，第二半导体切换元件Q6经受零电压切换。结果，当在电力转换系统10中第一半导体切换元件Q5保持关断并且第二半导体切换元件Q6变为导通时，变压器Tr1中所累积的能量通过变压器Tr1的二次绕组N2释放，以使第二电流i_s流经第二半导体切换元件Q6。在时刻t7和时刻t8之间的死区时间段Td中，在第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5已被完全放电之后，电流流经第二二极管D6。在从时刻t7到时刻t8的时间段中，放电电流在由图3的E中的虚线箭头指示的方向上从第一寄生电容C5流动。另一方面，流经第二二极管D6的电流在由图3的E中的实线箭头指示的方向上流动。在从时刻t8到时刻t9的时间段中，电流在由图3的F中的实线箭头指示的方向上流经第二半导体切换元件Q6(即，电流从其第二主端子朝向其第一主端子流动)。

在电力转换系统10中，即使在时刻t9处变压器Tr1的励磁电流i_Lm已下降到零之后，励磁电流i_Lm也继续在负方向上流动。

在电力转换系统10中，在时刻t10处第一半导体切换元件Q5两端的第一寄生电容C5已被完全放电之后，第二控制信号S6从高电平改变为低电平，以使第二半导体切换元件Q6变为关断。当在时刻t10处第二半导体切换元件Q6变为关断时，变压器Tr1的励磁电流i_Lm的绝对值开始减小。

在电力转换系统10中，在自时刻t10起经过了死区时间段Td的时刻t11处，第一半导体切换元件Q5两端的电压V5已下降到零伏。在时刻t11处，第一控制信号S5从低电平改变为高电平，以使第一半导体切换元件Q5变为导通。此时，第一半导体切换元件Q5经受零电压切换。在时刻t11之后，在时刻t12处，变压器Tr1的励磁电流i_Lm开始在正方向上流动。

当在时刻t12之后的时刻t13处第一控制信号S5从高电平改变为低电平时，第一半导体切换元件Q5变为关断，第二半导体切换元件Q6保持关断，并且因此，变压器Tr1中所累积的能量从变压器Tr1的二次绕组N2释放，并且第二电流i_s流经第二二极管D6。

在电力转换系统10中，从时刻t0到时刻t4的时间段是第一时间段T1，并且从时刻t4到时刻t12的时间段是第二时间段T2。另外，在电力转换系统10中，在时刻t12处第一时间段T1再次开始。因而，在电力转换系统10中，第一时间段T1和第二时间段T2交替地重复。

(3)概括

根据第一实施例的电力转换系统10包括反激转换器1和控制器3。反激转换器1包括变压器Tr1、第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6和输出电容器C2。变压器Tr1包括一次绕组N1和二次绕组N2。第一半导体切换元件Q5串联连接到一次绕组N1。第二半导体切换元件Q6是为了同步整流所提供的，并且串联连接到二次绕组N2。输出电容器C2连接到二次绕组N2和第二半导体切换元件Q6的串联电路两端。控制器3基于反激转换器1的输入电压V_in、反激转换器1的输出电压V_dc、流经第一半导体切换元件Q5的第一电流i_p和流经第二半导体切换元件Q6的第二电流i_s，交替地进行第一时间段T1的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制以及第二时间段T2的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的控制。控制器3包括第一控制单元4和第二控制单元5。第一控制单元4生成第一时间段T1的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_DCM}和第二控制信号S6_{_DCM}。第二控制单元5生成第二时间段T2的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}。第一控制单元4具有：对反激转换器1的输出电压V_dc进行控制的第一功能；对变压器Tr1的励磁电流i_Lm的峰值进行控制的第二功能；以及对励磁电流i_Lm的下限值进行控制的第三功能。控制器3通过在第一时间段T1中励磁电流i_Lm已开始在负方向上流动以使第一半导体切换元件Q5两端的第一寄生电容C5和第二半导体切换元件Q6两端的第二寄生电容C6被完全放电之后、使第二半导体切换元件Q6变为关断，来进行向针对第二时间段T2的控制的转变。第二控制单元5控制第一半导体切换元件Q5，使得使第一半导体切换元件Q5变为导通和关断的各个定时与第一寄生电容C5已被完全放电的定时同步。第二控制单元5控制第二半导体切换元件Q6，使得使第二半导体切换元件Q6变为导通和关断的各个定时与第二寄生电容C6已被完全放电的定时同步。

根据第一实施例的电力转换系统10可以更可靠地进行软切换。

此外，在根据第一实施例的电力转换系统10中，第二时间段T2比第一时间段T1短。因而，根据第一实施例的电力转换系统10可以进一步减少第二时间段T2中的第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6所引起的各个导通损耗。

(4)变形例

(4.1)第一变形例

根据第一变形例的电力转换系统10与根据第一实施例的电力转换系统10一样还包括如图1所示的反激转换器1和控制器3。

在根据第一变形例的电力转换系统10中，如图5所示，控制器3被实现为包括多个逻辑电路的电子电路，这是与上述的根据第一实施例的电力转换系统10的不同之处。

在根据第一变形例的电力转换系统10中，与第一实施例中一样，控制器3的第一控制单元4还生成第一时间段T1的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_DCM}和第二控制信号S6_{_DCM}。控制器3的第二控制单元5还生成第二时间段T2的分别针对第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6的第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}。

在根据第一变形例的电力转换系统10中，例如，如图5所示，控制器3的第一控制单元4包括：输出电压控制单元41，用于对反激转换器1的输出电压V_dc进行控制；峰值控制单元42，用于对变压器Tr1的励磁电流i_Lm的峰值(极大值)进行控制；以及下限值控制单元43，用于对励磁电流i_Lm的下限值进行控制。

输出电压控制单元41具有对反激转换器1的输出电压V_dc进行控制的第一功能。例如，如图5所示，输出电压控制单元41包括减法器411和比例积分(PI)控制器412。减法器411从输出电压命令值V_dc*中减去由第二电阻分压电路检测到的输出电压V_dc，由此计算输出电压命令值V_dc*与输出电压V_dc之间的差分电压值。PI控制器412生成供在用以使差分电压值更接近零的反馈控制中使用的峰电流命令值i_ref*。以这种方式，输出电压控制单元41控制反激转换器1以减小输出电压命令值V_dc*与输出电压V_dc之间的差分电压值。输出电压命令值V_dc*由控制器3根据由第二控制器针对用作控制器3的第一控制器3发出的外部命令来确定。第二控制器与第一控制器3不同。换句话说，第一控制器3具有根据由第二控制器给出的外部命令来生成输出电压命令值V_dc*的功能。可替代地，输出电压命令值V_dc*可以作为程序的一部分预先存储在第一控制器3中。

外部命令例如可以是与反激转换器1的输出电压V_dc有关的命令。作为供在从第二控制器向第一控制器3通信外部命令时使用的通信协议，可以使用MODBUS、CAN或任何其他合适的串行通信协议。第二控制器例如可以是外部控制器。注意，通信协议不必一定用于从第二控制器向第一控制器3通信外部命令。可选地，第二控制器也可以是安装在与第一控制器3相同的板上的另一系统微控制器。

峰值控制单元42具有对变压器Tr1的励磁电流i_Lm的峰值(极大值)进行控制的功能。峰值控制单元42例如可以包括第一上升沿检测器电路422、第一比较器421和第一RS触发器电路423。

第一上升沿检测器电路422是用于检测供给到其输入端子的切换脉冲信号的上升沿的电路。切换脉冲信号具有周期T_SW。第一上升沿检测器电路422的输出端子连接到第一RS触发器电路423的置位端子S。在检测到切换脉冲信号的上升沿时，第一上升沿检测器电路422向第一RS触发器电路423的置位端子S输出高电平信号。结果，从第一RS触发器电路423的输出端子Q输出高电平信号，并且从第一RS触发器电路423的反相输出端子输出低电平信号。在图5中，反相输出端子由具有上划线的参考符号“Q”指定。

第一电流i_p的检测值被输入到第一比较器421的非反相输入端子。峰电流命令值i_ref*被输入到第一比较器421的反相输入端子。此外，第一比较器421的输出端子连接到第一RS触发器电路423的复位端子R。在发现第一电流i_p的检测值等于或大于峰电流命令值i_ref*时(在与图2所示的时刻t1相对应的定时处)，第一比较器421将高电平信号输出到第一RS触发器电路423的复位端子R。结果，从第一RS触发器电路423的输出端子Q输出低电平信号，并且从第一RS触发器电路423的反相输出端子输出高电平信号。

与第一时间段T1的第一控制信号S5相对应的第一控制信号S5_{_DCM}(参考图5)是从第一RS触发器电路423的输出端子Q输出的脉冲信号。

下限值控制单元43例如具有对励磁电流i_Lm的下限值进行控制的功能。下限值控制单元43包括第二比较器431、第二上升沿检测器电路432和第二RS触发器电路433。

第二上升沿检测器电路432的输入端子连接到第一RS触发器电路423的反相输出端子。第二上升沿检测器电路432的输出端子连接到第二RS触发器电路433的置位端子。第二上升沿检测器电路432是用于检测从第一RS触发器电路423的反相输出端子供给的脉冲信号的上升沿的电路。在检测到脉冲信号的上升沿时，第二上升沿检测器电路432将高电平信号输出到第二RS触发器电路433的置位端子S。结果，从第二RS触发器电路433的输出端子Q输出高电平信号。

相对于励磁电流i_Lm预先确定的下限值i_bot被输入到第二比较器431的非反相输入端子。第二电流i_s的检测值被输入到第二比较器431的反相输入端子。第二比较器431的输出端子连接到第二RS触发器电路433的复位端子R。在发现第二电流i_s的检测值等于或小于下限值i_bot时(在与图2所示的时刻t4相对应的定时处)，第二比较器431将高电平信号输出到第二RS触发器电路433的复位端子R。结果，从第二RS触发器电路433的输出端子Q输出低电平信号。

与第一时间段T1的第二控制信号S6相对应的第二控制信号S6_{_DCM}(参考图5)是从第二RS触发器电路433的输出端子Q输出的脉冲信号。

另外，第一控制单元4还包括NOR电路44。NOR电路44具有两个输入端子和一个输出端子。NOR电路44的两个输入端子中的一个输入端子连接到第一RS触发器电路423的输出端子Q，而其另一输入端子连接到第二RS触发器电路433的输出端子Q。NOR电路44的输出端子连接到第二控制单元5的脉冲使能电路58。NOR电路44的输出信号T_zero是仅在与在电流断续模式控制的情况下的零电流时间段相对应的时间段中具有高电平的脉冲信号。输出信号T_zero在图2所示的时刻t3处从低电平改变为高电平，并且在时刻t10处从高电平改变为低电平。

第二控制单元5包括乘法器51、除法器52、加法器53、第三比较器54、第四比较器55、NOT电路57、AND电路56和脉冲使能电路58。第二控制单元5使用锯齿波载波信号来生成第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}。

乘法器51将反激转换器1的输入电压V_in的检测值乘以第一半导体切换元件Q5的占空比D_{on_S5}，并且输出如此计算出的乘积。占空比D_{on_S5}是使用输入电压V_in的检测值和输出电压V_dc的检测值所估计出的值，以满足式：D_{on_S5}＝N·V_dc/(|V_in|+N·V_dc)。除法器52将乘法器51的输出值除以N·V_dc，并且输出如此计算出的商。在N·V_dc中，N是变压器Tr1的匝数比(即，一次绕组N1的匝数与二次绕组N2的匝数之比)，并且V_dc是输出电压V_dc的检测值。加法器53将第一半导体切换元件Q5的占空比D_{on_S5}和除法器52的输出值相加在一起，并且输出如此计算出的总和。

第一半导体切换元件Q5的占空比D_{on_S5}被输入到第三比较器54的非反相输入端子。上述的载波信号被输入到第三比较器54的反相输入端子。第三比较器54的输出端子连接到脉冲使能电路58。另外，第三比较器54的输出端子还经由NOT电路57连接到AND电路56的两个输入端子中的一个输入端子。

加法器53的输出值被供给到第四比较器55的非反相输入端子。载波信号被输入到第四比较器55的反相输入端子。第四比较器55的输出端子连接到AND电路56的两个输入端子中的另一输入端子。AND电路56的输出端子连接到脉冲使能电路58。

脉冲使能电路58具有第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子、第一输出端子和第二输出端子。第三比较器54的输出被供给到脉冲使能电路58的第一输入端子。AND电路56的输出被供给到脉冲使能电路58的第二输入端子。NOR电路44的输出信号T_zero被供给到脉冲使能电路58的第三输入端子。在脉冲使能电路58中，基于第三比较器54的输出、AND电路56的输出、以及NOR电路44的输出信号T_zero来生成第一控制信号S5_{_TCM}和第二控制信号S6_{_TCM}。在NOR电路44的输出信号T_zero具有高电平的时间段中，从第一输出端子输出第一控制信号S5_{_TCM}，并且从第二输出端子输出第二控制信号S6_{_TCM}。在NOR电路44的输出信号T_zero具有低电平的时间段中，禁止来自脉冲使能电路58的第一输出端子和第二输出端子的输出。输出信号T_zero具有高电平的时间段的长度(即，零电流时间段的长度)大于载波信号的一个周期的长度。

控制器3包括第一OR电路35和第二OR电路36。第一OR电路35从其输出端子输出从第一控制单元4的第一RS触发器电路423的输出端子Q供给的第一控制信号S5_{_DCM}与从第二控制单元5的脉冲使能电路58供给的第一控制信号S5_{_TCM}的OR(逻辑和)。在控制器3中，第一OR电路35的输出是第一控制信号S5。另一方面，第二OR电路36从其输出端子输出从第二RS触发器电路433的输出端子Q供给的第二脉冲信号S6_{_DCM}和从第二控制单元5的脉冲使能电路58供给的第二脉冲信号S6_{_TCM}的OR(逻辑和)。在控制器3中，第二OR电路36的输出是第二控制信号S6。

(4.2)第二变形例

根据第二变形例的电力转换系统10具有与根据第一实施例的电力转换系统10(参考图1)相同的结构，并且因此，本文将省略其图示和说明。

在第二变形例中，控制器3输出图6所示的第一控制信号S5和第二控制信号S6，由此在单个第二时间段T2期间使第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6各自变为导通和关断两次。

在仅进行电流断续模式控制的比较例中，例如，如图7所示，在与电流断续模式的零电流时间段相对应的时间段中，谐振电流流经变压器Tr1，由此使励磁电流i_Lm响应于谐振电流而变化。另一方面，在根据第二变形例的电力转换系统10中，在与电流断续模式的零电流时间段相对应的时间段中没有谐振电流流动，但在三角波电流模式中励磁电流i_Lm流动，由此使得能够更可靠地进行软切换。

(第二实施例)

如图8所示，根据第二实施例的电力转换系统10包括有源箝位电路7，这是与上述的根据第一实施例的电力转换系统10的不同之处。在以下的说明中，根据该第二实施例的电力转换系统10中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换系统10的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

有源箝位电路7并联连接到变压器Tr1的一次绕组N1。有源箝位电路7包括箝位电容器C7和第三半导体切换元件Q7。箝位电容器C7连接到一次绕组N1的第一端。第三半导体切换元件Q7连接在箝位电容器C7与一次绕组N1的第二端之间。

第三半导体切换元件Q7具有控制端子、第一主端子和第二主端子。第三半导体切换元件Q7例如可以是MOSFET。更具体地，第三半导体切换元件Q7是常关型n沟道MOSFET。在该示例中，n沟道MOSFET可以是Si基MOSFET。在第三半导体切换元件Q7中，其控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、漏极端子和源极端子。第三半导体切换元件Q7的控制端子经由第三栅极驱动器连接到控制器3。第三栅极驱动器是电力转换系统10的构成元件。在有源箝位电路7中，第三半导体切换元件Q7的第一主端子经由箝位电容器C7连接到变压器Tr1的一次绕组N1的第一端。另外，在有源箝位电路7中，第三半导体切换元件Q7的第二主端子连接到变压器Tr1的一次绕组N1的第二端。换句话说，第三半导体切换元件Q7的第二主端子连接到变压器Tr1的一次绕组N1与第一半导体切换元件Q5之间的连接节点。

有源箝位电路7包括与第三半导体切换元件Q7反并联连接的第三二极管D7。在第三二极管D7中，第三二极管D7的阳极连接到第三半导体切换元件Q7的第二主端子(源极端子)，并且第三二极管D7的阴极连接到第三半导体切换元件Q7的第一主端子(漏极端子)。第三二极管D7是用作第三半导体切换元件Q7的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，第三二极管D7也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

控制器3控制第三半导体切换元件Q7以使第三半导体切换元件Q7的导通/关断定时与第二半导体切换元件Q6的导通/关断定时同步。第三控制信号S7是要经由第三栅极驱动器在第三半导体切换元件Q7的控制端子和第二主端子之间施加的电压。第三控制信号S7是如下的电压，在该电压中，电压电平在比第三半导体切换元件Q7的阈值电压(栅极阈值电压)高的电压电平(以下称为“高电平”)和比阈值电压低的电压电平(以下称为“低电平”)之间交替。要从控制器3向第三半导体切换元件Q7供给的第三控制信号S7是与第二控制信号S6相同的信号。

根据第二实施例的电力转换系统10可以降低在第一半导体切换元件Q5变为关断时、变压器Tr1的漏电感中所累积的能量被转流到第一半导体切换元件Q5的第一寄生电容C5的可能性。这允许根据第二实施例的电力转换系统10可以在第一半导体切换元件Q5变为关断时减小施加到第一半导体切换元件Q5的浪涌电压。

(第三实施例)

如图9所示，根据第三实施例的电力转换系统10包括整流电路2，这是与上述的根据第二实施例的电力转换系统10的不同之处。另外，根据第三实施例的电力转换系统10不包括根据第二实施例的电力转换系统10的输入电容器C1(参考图8)。在以下的说明中，根据该第三实施例的电力转换系统10中的具有与上述的根据第二实施例的电力转换系统10的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

整流电路2连接在反激转换器1的一对输入端子之间。整流电路2对输入AC电压V_ac进行整流(全波整流)，并将经如此整流的输入AC电压V_ac输出到反激转换器1。因而，根据第三实施例的电力转换系统10是AC-DC转换器。输入AC电压V_ac例如可以是从商用AC电源供给的正弦波AC电压。

整流电路2包括彼此桥接连接的四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4。控制器3控制第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6、第三半导体切换元件Q7、以及这四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4。

四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4中的各半导体开关具有控制端子、第一主端子和第二主端子。四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4中的各半导体开关例如可以是MOSFET。更具体地，四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4中的各半导体开关是常关型n沟道MOSFET。在该示例中，n沟道MOSFET可以是Si基MOSFET。在四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4中的各半导体开关中，其控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、漏极端子和源极端子。四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4的各个控制端子经由相互不同的栅极驱动器连接到控制器3。在根据第三实施例的电力转换系统10中，控制器3还输出要分别供给到四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4的控制信号S1、S2、S3、S4。四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4以与针对整流电路2的输入AC电压V_ac的周期同步的同步整流模式进行操作。

整流电路2包括分别与四个半导体开关Q1、Q2、Q3、Q4反并联连接的四个二极管D1、D2、D3、D4。

在二极管D1中，二极管D1的阳极连接到半导体开关Q1的第二主端子(源极端子)，并且二极管D1的阴极连接到半导体开关Q1的第一主端子(漏极端子)。二极管D1是用作半导体开关Q1的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，二极管D1也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

在二极管D2中，二极管D2的阳极连接到半导体开关Q2的第二主端子(源极端子)，并且二极管D2的阴极连接到半导体开关Q2的第一主端子(漏极端子)。二极管D2是用作半导体开关Q2的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，二极管D2也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

在二极管D3中，二极管D3的阳极连接到半导体开关Q3的第二主端子(源极端子)，并且二极管D3的阴极连接到半导体开关Q3的第一主端子(漏极端子)。二极管D3是用作半导体开关Q3的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，二极管D3也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

在二极管D4中，二极管D4的阳极连接到半导体开关Q4的第二主端子(源极端子)，并且二极管D4的阴极连接到半导体开关Q4的第一主端子(漏极端子)。二极管D4是用作半导体开关Q4的MOSFET的寄生二极管。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，二极管D4也可以是针对MOSFET在外部提供的二极管。

在根据第三实施例的电力转换系统10中，控制器3控制第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6以进行功率因数改善功能。因而，根据第三实施例的电力转换系统10可以改善功率因数。

(第四实施例)

如图9所示，根据第四实施例的电力转换系统10与根据第三实施例的电力转换系统10一样还包括反激转换器1和控制器3。

在根据第四实施例的电力转换系统10中，如图10所示，控制器3被实现为包括多个逻辑电路的电子电路，这是与上述的根据第三实施例的电力转换系统10的不同之处。

图10所示的控制器3具有与根据第一实施例的第一变形例的电力转换系统10中所包括的控制器3(参考图5)基本相同的电路结构。图10所示的控制器3还包括命令值生成单元49，这是与根据第一实施例的第一变形例的电力转换系统10中所包括的控制器3的电路结构的不同之处。命令值生成单元49通过将表示输出电压V_dc的检测值与输出电压命令值V_dc*之间的偏差的PI控制输出值乘以|V_ac|或V_in来生成用于改善功率因数的峰电流命令值i_ref**。

此外，占空比D_{on_S5}是使用输入AC电压V_ac的检测值的绝对值和输出电压V_dc的检测值所估计出的值，以满足式：D_{on_S5}＝N·V_dc/(|V_ac|+N·V_dc)。

在根据第四实施例的电力转换系统10中，控制器3控制第一半导体切换元件Q5和第二半导体切换元件Q6以进行功率因数改善功能。因而，电力转换系统10可以改善功率因数。

(第五实施例)

在根据第五实施例的电力转换系统10中，如图11所示，整流电路2被实现为二极管桥，这是与上述的根据第四实施例的电力转换系统10的不同之处。在以下的说明中，根据该第五实施例的电力转换系统10中的具有与上述的根据第四实施例的电力转换系统10(参考图9)的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

在根据第五实施例的电力转换系统10中，整流电路2通过桥接连接四个二极管D1、D2、D3、D4来形成以对输入AC电压V_ac进行全波整流。

根据第五实施例的电力转换系统10与根据第四实施例的电力转换系统10一样是AC-DC转换器。

(其他变形例)

注意，上述的第一实施例至第五实施例仅是本公开的各种实施例的典型实施例，并且不应被解释为限制性的。相反，可以在不背离本公开的范围的情况下根据设计选择或任何其他因素来以各种方式容易地修改第一典型实施例至第五典型实施例。

例如，第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6、第三半导体切换元件Q7和四个半导体开关Q1至Q4各自不必一定是n沟道MOSFET，而也可以是p沟道MOSFET。此外，用作第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6、第三半导体切换元件Q7和四个半导体开关Q1至Q4各自的MOSFET不必一定是Si基MOSFET，而例如也可以是SiC基MOSFET。此外，第一半导体切换元件Q5、第二半导体切换元件Q6、第三半导体切换元件Q7和四个半导体开关Q1至Q4各自不必一定是MOSFET，而例如同样也可以是双极晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)或GaN基栅极注入晶体管(GIT)。

可选地，根据第四实施例的电力转换系统10的整流电路2或根据第五实施例的电力转换系统10的整流电路2可以被添加到根据第一实施例的电力转换系统10。

(各方面)

上述的第一实施例至第五实施例及其变形例是本公开的以下方面的具体实现。

根据第一方面的电力转换系统(10)包括反激转换器(1)和控制器(3)。反激转换器(1)包括变压器(Tr1)、第一半导体切换元件(Q5)、第二半导体切换元件(Q6)和输出电容器(C2)。变压器(Tr1)包括一次绕组(N1)和二次绕组(N2)。第一半导体切换元件(Q5)串联连接到一次绕组(N1)。第二半导体切换元件(Q6)是为了同步整流所提供的，并且串联连接到二次绕组(N2)。输出电容器(C2)连接到二次绕组(N2)和第二半导体切换元件(Q6)的串联电路的两端。控制器(3)基于反激转换器(1)的输入电压(V_in)、反激转换器(1)的输出电压(V_dc)、流经第一半导体切换元件(Q5)的第一电流(i_p)和流经第二半导体切换元件(Q6)的第二电流(i_s)，交替地进行第一时间段(T1)的第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)的控制以及第二时间段(T2)的第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)的控制。控制器(3)包括第一控制单元(4)和第二控制单元(5)。第一控制单元(4)生成第一时间段(T1)的分别针对第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)的第一控制信号(S5_{_DCM})和第二控制信号(S6_{_DCM})。第二控制单元(5)生成第二时间段(T2)的分别针对第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)的第一控制信号(S5_{_TCM})和第二控制信号(S6_{_TCM})。第一控制单元(4)具有：用于对反激转换器(1)的输出电压(V_dc)进行控制的第一功能；用于对变压器(Tr1)的励磁电流(i_Lm)的峰值进行控制的第二功能；以及用于对励磁电流(i_Lm)的下限值进行控制的第三功能。控制器(3)通过在第一时间段(T1)中励磁电流(i_Lm)已开始在负方向上流动以使第一半导体切换元件(Q5)两端的第一寄生电容(C5)和第二半导体切换元件(Q6)两端的第二寄生电容(C6)结束被放电之后、使第二半导体切换元件(Q6)变为关断，来进行向针对第二时间段(T2)的控制的转变。第二控制单元(5)控制第一半导体切换元件(Q5)，使得使第一半导体切换元件(Q5)变为导通和关断的各个定时与第一寄生电容(C5)结束被放电的定时同步。第二控制单元(5)控制第二半导体切换元件(Q6)，使得使第二半导体切换元件(Q6)变为导通和关断的各个定时与第二寄生电容(C6)结束被放电的定时同步。

根据第一方面的电力转换系统(10)可以更可靠地进行软切换。

在可以结合第一方面来实现的根据第二方面的电力转换系统(10)中，第二时间段(T2)比第一时间段(T1)短。

根据第二方面的电力转换系统(10)可以减少第二时间段(T2)中的第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)所引起的各个导通损耗。

可以结合第一方面或第二方面来实现的根据第三方面的电力转换系统(10)还包括有源箝位电路(7)。有源箝位电路(7)并联连接到一次绕组(N1)。有源箝位电路(7)包括箝位电容器(C7)和第三半导体切换元件(Q7)。箝位电容器(C7)连接到一次绕组(N1)的第一端。第三半导体切换元件(Q7)连接在箝位电容器(C7)与一次绕组(N1)的第二端之间。控制器(3)控制第三半导体切换元件(Q7)以使第三半导体切换元件(Q7)的导通/关断定时与第二半导体切换元件(Q6)的导通/关断定时同步。

根据第三方面的电力转换系统(10)可以降低在第一半导体切换元件(Q5)变为关断时、变压器(Tr1)的漏电感中所累积的能量被转流到第一半导体切换元件(Q5)的第一寄生电容(C5)的可能性。这允许根据第三方面的电力转换系统(10)在第一半导体切换元件(Q5)变为关断时减小施加到第一半导体切换元件(Q5)的浪涌电压。

可以结合第一方面至第三方面中任一方面来实现的根据第四方面的电力转换系统(10)还包括整流电路(2)。整流电路(2)连接在反激转换器(1)的一对输入端子之间。整流电路(2)对输入AC电压(V_ac)进行整流，并且将经如此整流的输入AC电压(V_ac)输出到反激转换器(1)。整流电路(2)包括彼此桥接连接的四个半导体开关(Q1,Q2,Q3,Q4)。控制器(3)控制这四个半导体开关(Q1,Q2,Q3,Q4)。

可以结合第一方面至第三方面中任一方面来实现的根据第五方面的电力转换系统(10)还包括整流电路(2)，该整流电路(2)连接在反激转换器(1)的一对输入端子之间，并且被配置为对输入AC电压(V_ac)进行整流，并将经如此整流的输入AC电压(V_ac)输出到反激转换器(1)。控制器(3)控制第一半导体切换元件(Q5)和第二半导体切换元件(Q6)以进行功率因数改善功能。

根据第五方面的电力转换系统(10)可以改善功率因数。

附图标记说明

1反激转换器

2整流电路

3控制器

4第一控制单元

41 输出电压控制单元

42 峰电压控制单元

43 下限值控制单元

5第二控制单元

7有源箝位电路

10 电力转换系统

C5 第一寄生电容

C6 第二寄生电容

C7 箝位电容器

D1 二极管

D2 二极管

D3 二极管

D4 二极管

i_p第一电流

i_s第二电流

i_Lm 励磁电流

Tr1 变压器

N1 一次绕组

N2 二次绕组

Q1 半导体开关

Q2 半导体开关

Q3 半导体开关

Q4 半导体开关

Q5 第一半导体切换元件

Q6 第二半导体切换元件

Q7 第三半导体切换元件

V_ac输入AC电压

V_in 输入电压

V_dc 输出电压

V5第一半导体切换元件两端的电压

V6第二半导体切换元件两端的电压

S1 控制信号

S2 控制信号

S3 控制信号

S4 控制信号

S5 第一控制信号

S6 第二控制信号

S7 第三控制信号

Claims

1.一种电力转换系统，包括：

反激转换器，其包括：变压器，其包括一次绕组和二次绕组；第一半导体切换元件，其串联连接到所述一次绕组；第二半导体切换元件，其是为了同步整流所提供的，并且串联连接到所述二次绕组；以及输出电容器，其连接到所述二次绕组与所述第二半导体切换元件的串联电路的两端；以及

控制器，其被配置为基于所述反激转换器的输入电压、所述反激转换器的输出电压、流经所述第一半导体切换元件的第一电流和流经所述第二半导体切换元件的第二电流，交替地进行第一时间段的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制以及第二时间段的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制，

其中，所述控制器包括：

第一控制单元，其被配置为生成所述第一时间段的分别针对所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的第一控制信号和第二控制信号；以及

第二控制单元，其被配置为生成所述第二时间段的分别针对所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的第一控制信号和第二控制信号，

所述第一控制单元具有：

用于对所述反激转换器的输出电压进行控制的第一功能；

用于对所述变压器的励磁电流的峰值进行控制的第二功能；以及

用于对所述励磁电流的下限值进行控制的第三功能，

所述控制器被配置为通过在所述第一时间段中所述励磁电流已开始在负方向上流动以使所述第一半导体切换元件两端的第一寄生电容和所述第二半导体切换元件两端的第二寄生电容结束被放电之后、使所述第二半导体切换元件变为关断，来进行向所述第二时间段中的所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件的控制的转变，以及

所述第二控制单元被配置为：

控制所述第一半导体切换元件，使得使所述第一半导体切换元件变为导通和关断的各个定时与所述第一寄生电容结束被放电的定时同步；以及

控制所述第二半导体切换元件，使得使所述第二半导体切换元件变为导通和关断的各个定时与所述第二寄生电容结束被放电的定时同步。

2.根据权利要求1所述的电力转换系统，其中，

所述第二时间段比所述第一时间段短。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换系统，还包括与所述一次绕组并联连接的有源箝位电路，

其中，所述有源箝位电路包括：

箝位电容器，其连接到所述一次绕组的第一端；以及

第三半导体切换元件，其连接在所述箝位电容器与所述一次绕组的第二端之间，以及

所述控制器被配置为控制所述第三半导体切换元件，以使所述第三半导体切换元件的导通/关断定时与所述第二半导体切换元件的导通/关断定时同步。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换系统，还包括整流电路，所述整流电路连接在所述反激转换器的一对输入端子之间，并且被配置为对输入AC电压进行整流并将经如此整流的输入AC电压输出到所述反激转换器，

其中，所述整流电路包括彼此桥接连接的四个半导体开关，以及

所述控制器被配置为控制所述四个半导体开关。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换系统，还包括整流电路，所述整流电路连接在所述反激转换器的一对输入端子之间，并且被配置为对输入AC电压进行整流并将经如此整流的输入AC电压输出到所述反激转换器，

其中，所述控制器被配置为控制所述第一半导体切换元件和所述第二半导体切换元件，以进行功率因数改善功能。