CN1183668C - 弹性波装置 - Google Patents

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Abstract

一种弹性波装置，在以铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动55°到57°的范围的面为上述基板表面；电极指的占空比(电极指宽w/电极指的排列周期p)大于0.4而小于1.0。

Description

弹性波装置
技术领域
本发明涉及通信设备或电子设备等电路中使用的传输弹性波的弹性波装置。
背景技术
图1是表示日本公开未审专利申请JP9-167936(文献1)中所示的通常使用铌酸锂(LiNbO3，以下简称LN)的现有技术的弹性波装置特性的示例。图中，纵轴是弹性表面波(以下称SAW：Surface AcousticWave)的传输损耗，用分贝(dB)来表示每一个波长(λ)的SAW传输距离的传输损耗。横轴是用波长(λ)归一化了的归一化电极厚度(h/λ)。这里，h是电极厚度。
图1所示的特性是把上述LN的X晶轴作为SAW的传输方向、以垂直于使Y晶轴绕X晶轴转动θ角的“转动θ的Y”轴的面为基板表面的情况下的特性，表示使θ角在62°到74°的范围内转动的情况。
图2是通常弹性波装置的断面图，图中，1是LN基板，2是在LN基板1上的由铝(Al)等构成的电极。如图2所示，图1表示以垂直于“转动θ的Y”轴的面为LN基板1的表面，进而，用厚度h的电极材料2被覆整个面的情况下的特性。在多数的情况下，电极2是铝(Al)。这样，把以垂直于“转动θ的Y”轴的面为LN基板1的表面并将以X晶轴为SAW的传输方向的LN基板1表示为θ转动Y-切割X-传输铌酸锂，简略表示为：θYX-LN或θYX-LiNbO3。
由图1所示的特性可知，例如切角θ为62°时，在归一化电极厚度(h/λ)为0.03附近，传输损耗最小。切角θ为74°时，在归一化电极厚度(h/λ)为0.1附近，传输损耗最小。因此可知道，归一化电极厚度(h/λ)大于0.05的区域内实现SAW装置的情况下，使传输损耗最小的切角位于大于66°的范围内。这样，选择合适的归一化电极厚度(h/λ)与切角θ的组合就能够使传输损耗最小，并且能够降低SAW装置的插入损耗。
在弹性波中，除该SAW之外，还存在多种弹性波，在图1所示的切角θ为62°到74°的附近以X晶轴为传输方向的情况下，例如：像文献：“电子通信学会论文集”84/1，Vol.J67-C，No.1，pp.158-165(文献2)中所记载的那样，传输沿LN基板1的表面传输的体波即SSBW(SurfaceSkimming Bulk Wave)或泄漏弹性表面波(LSAW：Leaky SurfaceAcoustic Wave)。但是，在本申请中，除特别区别这些波的情况之外，把SAW，SSBW，LSAW统标记为SAW。
图3是弹性波装置的一种即SAW滤波器的结构图。图中，1是压电体即LN基板，3是电极指，4是焊接垫片，5是进行电-弹性表面波能量变换的输入侧IDT(Inter Digital Transducer；梳状电极)，6是进行弹性表面波-电能变换的输出侧IDT(梳状电极)，7是输入端子，8是输出端子。把电极指3交叉部分的长度称作为交叉宽W，把所述交叉宽W的最大值称为最大交叉宽W0。
图4是图3所示的SAW滤波器的断面图，图中，w是电极指3的电极指宽，p是电极指3的排列周期，h是构成电极指3的电极厚度。
下面说明动作。
加在输入端子7上的电信号在输入侧IDT5的各电极指3的交叉部形成电场，这时，因为LN基板1是压电体，由上述电场产生畸变，在输入信号的频率为f的情况下，产生的畸变也以频率f振动，这就成为SAW，并沿垂直于电极指3的方向传输。在输出侧IDT6，再把SAW变换为电信号。从电信号变换为SAW和从SAW变换为电信号是相互可逆的过程。
在图1所示的切角θ为64°附近、传输方向X为轴的情况下，如上述文献2所示，SAW的位移成分平行于上述电极指3，而且，具有平行于LN基板1的表面的方向性分量。该位移成分依存于使用的LN基板1的材料种类、LN基板1的切断面和切断面的切角θ、SAW传输方向。
由输入侧IDT5激励的SAW沿输出侧IDT6的方向传输，但是这时，在LN基板1中有传输损耗的情况下，到达输出侧IDT6的SAW的功率小于由输入侧IDT5刚刚激励之后的SAW的功率。其传输损耗的程度等于输入侧IDT5与输出侧IDT6的中心间距离按波长归一化后距离乘以图1所示的每一个波长的传输损耗。
因此，在输入侧IDT5与输出侧IDT6的距离相同的情况下，LN基板1的传输损耗越大，作为SAW滤波器的插入损耗就越大。如文献：弹性表面波工学，昭和58年11月，电子通信学会发行，コロナ公司，pp.56-pp.81(文献3)所示的那样，因为SAW波长λ相当于电极指3的排列周期p的2倍，所以，即使把输入侧IDT5与输出侧IDT6配置得接近，作为伴随传输的损耗也会产生损耗，其值为传输损耗乘以输入侧IDT5和输出侧IDT6中的电极指3的条数的平均值的一半的数值。
例如，如图3所示，输入侧IDT5与输出侧IDT6分别由7条电极指3构成，当输入侧IDT5与输出侧IDT6配置得很接近时，伴随传输的损耗为图1所示的传输损耗的3～4倍。例如：如果设传输损耗为0.02(dB/λ)，伴随传输的损耗为0.06～0.08dB。
因此，在实现特别低的损耗的SAW滤波器的情况下，使用传输损耗小的LN基板1是非常重要的，通常的这种弹性波装置中使用切角θ大于64°的范围。
如上所述，传输损耗对SAW滤波器的插入损耗产生大的影响，但是，对SAW滤波器的插入损耗产生影响的不仅仅是传输损耗。除传输损耗之外，作为表示LN基板1的特性的材料常数还有有关电信号与弹性波的变换效率的机电结合系数K2、有关输入侧IDT5或输出侧IDT6的阻抗的静电电容量C0、弹性波的传输速度等。这些材料常数之中，上述机电结合系数K2是决定SAW滤波器的插入损耗或通带带宽的重要常数。
如图2所示那样在LN基板1的整个表面存在电极2的情况下以及如图4所示那样电极指3周期性排列的情况下，SAW的传输不同。由于实际的SAW滤波器具有像图4所示那样地排列电极指的结构，所以，表示出与图2那样的整体都被电极2覆盖的情况不同的特性。即：虽然已知瑞利波或BGS波(Bleustein-Gulyaev-Shimizu波)那样的原理上使用不伴随传输损耗的纯粹的弹性表面波的弹性波装置，但是并不知道使用LSAW或SSBW的弹性波装置的具体条件。
通常的弹性波装置如上述那样构成，所以在整体都被电极2覆盖的情况下的特性中，能够按传输损耗最小的条件来实现，但是，实际上的使用LSW或SSBW的弹性波装置中呈现最好特性的条件不同，这种差别就成了特性劣化的原因，即：插入损耗比可实现的最小值还差。
通常的这种弹性波装置可以按传输损耗最小的条件来使用，但是，并不能以最合适的条件来使用对弹性波装置的特性影响大的机电结合系数K2，因此，弹性波装置的插入损耗或带宽差。
发明内容
为解决上述问题，本发明的目的是提供比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
按照本发明的弹性波装置是在以铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动55°到57°的范围的面为上述基板表面，由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.4而小于1.0。
这样，就能够实现比原来损耗低而带宽宽的弹性波装置。
按照本发明的弹性波装置是在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动57°到62°的范围的面为上述基板表面，由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.5而小于1.0。
这样，就能够实现比原来损耗低而带宽宽的弹性波装置。
按照本发明的弹性波装置是在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动62°到67°的范围的面为上述基板表面，由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.6而小于1.0。
这样，就能够实现比原来损耗低而带宽宽的弹性波装置。
按照本发明的弹性波装置是在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动67°到71°的范围的面为上述基板表面，由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.7而小于1.0。
这样，就能够实现比原来损耗低而带宽宽的弹性波装置。
按照本发明的弹性波装置是在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动71°到76°的范围的面为上述基板表面，由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.8而小于1.0。
这样，就能够实现比原来损耗低而带宽宽的弹性波装置。
附图说明
图1是按照原来的弹性波装置的传输损耗对归一化电极厚度的特性曲线图。
图2是原来的弹性波装置的断面图。
图3是弹性波装置的结构图。
图4是弹性波装置的断面图。
图5是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.01的情况下的衰减常数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图6是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.01的情况下的机电耦合系数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图7是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.05的情况下的衰减常数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图8是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.05的情况下的机电耦合系数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图9是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.1的情况下的衰减常数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图10是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.1的情况下的机电耦合系数对LN基板的切角的计算结果的曲线图。
图11是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度为0.05的情况下的音速对LN基板的切角的测定结果的曲线图。
图12是按照本发明的实施例1的SAW滤波器的图案的模式图。
图13是按照本发明的实施例1的对图8所示的SAW滤波器的频率的通过功率特性曲线。
图14是按照本发明的实施例1的模式耦合型SAW谐振滤波器的图案的模式图。
图15是按照本发明的实施例1的图10所示的模式耦合型SAW滤波器的插入损耗最小值的计算结果的曲线图。
图16是按照本发明的实施例1的对图10所示的SAW滤波器的频率的通过功率特性曲线。
具体实施方式
为了更加详细地说明本发明，根据附图来说明实施发明的最佳实施例。
实施例1
图5是按照本发明的实施例1的归一化电极厚度(h/λ)为0.01的情况下的衰减常数对LN基板的切角θ的计算结果的曲线图。图中，纵轴是衰减常数α(dB/λ)，与图1的纵轴的传输损耗相同。横轴是LN基板1的切角θ，与图1一样，以LN基板1的X晶轴为SAW的传输方向，以与使Y晶轴绕X晶轴转动θ角的轴垂直的面即使Y晶轴绕X晶轴转动θ角的面为LN基板1的表面。
这里，不是如图2所示LN基板1的整个面用电极2被覆的情况，而是如图4所示那样计算宽w、排列周期p的电极指3被无限排列情况下的SAW的传输特性。图5中，电极指3宽w与排列周期p的比为占空比(w/p)，所表示的是占空比(w/p)从0.2到0.8每隔为0.1的计算结果。
图6是机电耦合系数K2的计算结果。图中，纵轴是机电耦合系数K2，横轴与图5相同，是LN基板1的切角θ。占空比(w/p)也是按与图5相同的值进行计算。
图5和图6所示的计算结果使用的是例如文献：弹性波元件技术的最近的研究-委员会报告书，日本学术振兴会弹性波元件技术第150委员会，平成7年3月，pp.649-pp.654(文献4)、pp.786-pp.791(文献5)和文献：第23次EM论坛，平成6年5月，pp.93-pp.100(文献6)中所示的离散格林函数的解析方法，并使用消除了文献5所述的程序(FEMSDA)的后方散乱的影响的计算结果。
对于图1所示的计算结果来说，虽然整个面都被覆了电极2的情况的计算结果不同，但是，计算方法使用相同的离散格林函数。
由图5的计算结果可见，例如在占空比(w/p)为0.5时，在切角θ为62°附近衰减常数α变为最小值，接近于零。但是，由适用于图1所示的原来的这种弹性波装置的计算结果可知，切角θ在从62°到74°范围内，归一化电极厚度(h/λ)在0.01附近并不呈现最小值。这表示在整体被覆电极2的情况下和实际电极指3的结构的情况下，SAW的传输特性不同。
图7和图8表示与归一化电极厚度(h/λ)为0.05的情况下的图5和图6同样的计算结果。归一化电极厚度(h/λ)为0.05的值是GHz频带的SAW装置中比较多使用的膜厚。图7中，如果占空比(w/p)变大，衰减常数α成为最小值的切角θ就倾向于变大。
但是，图8中，如果选择衰减常数α小的切角θ，机电耦合系数K2就小。例如：如果着眼于占空比(w/p)为0.5的情况，在切角θ为66°附近，衰减常数α为最小。但是，切角θ比66°更小的角度一方，机电耦合系数呈现大的值。
图9和图10表示与归一化电极厚度(h/λ)为0.1的情况的图5和图6或图7和图8同样的计算结果。如果归一化电极厚度(h/λ)变大，传输常数α最小的切角θ就比图7的情况更大。但是，即使在这种情况下，切角θ小的角度一方，机电耦合系数K2也表示为大的值。
图11是对计算结果与实际作成SAW滤波器而测定的结果进行比较的图，以便验证该方法的妥当性。图中，纵轴是音速Vs，横轴是切角，实线、虚线、点线、点划线等是用与计算图5至图10的方法同样的计算方法按占空比(w/p)从0.2到0.8间隔0.1来计算的音速的计算结果。
在图11中，○所示的符号是由占空比(w/p)为0.25试制的SAW滤波器测定的音速。□所示的符号是由占空比(w/p)为0.5的试制的SAW滤波器的情况下测定结果。◇、◆所示的符号是由占空比(w/p)为0.75的试制的SAW滤波器的情况下测定结果。所有的计算值、测定值都是归一化电极厚度(h/λ)为0.05的情况下的值，Nr是SAW滤波器中的格栅反射器9的格带的条数。
图12是为得到图11的测定结果而使用的SAW滤波器的图案的模式图。这样的图记载在例如文献：表面波器件及其应用，电子材料工业会编，昭和53年12月，日刊工业新闻社，pp.153-pp.155(文献7)中。输入侧IDT5和输出侧IDT6之间配置有两个格栅反射器9，使两个格栅反射器9之间的距离D1与格栅反射器9的反射格带排列周期p相同。
这样，通过配置格栅反射器9，从输入端子7到输出端子8的通过功率就呈现出图13所示的特性，并且仅仅有选择地反射特定频率的弹性表面波。图中，f0相当于格栅反射器9的中心频率，Fb相当于格栅反射器9的格带带宽。
格栅反射器9的排列间隔p为格栅反射器9的中心频率f0的波长的二分之一，中心频率f0乘以排列周期p的2倍的值就相当于音速Vs。图11表示该音速Vs值(Vs＝2Pf0)。图11所示的Nr是图12所示的格栅反射器9内的线宽w的各格带的条数。距离D2对于图13所示的特性不产生大的影响。
如图12所示，因为格栅反射器9的短路格带10全都同电位，所以，短路格带10的特性大体与电极指3的特性相同，由上述短路格带的线宽w和排列周期p决定的音速Vs、衰减常数α、机电耦合系数K2等各种材料常数与同样占空比(w/p)的电极指3的情况大体为同样的结果。由图11可知，计算值与测定值良好地一致，这种计算更加接近于SAW滤波器的动作状态，并显示更高精度的结果。
图14是模式耦合型SAW谐振滤波器的图案的例子，用来确认图5至图10所示的计算结果对SAW滤波器的效果。图中，5是输入侧IDT，电极指3的条数为23条。6是输出侧IDT，两个输出侧IDT电并联。输出侧IDT6的单侧电极指3的条数为16条。是9格栅反射器，格栅反射器9的各格带的条数为单侧130条。输入侧IDT5的电极指3的线宽、输出侧IDT6的电极指3的线宽相同，为wi，排列间隔也相同，为pi。
在输入侧IDT5与输出侧IDT6的情况下图14中的格栅反射器9的各格带的排列周期pg不同，pg＝1.0226pi。但是，格栅反射器9的各格带的占空比(wg/pg)与输入侧IDT5、输出侧IDT6的各电极指3的占空比(wi/pi)相同，以下把这些占空比(wi/pi)和(wg/pg)统称为占空比(w/p)。
距离D1为2.5p，距离D2为0.25p。如果改变切角θ或占空比(w/p)，音速Vs就变化，但是，为了使输入侧IDT5和输出侧IDT6的中心频率f0为839.29MHz，就要改变并计算排列周期pi。最大交叉宽度W0是440μm。
图15是图14所示的SAW滤波器的插入损耗最小值与带内损耗变化的计算结果的曲线图。在输入侧IDT5和输出侧IDT6，该计算例如在输入侧IDT5和输出侧IDT6使用文献：弹性波元件技术手册，日本学术振兴会弹性波元件技术第150委员会，平成3年11月，pp.185-pp.205(文献8)中记载的司密斯等效电路的第二模块。
在格栅反射器9中，例如使用文献：弹性波元件技术手册，日本学术振兴会弹性波元件技术第150委员会，平成3年11月，pp.206-pp.227(文献9)中记载的分布常数型的等效电路。这与文献9中所示的等效电路的电气端子短路的情况相同。图5至图10中，虽然表示了衰减常数α和机电耦合系数K2，但是，当占空比(w/p)改变时，音速Vs、静电电容量C0、反射系数C1等材料常数也同时变化，所以，在图15所示的计算结果中，也考虑了这些材料常数的变化。图15仅仅表示归一化电极厚度(h/λ)为0.05、占空比(w/p)为0.5的情况。
在图15所示的计算结果中，切角θ从55°到66°的范围内插入损耗最小值变小。但是，当观察通带内的插入损耗的最小值与最大值的差即带内损耗变化时，55°处比66°处的更小。如图7所见，当切角θ小于66°时，衰减常数α增大，其原因是如果切角θ小于66°，插入损耗的最小值变大。但是，如图8所见，如果切角θ小于66°，机电耦合系数K2大。所谓带内损耗变化小，换言之，能够实现的带宽更宽，通过加大机电耦合系数K2。从而能够实现比切角θ为55°频带更宽的特性。例如：必须使带内损耗变化小于0.5dB的情况下，按原来的64°是不能实现的，必须使用小于62°的切角θ。这时，切角θ为55°的插入损耗最小值比64°增大，但是，其差仅为约0.05dB。
图16是表示切角θ为64°(64-YXLiO3)、58°(58-YXLiO3)、55°(55-YXLiO3)情况下的通过特性计算结果例的图。SAW滤波器的图案是图14所示的图。作为计算条件，归一化电极厚度(h/λ)为0.05、占空比(w/p)为0.5。
作为计算条件，在切角θ为64°时，取音速Vs为4465(m/s)，衰减常数α为0.0108(dB/λ)，静电电容量C0为每一条电极指250(pF/m)，机电耦合系数K2为13.5％；在切角θ为58°时，取音速Vs为4477(m/s)，衰减常数α为0.012(dB/λ)，静电电容量C0为每一条电极指285(pF/m)，机电耦合系数K2为18％；在切角θ为55°时，取音速Vs为4477(m/s)，衰减常数α为0.0076(dB/λ)，静电电容量C0为每一条电极指277(pF/m)，机电耦合系数K2为16.7％。
在切角θ为55°或58°时，图16所示的通过功率呈现最大值时的插入损耗最小值稍大于切角θ为64°的情况，但是，实质上损耗大体相同。对此，通带内的平坦度增大了，例如，从频率804MHz到842MHz的范围的插入损耗，55°或58°时的插入损耗低，即：在所需要的通带内，55°或58°时的插入损耗小于原来的64°时的插入损耗，换言之，55°或58°时的带宽大于原来64°时的带宽。
如图16所表明的那样，55°和58°时的带宽大于原来64°时的带宽。从上述可知，实际的SAW滤波器的性能，特别是插入损耗或带宽受机电耦合系数K2比衰减常数α的影响更大。本申请中，所谓「比原来损耗低带宽宽的特性」表示同样的插入损耗能够实现更宽的带宽特性，或同样的带宽能够实现更低损耗的特性。
如图8所见，在切角θ为55°到57°的范围内，占空比(w/p)大于0.4的情况下，呈现比原来的切角θ为64°情况下更大的机电耦合系数K2。在此附近，因为机电耦合系数K2不太依存于归一化电极厚度(h/λ)，所以，由图6和图10所见，结果大体相同。
可是，在归一化电极厚度(h/λ)大到例如0.1的情况下，增大占空比(w/p)时，机电耦合系数K2增大，同时，衰减常数α也变大。因此，作为SAW滤波器的插入损耗，也有可能反而增大，这种情况下，也可以适当地组合切角θ和占空比(w/p)以满足所需要的特性。
如上所述，按照该实施例1，在切角θ为55°到57°的范围内，占空比(w/p)大于0.4而小于1的情况下，能够实现比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
实施例2
同样，在图8中，在切角θ为57°到62°的范围内，占空比(w/p)大于0.5的情况下，呈现比原来的切角θ为64°的情况下更大的机电耦合系数K2。结果与图6大体相同。在归一化电极厚度(h/λ)大的图10的情况下，例如与图8的情况相比，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的机电耦合系数K2大。但是，比较图9和图7，图9的情况下，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的衰减常数α，图9的大，特别是当占空比(w/p)增大时，机电耦合系数K2增大，同时，衰减常数α也变大。
因此，作为SAW滤波器的插入损耗，也有可能反而增大，这种情况下，也可以适当地组合切角θ和占空比(w/p)以满足所需要的特性。但是，由于机电耦合系数K2本身变大，所以就使通带宽度变宽。即，实现损耗低、宽频带的弹性波装置。
如上所述，按照该实施例2，在切角θ为57°到62°的范围内，占空比(w/p)大于0.5而小于1的情况下，能够实现比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
实施例3
同样，在图8中，在切角θ为62°到67°的范围内，占空比(w/p)大于0.6的情况下，呈现比原来的切角θ为64°情况下更大的机电耦合系数K2。结果与图6大体相同。在归一化电极厚度(h/λ)大的图10的情况下，例如与图8的情况相比，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的机电耦合系数K2大体相同。但是，比较图9和图7，图9的情况下，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的衰减常数α大。特别是当占空比(w/p)增大时，机电耦合系数K2增大，同时，衰减常数α也变大。
因此，作为SAW滤波器的插入损耗，也有可能反而增大，这种情况下，也可以适当地组合切角θ和占空比(w/p)以满足所需要的特性。但是，由于机电耦合系数K2本身变大，所以就使通带宽度变宽。即：能够实现宽频带的弹性波装置。
如上所述，按照该实施例3，在切角θ为62°到67°的范围内，占空比(w/p)大于0.6而小于1的情况下，能够实现比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
实施例4
同样，在图8中，在切角θ为67°到71°的范围内，占空比(w/p)大于0.7的情况下，呈现比原来的切角θ为64°情况下更大的机电耦合系数K2。结果与图6大体相同。在归一化电极厚度(h/λ)大的图10的情况下，例如与图8的情况相比，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的机电耦合系数K2大体相同。比较图9和图7，图9的情况下，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的衰减常数α大，但是，增大的比例不那么大。因此，可以适当地组合切角θ和占空比(w/p)以满足所需要的特性。
如上所述，按照该实施例4，在切角θ为67°到71°的范围内，占空比(w/p)大于0.7而小于1的情况下，能够实现比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
实施例5
同样，在图8中，在切角θ为71°到76°的范围内，占空比(w/p)大于0.8的情况下，呈现比原来的切角θ为64°情况下更大的机电耦合系数K2。结果与图6大体相同。在归一化电极厚度(h/λ)大的图10的情况下，例如与图8的情况相比，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的机电耦合系数K2大体相同。比较图9和图7，图9的情况下，同样的切角θ、同样的占空比(w/p)的情况的衰减常数α小。因此，虽然机电耦合系数K2增大，却能够原样反映出弹性波装置的特性，从而能够实现比原来损耗低而带宽宽的特性。
如上所述，在切角θ为71°到76°的范围内，占空比(w/p)大于0.8而小于1的情况下，能够实现比原来的这种弹性波装置损耗低而带宽宽的弹性波装置。
以上虽然举例说明了图14所示的模式耦合型的SAW谐振滤波器，但是，本发明不局限于此，即使IDT数为三个以外的任意数也都能够具有同样的效果。即使适用于所谓多电极结构的横向滤波器或图3所示的简单结构的SAW滤波器，效果也一样。
另外，虽然表示了电极指3的排列周期完全相同的情况，但是，即使是上述的排列周期部分或全部变化的情况，效果也一样。即使是在IDT内有浮动电极或存在于IDT内的不同部位的浮动电极电气连接的形状的情况，效果也相同。
本发明不仅对于SAW滤波器有效，而且对于一对端子的SAW谐振器、SAW延迟线、SAW分散型延迟线、SAW旋转器等SAW器件以及形成具有电信号与LSAW、SSBW变换功能的IDT的其他SAW器件全都有效。对于使用这些SAW器件的弹性波装置也全都有效。
如上所述，按照本发明的弹性波装置能够实现低损耗宽频带的特性。

Claims (5)

1.一种弹性波装置，在以铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，其特征在于，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动55°到57°的范围的面为上述基板表面；由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.4而小于1.0。
2.一种弹性波装置，在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，其特征在于，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动57°到62°的范围的面为上述基板表面；由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.5而小于1.0。
3.一种弹性波装置，在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，其特征在于，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动62°到67°的范围的面为上述基板表面；由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.6而小于1.0。
4.一种弹性波装置，在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，其特征在于，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动67°到71°的范围的面为上述基板表面；由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.7而小于1.0。
5.一种弹性波装置，在铌酸锂为主要成分的压电体的基板上形成由具有规定厚度的导体构成的梳状电极，其特征在于，以从Y晶轴绕上述铌酸锂的X晶轴转动71°到76°的范围的面为上述基板表面；由上述梳状电极的电极指宽w和上述电极指的排列周期p决定的上述电极指的占空比(w/p)大于0.8而小于1.0。
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