CN1180275C - 感应电动机的电动机常数的测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种测量感应电动机中的矢量控制器的电动机常数的方法。电压输出相位θv为一任意预先设定值，以及当通电时，当比例积分控制器处于有效状态时输入电流指令而使矢量控制器运行。经过一定的通电时间后，比例积分控制器的增益变为零。当通过保持积分值为恒定值而使得电压指令值保持固定状态时测量电压指令值和电流检测值。对于两种类量级的电流的K值进行测量，从该斜率就可确定出一次电路电阻(或线路电阻)。

Description

感应电动机的电动机常数的测量方法

技术领域

本发明涉及一种感应电动机的电动机常数的测量方法。

背景技术

作为现有技术，将在进行JEC-37所示的绕线电阻测定、堵转试验、无负载试验以求得电动机常数的方法编写到逆变器的控制软件中

(现有例1)；另外，作为当感应电动机处于停止状态时调谐该感应电动机常数的方法公开在特开平7-55899中(现有例2)。在该方法中，向感应电动机供给单相交流电，将d轴电流检测值或q轴电流检测值进行傅里叶级数展开，可求得感应电动机的常数。在此，d-q轴坐标为与电动机的旋转磁界同速旋转的旋转坐标。

在现有例1所示的方法中，堵转试验和无负载试验期间，需要进行对转子的固定以及解除该固定这样的操作。在由逆变器驱动的自动计测中具有不相对的面。另外，在无负载电流试验中，需要感应电动机单体运转，在已经施加负载的情况下，需要暂时切断负载，使成为电动机单体的操作，会导致效率降低。

另外，在现有例2中，存在由于需要施加单相交流电，利用傅里叶级数展开而求得电动机的常数，因此软件变得复杂，软件的处理时间变长，软件需要很大的存储容量的问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种感应电动机的电动机常数的测量方法，其中，即使在感应电动机上施加负载的状态下也能够高精度地调谐感应电动机的常数，而且为此而进行的计算简单。

在本发明中，将电动机一次电流分解成磁通成分(d轴成分)和转矩成分(q轴成分)，将d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的d轴电流比例积分控制器；将该比例积分控制器的输出值和任意的d轴电压指令值相加得到d轴电压指令值的第1加法器；将q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的q轴电流比例积分控制器；将该比例积分控制器的输出和任意的q轴电压指令值相加得到q轴电压指令值的第2加法器；以及由d轴电压指令值和q轴电压指令值来计算电压指令值v_ref和电压相位θv，基于电压指令值和电压指令的相位将直流转换为三相交流而输出的功率逆变器，控制电动机使之变换到三相Y(星形)连接的等效电路的电动机的矢量控制装置。

将预先任意设定的一定值的d轴电流指令值id_ref1和q轴电流指令值iq_ref1作为第1组电流指令值供给，使d轴辅助电压指令vd_ref_c和q轴辅助电压指令vq_ref_c同时为零而供给，使上述矢量控制装置动作。经过预先设定的第1时间后，d轴比例积分控制器的比例增益和q轴比例积分控制器的比例增益变为零。从该时刻起经过预定的第2时间后，由d轴电压指令值vd_ref和q轴电压指令值vq_ref可得到如下电压指令值：

$v\_\mathrm{ref}=\sqrt{(\mathrm{vd}\_r{\mathrm{ef}}^2+{\mathrm{vq}\_\mathrm{ref}}^2)}$

由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb可得到如下电流检测值：

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{({\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+\mathrm{iq}\_f{b}^2)}$

将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第1组数据v_ref1和i_fb1。

下面将上述两个比例积分控制器的增益恢复到初始值，把预先任意设定的一定值的d轴电流指令值id_ref2和q轴电流指令值iq_ref2作为第2组电流指令值供给，使d轴辅助电压指令vd_ref_c和q轴辅助电压指令vq_ref_c同时为零供给，使上述矢量控制装置动作。经过预先设定的第1时间后，d轴比例积分控制器的比例增益和q轴比例积分控制器的比例增益变为零。从该时刻起经过预定的第2时间后，将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第2组数据v_ref2和i_fb2，通过下式可求得电动机的一次电阻：

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}2-v\_\mathrm{ref}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}2-i\_\mathrm{fb}1)$

通过R_L-L＝2·R1可求得电动机的线间电阻。

或者，使比例积分控制器的增益和输出值以及d轴辅助电压指令和q轴辅助电压指令为零，电压相位θv为预先设定的任意固定值，设电动机额定运行频率的1/10以上的适当的频率为fh，并且设电压的振幅为vamp，则按v_ref＝vamp·sin(2·π·fh·t)来供给电压指令大小v_ref。Vamp一边监视i_fb，一边增减调节vamp，以使得由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb求得的电流值：

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{({\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+\mathrm{iq}\_f{b}^2)}$

变为预先任意设定的电流设定值。i_fb变为上述电流设定值后，经过任意设定时间后，电压指令值v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave1，电流检测值i_fb的绝对值的平均值变为i_fb_ave1，以v_ref为基准的i_fb的的相位变为θdif1。

下面，通过调节vamp而使电流值为预先设定的第4电流设定值，经过上述的设定时间后，电压指令值v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave2，电流检测值i_fb的绝对值的平均值变为i_fb_ae2，以v_ref为基准的i_fb的的相位变为θdif2，通过下式可计算：

$\mathrm{Zx}=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1),\mathrm{\θdif}{\_}_L=(\mathrm{\θdif}1+\mathrm{\θdif}2)/2$

Zx_r＝Zx·cosθdif__L，Zx_i＝Zx·sinθdif__L

因此，可求得电动机的二次电阻R2＝Zx_r-R1，漏电感L＝Zx_i/(2·π·fh)。

或者，使比例积分控制器的增益和输出值以及d轴辅助电压指令和q轴辅助电压指令为零，电压相位θv为预先设定的任意值，把电动机额定运行频率的1/5以下的适当的频率fl和电压的振幅作为vamp按v_ref＝vamp·sin(2·π·fl·t)来供给电压指令大小v_ref。Vamp一边监视i_fb，一边增减调节vamp，以使得由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb求得的电流值：

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{({\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+{\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}}^2)}$

变为预先任意设定的第一电流设定值。i_fb变为上述电流设定值后，经过任意的第1设定时间后，电压指令大小v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave3，电流检测值i_fb的绝对值的平均值变为i_fb_ave3，以v_ref为基准的i_fb的的相位变为θdif3。

下面，通过调节vamp而使电流值为预先设定的第2电流设定值，经过任意第2设定时间后，电压指令大小v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave4，电流检测值i_fb的绝对值的平均值变为i_fb_ave4，以v_ref为基准的i_fb的的相位变为θdif4，对下式进行计算：

$\mathrm{Zx}2=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}4-v\_\mathrm{vef}\_\mathrm{ave}3)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}4-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}3),\mathrm{\θdif}\_m=(\mathrm{\θdif}3+\mathrm{\θdif}4)/2$

Zx_r2＝Zx·cosθdif_m

因此，通过下式可求得电动机的互感：

$M=\frac{R2}{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fl}}\·\sqrt{\frac{\mathrm{Zx}\_r2-R1}{R1+R2-\mathrm{Zx}\_r2}}$

另外，本发明以感应电动机为对象涉及一种电动机控制装置，其中利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行。该装置具有：用于检测逆变器输出的任意二相或三相电流的电流检测器；输入由流到电动机中的一次电流的电流指令值和利用该电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测器的一次电流值i_fb，控制输出电压指令值v_ref使二者的偏差变为零的比例积分控制器；基于电压指令值v_ref和电压输出相位θv而输出三相交流的功率逆变器，将电动机变换到三相Y(星形)连接的等效电路。

设电压输出相位θv为预先任意设定值，通电时，首先使电流控制器在有效状态下输入电流指令运行。经过预定的通电时间后，由于该电流控制器的增益变为零，在积分值保持一定时，在固定电压指令值的状态下测定电流指令值和电流检测值，就两种类大小的电流下进行k的测定，通过此时的斜率可求得一次电阻(或线电阻)。

另外，电压相位θv为预先设定的任意固定值，以正弦波的形式输入电压指令值v_ref，对两个频率，计算各自的电压指令值的平均值、电流检测值的平均值以及电压指令值和电流检测值的相位差。由电压指令值和电流检测值求得阻抗。由于相位差的存在，使得阻抗分解为实部成分和虚部成分，由实部成分(一次电阻+二次电阻)和虚部成分计算因漏电感引起的阻抗，由此可求得二次电阻和漏电感。

在无负载电流的条件下，以电动机控制装置为对象，将电动机一次电流分解成磁通成分(d轴成分)和转矩成分(q轴成分)，将d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值输入，设有把二者的偏差控制为零的q轴电流比例积分控制器，将该比例积分控制器的输出作为d轴电压指令值，

将q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值输入，设有把二者的偏差控制为零的q轴电流比例积分控制器，将该比例积分控制器的输出作为q轴电压指令值，

由d轴电压指令值和q轴电压指令值计算出电压指令值v_ref和电压相位θv，具有一功率逆变器，该功率逆变器基于电压指令值和电压相位将直流转换为三相交流而输出，从而控制d轴电流指令和q轴电流指令以使电动机在任意的速度指令下同步运转。

在通常的运行状态下，测定输出频率fphi、d轴电压指令vd_ref、q轴电压指令vq_ref、d轴电流检测值id_fb以及q轴电流检测值iq_fb。利用预先设定的电动机的基底电压v_base、基底频率f_base、一次电阻值R1以及漏电感值可求得电动机的互感M和无负载电流I0二者或上述二者之一。

另外，本发明涉及一种电动机控制装置，其中利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行，该装置具有：基于输出电压指令值v_ref和电压输出相位而输出三相交流的功率逆变器；用于检测流到感应电动机中的一次电流的电流检测器；输入由电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测值i1。

感应电动机一相的等效电路变为T-1型等效电路。

设电压相位θv为预先设定的任意固定、作为电压指令值v_ref供给规定的一定值，读入此时在流入感应电动机中的一次电流检测值i1，利用上述的一次电流检测值i1、由其它手段提供的一次电阻值R1以及二次电阻值R2，通过下式可推算出互感M中所流的电流im：

$\hat{i}m=(1+\frac{R1}{R2})\·i1-\frac{v\_\mathrm{ref}}{R2}$

从该电流推算值

的上升沿波形可求得时间常数

通过下式可求得互感M：

$M=\frac{R1\·R2}{R1+R2}\·{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{im}}$

根据必要，利用该互感M或时间常数 以及通过其他手段提供的一次

电阻值R1、漏电感L、二次电阻值R2以及作为电动机额定参数的额定电压Vrate和额定频率frate、互感M可求得无负载电流I0。

或者，当施加电压指令v_ref时，将一次电流i1收敛到一定值时的值作为i1_∞的情况下，利用一次电流i1、通过其他手段提供的一次电阻值R1、二次电阻值R2，通过下式不用电压值可推算出互感M中所流的电流im：

$\hat{i}m=i1-\frac{R1}{R2}(i{1}_{\∞}-i1)$

利用本发明，即使电动机在有负载的状态下也可高精度地调谐用于高精度地控制感应电动机所需要的感应电动机的一次电阻、二次电阻、漏电感以及互感或无负载电流。

附图说明

图1为本发明实施例中的感应电动机控制装置的方框图；

图2为平均值·相位差运算器8的构成图；

图3为感应电动机的T-1型等效电路图；

图4为一次电阻调谐时的等效电路图；

图5为一次电阻调谐时的电压指令值·电流检测值的时间图；

图6为一次电阻调谐时的电压指令值·电流检测值的曲线图；

图7为二次电阻以及漏电感调谐时的等效电路图；

图8为二次电阻以及漏电感调谐时的等效电路的阻抗的矢量图；

图9为二次电阻以及漏电感调谐时的电压指令值·电流检测值的时间图；

图10为适用于第10实施例的方框图；

图11为适用于第11-13以及17实施例的方框图；

图12为感应电动机的T-1型等效电路图；

图13为感应电动机中通直流电时的等效电路图；

图14为一次电阻调谐时的电压指令值·电流检测值的时间图；

图15为一次电阻调谐时的电压指令值·电流检测值的曲线图；

图16为适用于第14、15实施例的方框图；

图17为平均值·相位差运算器8的构成图；

图18为二次电阻以及漏电感调谐时的等效电路图；

图19为二次电阻以及漏电感调谐时的电压指令值·电流检测值的时间图；

图20为二次电阻以及漏电感调谐时的等效电路的阻抗的矢量图；

图21为二次电阻以及漏电感调谐时的由等效电路的阻抗的实部成分的频率产生的变化图；

图22为提供15Hz和30Hz的信号时的表示电流和电压间关系的图；

图23为适用于第16-19实施例的方框图；

图24为感应电动机的T-1型等效电路图；

图25为对感应电动机施加直流电压时的电流相对于时间变化的波形图。

具体实施方式

图1为用于表示本发明中感应电动机控制装置的一实施例构成的方框图。比例积分控制器10用于控制q轴电流指令iq_ref和q轴电流检测值iq_fb的偏差使之为零，在比例积分控制器10的输出上加上q轴辅助电压指令vq_ref_c而生成q轴电压指令vq_ref。同样地，比例积分控制器11用于控制d轴电流指令id_ref和d轴电流检测值id_fb的偏差使之为零，在比例积分控制器11的输出上加上d轴辅助电压指令vd_ref_c而生成d轴电压指令vd_ref。比例积分控制器的比例增益表示为Ki，积分增益用(1/T)表示。电压指令运算器12用于根据vq_ref和vd_ref值来计算电压指令大小v_ref和电压相位θv，进而将磁通的相位θfphi加到θv上，从而计算在三相交流坐标中的电压相位。另外，将电压指令偏移量v_ref_ofs加到电压指令v_ref上。在此，在感应电动机的正常运行状态下由单独设计的计算电路分别提供iq_ref、id_ref以及fphi。功率逆变器2为将基于上述v_ref+v_ref_ofs以及θref的三相交流电供给感应电动机3的一种功率逆变器。流向感应电动机3的电流通过电流检测器4、5测得，然后被输入到坐标变换器6中，变换成d-q坐标，变为iq_fb和id_fb。通过电流运算器7，iq_fb和id_fb变换成合成矢量值i_fb。平均值·相位差运算器8是用于根据v_ref+v_ref_ofs及i_fb来计算进行感应电动机3的电动机常数计算所需的电压指令和电流检测值的平均值、电压指令和电流检测值的相位差的运算器。电动机常数运算器1是用于根据通过平均值·相位差运算器8计算得到的信号来计算感应电动机3的电动机常数的运算器。

图2中表示出平均值·相位差运算器8的具体构成。由v_ref_out和i_fb，通过图2所示的构成可计算出v_ref_out和i_fb二者之间的相位差、各个频率成分的绝对值的平均值以及DC成分。在此，虽然平均值可通过低通滤波器(LPF)求得，但是利用移动平均等方法也是可以的。

图3表示出本实施例中用于确定感应电动机的电动机常数的感应电动机的T-1型等效电路图。图3为一相的等效电路，施加的电压为：

$V-\mathrm{ref}/\sqrt{3}$

i1为电动机的一次电流，R1为电动机的一次电阻，R2为电动机的二次电阻，1为电动机的漏电感，M为电动机的互感。

对第1实施例予以说明。

当给感应电动机3施加直流电时互感M中的阻抗ωM变为零，因此图3的等效电路变成图4所示的电路。因此，用下述公式计算：

$R1=(V\_\mathrm{ref}/\sqrt{3})/I1$

线电阻设定的场合下，线电阻为RL-L＝2·R1。一次电阻的调谐开始时，作为电流指令提供任意设定的第一电流指令值的iq_ref和id_ref。如果提供电流指令，那么根据比例积分控制器10、11的增益会产生电压指令，三相交流电从功率逆变器2输出，加给电动机3，产生电流i1。电流i1可通过电流检测器4、5来检测，然后作为坐标变换和电流计算i_fb加到电动机常数运算器1上。电流上升沿所需要的时间由比例积分控制器10、11的增益来确定，因而该时间可设定为预先设定的任意时间。经过该设定的时间后，q轴和d轴的比例积分控制器的比例增益为零。这样，积分控制器的输入值变为零，因为被固定在比例控制器的输出的比例增益为零之前的输出值，所以电压指令稳定保持在一定值。在该状态下经过一定时间后，在此期间进行电压指令v_ref和电流检测值i_fb的平均值的测定，分别为v_ref1和i_fb1。然后，比例积分控制器10、11的增益恢复到初始值，设iq_ref和id_ref为第二电流值，进行同样的操作，此时电压指令值和电流指令值的平均值分别为v_ref2和i_fb2。此时的电压指令v_ref和电流检测值i_fb相对时间的变化表示在图5中。v_ref1、i_fb1、v_ref2、i_fb2的关系如图6所示。由该直线的斜率可计算出一次电阻R1。当认为是v_ref为线间值时，则

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}2-v\_\mathrm{ref}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}2-i\_\mathrm{fb}1)$

对第2实施例予以说明。

在上述的第1实施例中，当比例积分控制器10、11的比例增益Ki为零时，将该时刻的q轴和d轴的电压指令代入到各自的辅助电压指令值vq_ref_c以及vd_ref_c中，同时比例积分控制器10、11的比例增益Ki、积分增益(1/T)以及比例积分控制器10、11的输出为零，提供电压指令。其它的处理与第1实施例中的相同。

对第3实施例予以说明。

在上述的第1、2实施例中，电流的电平为2点，但为提高测定精度要对电流强度为3点以上进行测定。对于3点的情况进行说明，在设各自的测定为1、2、3的情况下，分别就1-2间、2-3间、1-3间或任意两个同第一、二实施例那样来求得R1，采用该平均值作为待求得的R1。在4点以上情况下，也同样地在任意区间中求得R1而采用各自的平均值。

对第四实施例予以说明。

设电压指令为v_ref＝vamp·sin(2·π·fh·t)、θref＝任意固定值。Vamp在初期为零，fh为大于电动机的额定运行频率的值。当频率较高时，在图3所示的等效电路中，因ωM＞＞R2，所以可认为M中几乎不通过电流，等效电路变成如图7所示的情形。此时的电压和电流的相位差为θdif，以及ω1与(R1+R2)之间的关系如图8所示。电路的阻抗变为|Zx|，(R1+R2)＝|Zx|·cosθdif，ω1＝|Zx|·sinθdif，则采用已经求得的R1，求得R2和L。

为求得|Zx|，供给上述所示的v_ref，电流检测值的绝对值的平均值i_fb_ave可使vamp一直增加达到预先设定的第1电流设定值。另外，i_fb_ave与设定值一致，过滤器的输出经过一定时间变得稳定后，将v_ref的频率成分的成分的绝对值的平均值v_ref_ave、电流检测值的绝对值的平均值i_fb_ave以及相位差θdif分别作为v_ref_ave1、i_fb_ave1、θdif1保存到存储器中。然后，通过加减vamp而使之变为预先设定的第2电流设定值，同样地读入该电流值，分别作为v_ref_ave2、i_fb_ave2、θdif2予以保存。此时的电压指令和电流检测值相对时间的变化如图9所示。电路的阻抗|Zx|为R1时同样地作为电压和电流的斜率，可通过下式可求得：

$\left|\mathrm{Zx}\right|=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1)$

另外，相位差θdif_L＝(θdif1+θdif2)/2。

通过该式和上述公式，可求得二次电阻R2和漏电感L：

$R2=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1)\·\cos \mathrm{\θdif}{\_}_L-R1,$

$L=\left[\right\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1)\·\sin \mathrm{\θdif}{\_}_L]/(2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fh})$

在此，虽以vamp的初始值为零做了说明，但是，因为流过的电流值以V/f为标准达到了预测，所以通过预先设定任意值再从该值进行加减，从而可以缩短时间。

对第五实施例予以说明。

在上述第四实施例中，把v_ref_ofs作为偏移量加到电压指令v_ref中，作为电压指令。如图2所示，为求得R1+R2以及L，而使用的数据v_ref_ave、i_fb_ave、θdif通过对将输入信号输入到高通滤波器而去除掉直流成分的数据的处理，则可以认为与第四实施例相同。

对实施例6予以说明。

在上述的第四实施例中，电压指令包括作为偏移量的v_ref_ofs和电压指令v_ref。因为偏移量的电压作为直流而输出，所以相应的等效电路变成如图4所示，其中，通过测量该电压指令值的直流成分和电流检测值的直流成分之比可求得一次电阻R1。为取出直流成分的信号，可取信号的平均值。在本实施例中，采用图2中所示的低通滤波器(LPF3)来检测。确定v_ref_ofs值的方法如下：即供给交流信号前，与上述第四实施例相同进行电流检测值和电流设定值的比较，同时加减v_ref_ofs值，从而确定出v_ref_ofs值。

除了在R2的计算中使用这样求得的R1之外，其它与实施例四相同。这样，可在一个步骤中求得R1、R2以及L，从而缩短执行的时间。

对实施例7予以说明。

在第四实施例中，fl的频率设定为大大低于电动机的额定频率的频率值。此时不能忽视流到M中的电流，因此，等效电路如图3所示。

等效电路中所适用的公式：

$(R1+\mathrm{j\ω}1+\frac{\mathrm{j\ωMR}2}{R2+\mathrm{j\ωM}})I1=v\_\mathrm{ref}/\sqrt{3},\mathrm{\ω}=2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fh}$

对该式求解

$\frac{{R1R2}^2+{\mathrm{\ω}}^2{M}^{2}R1+{\mathrm{\ω}}^2{M}^{2}R2}{{R2}^2+{\mathrm{\ω}}^2{M}^2}+j\frac{\mathrm{\ωl}{R2}^2+{\mathrm{\ω}}^3{\mathrm{lM}}^2+\mathrm{\ωMR}2}{{R2}^2+{\mathrm{\ω}}^2{M}^2}=\frac{V\_\mathrm{ref}/\sqrt{3}}{I1}=\mathrm{Zr}+\mathrm{jZi}$

其中

$\mathrm{Zr}=\frac{V\_\mathrm{ref}/\sqrt{3}}{I1}\·\cos \mathrm{\θm},$ $\mathrm{Zi}=\frac{V\_\mathrm{ref}/\sqrt{3}}{I1}\·\sin \mathrm{\θm},$ $\mathrm{\θm}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ωlR}{2}^2+{\mathrm{\ω}}^{3}l{M}^2+\mathrm{\ωMR}2}{{R1R2}^2+{\mathrm{\ω}}^2{M}^{2}R1+{\mathrm{\ω}}^2{M}^{2}R2}\right)$

对实部进行比较，可求出M后，变为

$M=\frac{R2}{\mathrm{\ω}}\·\sqrt{\frac{\mathrm{Zr}-R1}{R1+R2-\mathrm{Zr}}}$

求得M。

在此，除了将fh设定为低频率外，其它的与第四实施例一样可求得。设阻抗为|Zx2|，相位差为θdif_m，变为

Zx_r2＝|Zx2|·cosθdif_m

由上述值和已经求得的R1、R2，通过下式可求得互感M：

$M=\frac{R2}{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fl}}\·\sqrt{\frac{\mathrm{Zx}\_r2-R1}{R1+R2-\mathrm{Zx}\_r2}}$

对第八、九实施例予以说明。

与第五、六实施例一样，把v_ref_ofs作为偏移量加到电压指令v_ref中。处理的内容与第五、六实施例中的相同。因为第七实施例中频率较低，所以在本方法中施加直流偏移量，这样，可防止电动机不必要的转动。

对第十实施例予以说明。

图10表示适用于实施例10所记载的发明的方框图。从进行通常的矢量控制的构成中，取出q轴电压指令值vq_ref、d轴电压指令值vd_ref、q轴电流检测值iq_fb、d轴电流检测值id_fb以及输出频率值fphi，输入到电动机常数运算器中，可求得互感M和无负载电流值I0。速度控制器14根据速度指令来计算q轴电流指令值iq_ref、d轴电流指令值id_ref以及输出频率值fphi，如采用一般使用的矢量控制方式，因为不涉及本发明的特征所以简略记载。坐标变换器6为一种是用于将相电流的检测值变换到dq坐标系的坐标变换器，q轴Pi电流控制器10和d轴Pi电流控制器11是用于使得电流指令值和电流检测值相一致的控制器，电压指令运算器12用于根据q轴电压指令vq_ref、d轴电压指令vd_ref以及磁通相位θphi计算出三相交流电压的电压的大小v_ref和电压相位θv。磁通相位θphi可通过对输出频率fphi积分求得。功率逆变器2根据v_ref和θv将三相交流电供给感应电动机3。

在此，运转指令输入后，从感应电动机3的加速完成时刻起经过1秒之后，读入输出频率fphi、d轴电压指令vd_ref、q轴电压指令vq_ref、d轴电流检测值id_fb、q轴电流检测值iq_fb，使用预先设定的电动机的基底电压v_base，基底频率f_base、通过其它途径求得的一次电阻值R1以及漏电感，计算出下述值：

$\mathrm{Vqq}=\frac{\mathrm{vq}\_\mathrm{ref}}{\sqrt{3}}-R1\·\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}-2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·L\·\mathrm{id}\_\mathrm{fb}$

$\mathrm{Vdd}=\frac{\mathrm{vd}\_\mathrm{ref}}{\sqrt{3}}-R1\·\mathrm{id}\_\mathrm{fb}+2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·L\·\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}$

Q＝Vqq·id_fb-Vqq·iq_fb

$E=\sqrt{{\mathrm{Vqq}}^2+{\mathrm{Vdd}}^2}$

$M=\frac{E^2}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·Q}$

$I0=\frac{V\_\mathrm{base}/\sqrt{3}}{2\mathrm{\π}\·f\_\mathrm{base}(M+L)}$

然后可求得电动机的互感M以及无负载电流I0。

在此，虽然采用加速完成之时，但也可以在运行中的任意时刻进行测定。

在本发明方法中，通过在通常运行状态下抽取各个部分的信号进行计算，因PG的有无等而使速度控制器的构成不同也可使用。

图11为一方框图，表示出实施第11-13实施例中的感应电动机的电动机常数测定方法的电动机控制装置的构成。电动机常数运算器1输出电流指令i_ref。将流向感应电动机3的电流值取入，其中该电流为用设在U相的电流检测器4检测的电流iu和用设在V相的电流检测器5检测的电流iv，利用三相二相逆变器6进行下述(1)式和(2)式的计算，变换成二相交流电iα和iβ。

            iw＝-(iu+iw)             (1)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\α}\\ \mathrm{i\β}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right]---\left(2\right)$

检测的电流的相不限于U相和V相的组合，可以检测任意两相或者三相。

电流运算器7用于计算二相交流电流iα和iβ的平方之和的平方根而求得电流检测值。将i_fb输入到平均值.相位差运算器8中而计算平均值i_fb_ave。该平均值的计算是取i_fb的绝对值，将该结果通过低通滤波器而得到的，但是，采用移动平均等别的方法来计算平均值也是可以的。电流Pi控制器13用于控制使电流指令i_ref和电流检测平均值i_fb_ave相一致。电流Pi控制器13的输出变为电压指令v_ref。在功率逆变器2把电压指令v_ref换算作线性电压，利用由电动机常数运算器1供给的电压相位θv计算出三相交流输出相位，将三相交流功率供给感应电动机3。

对第十一实施例予以说明。

图12中表示出感应电动机的一相的T-1型等效电路。R1为一次电阻，L为漏电感，M为互感，R2为二次电阻，s为转差率。当通直流电时，相互的电感M的阻抗为零，因此，等效电路变成如图13所示的情形。

下面，对U相的电流变为峰值时的相位0度予以说明。

在本实施例中，电压相位θv的相位为零。

首先，施加感应电动机额定电流的20％作为电流指令值i_ref，通过电流Pi控制器13的运行，如图14中所示，电压指令v_ref发生变化，电流检测值i_fb_ave与i_ref1相同时，v_ref变为一定。在此，需要等待2秒，在该期间确定进行电流控制的区间A的幅度。为方便处理控制特性，达到稳定的时间通常等待2秒已是足够的，但是对于负载机的特性等电流Pi控制器13的增益不提高的情况下，该时间会变长。经过2秒后，电流Pi控制器13的增益Ki变为零，将储存积分控制器中的值作为v_ref而输出，从而使得电流指令值v_ref保持恒定。更进一步地，等待一定时间(如1秒)后，读入v_ref的平均值v_ref_ave以及i_fb_ave，作为v_ref1和i_fb1。通过将v_ref的值输入到平均值.相位差运算器8，来计算v_ref_ave。然后，施加感应电动机额定电流的40％作为电流指令值i_ref，以同样的方式予以控制，读入电压指令值v_ref_ave以及电流检测值i_fb_ave，作为v_ref2和i_fb2。将上述2点的数据作为曲线表示在图15中。由于该斜率：表示一次电阻的R1可通过下式计算。

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}2-v\_\mathrm{ref}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}2-i\_\mathrm{fb}1)$

设线电阻RL-L为2xR1。此处的电流值为感应电动机额定电流的20％和40％，但是也可选取其它值，采用3点以上的电流值也是可行的。

在第十二实施例的方法中，采用3点以上进行测定时，例如采用20％、40％、60％三种电流值进行的场合下，分别计算20％-40％，40％-60％，20％-60％之间各自的斜率，选取上述三个斜率的平均值来使用是可以的。

对第十三实施例予以说明。如图15所示，先测定的数据以一次式近似而延长，电流值为零时的v_ref的值作为电压偏移量值V_ref0来记录。这相当于由于在功率逆变器2中使用元件等而造成的电压降。在对三种类以上的电流值进行测定的情况下，通过由任意2点的直线近似或者平均平方误差法的回归曲线来求得也是可以的。

对第十四实施例予以说明。图16和17为适用于实施例14、15中所记载的方法的方框图。

在图15中，将从电动机常数运算器1输出的电压指令v_ref和输出电压相位θv供给功率逆变器2，据此输出三相交流电而驱动感应电动机3。将流向感应电动机3的电流值取入，作为用设在U相的电流检测器4检测的电流iu和用设在V相的电流检测器5检测的电流iv，利用三相二相逆变器6进行(1)式和(2)式的计算，变换成二相交流电iα和iβ。检测的电流的相不限于U相和V相的组合，也可以检测的任意两相或者三相。

电流运算器7用于计算二相交流电流iα和iβ的平方之和的平方根，而求得电流检测值。将电压指令v_ref、电流检测值i_fb以及由电动机常数运算器1提供的v_ref的振幅瞬时值的相位θh输入到平均值.相位差运算器8中，计算v_ref的平均值v_ref_ave、i_fb的平均值i_fb_ave，以及相位差θdif，且输入到电动机常数运算器1中，进行电动机常数的计算。与图11不同点包括：不是提供电流指令而是提供电压指令v_ref；将作为电压指令提供的频率成分的相位θh输入到平均值.相位差运算器8中。图17为表示出平均值。相位差运算器6的构成的方框图。通过图17中的方框图的处理，可计算出v_ref、i_ref的平均值i_fb_ave以及相位差θdif。

在图12中所示的感应电动机的等效电路中，频率变高后，因互感M而引起的阻抗ωM比R2大，与图18中所示的R1、R2、L的串联电路相近似。因此，由电压、电流的大小以及二者的相位差可求得电阻分量R1+R2和电抗分量ωL。

在本实施例中，θv为零度，第一频率fh1＝15Hz，第二频率fh2＝30Hz，第十四实施例中所记载的电流设定值为感应电动机额定电流的80％。首先，向感应电动机施加电压振幅的量级Vamp＝0，按v_ref＝Vamp·sin(2·π·15·t)[t为时刻]提供电压指令的大小使电压振幅大小vamp＝0运行。一边监视i_fb一边加减电压振幅Vamp，以使电流检测平均值i_fb为感应电动机的额定电流的80％，Vamp的加减量为不使得电流急剧变化的适当的大小。在本实施例中，将感应电动机的额定电压的千分之一这一大小加减到Vamp上。当电流检测平均值i_fb为感应电动机的额定电流的80％后，经过任意设定的时间(在此为3秒)后，电压指令的大小v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave1，电流检测值的i_fb的大小的绝对值的平均值变为i_fb_ave1，以及以v_ref为基准的i_fb的相位变为θdif1。然后，频率变为30Hz，与频率为15Hz时同样进行运行，此时的电压指令的大小v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave2，电流检测值i_fb的大小的绝对值的平均值变为i_fb_ave2，以及以v_ref为基准的i_fb的相位变为θdif2。在此，平均值采用将各个饱和值输入到低通滤波器而输出的值。此时的电压指令、电流检测值的时间图表示在图19中。在此求得的电压、电流、相位差的关系以复数的形式处理表示在图20中。阻抗及其实部成分和虚部成分通过下式求得：

$\mathrm{Zx}1=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1/\sqrt{3})/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1),$ $\mathrm{Zx}2=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2/\sqrt{3})/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2)$

Zxr1＝Zx1·cosθdif_L，    Zxr2＝Zx2·cosθdif_2，

Zxi1＝Zx1·sinθdif_L，    Zxi2＝Zx2·sinθdif_2

此时的实部成分Zxr1、Zxr2表示电阻R1+R2，虚部成分Zxi1、Zxi2表示电抗ωL。首先考虑实部成分。Fh1(15Hz)时的Zxr1以及Fh2(30Hz)时的Zxr2表示成曲线如图21中所示，随频率变化。这被认为是受趋肤效应等的影响。通过R2＝Zxr-R1求得，R1是通有直流时测定的，如图21所示，测定值直线近似，将频率fh＝fh1·fh2/(fh1+fh2)＝15·30/(15+30)＝10Hz时的值作为Zxr使用。然后，考虑虚部成分。虚数成分大致与频率成正比，采用Fh2(30Hz)时的值，使Zxi＝Zxi2，Fh_1＝Fh2，漏电感通过L＝Zxi/(2·π·Fh_1)而求得。在此，使用fh2频率高的，电压值变大，测定误差因而较小。也可使用低频率，由在两种频率下的斜率来计算也是可以的。

下面，对第15实施例予以说明。在上述二次电阻和漏电感的测定中，利用先求得的电压偏移值v_ref0，通过下式来求得Zx1和Zx2：

$\mathrm{Zx}1=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1/\sqrt{3}-v\_\mathrm{ref}0)/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1)$

$\mathrm{Zx}2=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2/\sqrt{3}-v\_\mathrm{ref}0)/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2)$

以后的计算与上述的相同。

在第14实施例中，以与上述相同的频率，在流过其大小与上述测定时流过的电流值不同的电流i_fb2的状态下进行同样的测定。在此例中，设i_fb2为电动机额定电流的40％(上述的1/2)，15Hz时电压指令值的绝对值的平均值为v_ref_ave3，电流检测值的绝对值的平均值为i_fb_ave3；设30Hz时电压指令值的绝对值的平均值为v_ref_ave4，电流检测值的绝对值的平均值为i_fb_ave4。如图22(a)、(b)所示，15Hz、30Hz时两种电流值直线近似，可求得当电流值为零时的值，作为15Hz时的电压偏移量v_ofs15以及30Hz时的电压偏移量v_ofs30。以这些偏移量代替第13实施例中的电压偏移量v_ref0，相对于15Hz、30Hz时电压指令值而使用，为一种电压偏移量的补偿方法。另外，在不求电压偏移量时，由改变电流值时的斜率，求得15Hz、30Hz时各自的电感也可。另外，对于用来求得阻抗的实部、虚部的相位，也可使用两种电流的平均值。

另外，在上述处理中，为简化省略了一些说明，提供上述15Hz、30Hz信号时的电压值·电流值取绝对值后，通过低通滤波器予以平均的平均值，相对于该值实施例13中所述的电压偏移量v_ref0为由直流值得到的有效值或者最大值，使用将v_ref0平均值换算得到的值。在此，虽然作为平均值，但是如果采取各个换算的协调，那么使用有效值、平均值、最大值等也是可以的。

图23为一方框图，其中表示出实施本发明的第16、17实施例中的感应电动机的常数测定方法的装置的构成。在图23中，功率逆变器23用于将从电动机常数运算器提供的电压指令v-ref和电压相位θv转换为三相交流电而供到感应电动机3中。将流向感应电动机3的电流值取入，作为用设在U相的电流检测器4检测的电流iu和用设在V相的电流检测器5检测的电流iv，利用作标逆变器6进行(1)式和(2)式的计算，变换成二相交流电iα和iβ。在(2)式中乘以(2/3)的值等于变换前和变换后的振幅大小。检测电流的相不限U相和V相的组合，也可以检测的任意两相或者三相。二相交流电流iα和iβ被输入到电动机常数运算器1中，将一次电流检测值作为二相交流电流iα和iβ的平方之和的平方根计算。

在图23中，在由逆变器驱动电动的装置中，通常运行时以及现有的电动机常数的确定方法中，将设置在电压指令、输出电压相位的前级的速度控制、电流控制等的部件置换到电动机常数运算器1中，因此，在此挑选实施本发明所必要的部分表示在图中，通过以另外设置的转换开关进行切换。

首先对实施例16的原理予以说明。

图24中表示出感应电动机处于停止状态(转差率s＝1)时一相的T-1型等效电路。其中R1为一次电阻，L为漏电感，R2为二次电阻，M为互感，v为施加的电压，i1为电动机的一次电流，i2为电动机的二次电流，im为流入互感M中的电流(励磁电流)。

设因流入互感M中的电流的变化而产生的电动势为em，图24中的等效电路中根据基尔霍夫定律的方程式成立，变为：

$v=R1\·i1+L\frac{\mathrm{di}1}{\mathrm{dt}}+e_m---\left(3\right)$

$e_m=M\frac{\dim }{\mathrm{dt}}=R2\·i2---\left(4\right)$

              i1＝im+i2                (5)

因为漏电感L比互感M小，所以为简便起见可忽略漏电感L，(3)式变为：

              v＝R1·i1+e_m             (6)

另外，由(4)式和(5)式可得：

$i1=\mathrm{im}+\frac{1}{R2}\·M\·\frac{\dim }{\mathrm{dt}}---\left(7\right)$

将(4)式和(7)式代入到(6)式中可得：

$v=R1\·\mathrm{im}+\frac{M(R1+R2)}{R2}\·\frac{\dim }{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

设初始条件，在时刻t＝0，为im0＝0，(9)

对im求解，变为

$\mathrm{im}=\frac{v}{R1}\·(1-e^{-\frac{1}{\mathrm{\τ}}})---\left(10\right)$

$\mathrm{\τ}=-\frac{M(R1+R2)}{R1\·R2}---\left(11\right)$

其中τ为时间常数。

因此变为

$M=\frac{R1\·R2}{R1+R2}\·\mathrm{\τ}---\left(12\right)$

由流入互感M中的电流im可求得时间常数τ，然后代入(12)式中，可求得互感M。

对第17实施例中的原理予以说明。

流入互感M中的电流im为感应电动机内部流动的电流，该电流不能从感应电动机输入端子侧直接测得。下面对流入互感M中的电流im的推算方法予以说明。

由(4)式和(6)式可得：

$i2=\frac{v-R1\·i1}{R2}---\left(13\right)$

将(13)式代入(5)式可得：

$\mathrm{im}=i1-i2=i1-\frac{v-R1\·i1}{R2}---\left(14\right)$

整理(14)式可得：

$\mathrm{im}=(1+\frac{R1}{R2})\·i1-\frac{v}{R2}---\left(15\right)$

因此，利用施加到电动机上的电压v以及流入电动机中的一次电流i1通过(15)式可求得im，根据im的变化求得时间常数τ，代入(12)式，可求得互感M。

无负载电流I0为在给感应电动机提供额定电压、额定频率的电源的无负载状态下运行时的电流。此时的等效电路为图24中的T-1型等效电路中由R1、L、M构成的串联电路。

因此，此时的电压v和电流i1的关系如下：

v＝R1·i1+jω(L+M)·i1    (16)

ω＝2πf，f：电源频率     (17)

设额定电压为V，只注目电压、电流值，改写(16)式可得：

$V=\sqrt{{R1}^2+{\mathrm{\ω}}^2{(L+M)}^2}\·I0---\left(18\right)$

V、i分别表示电压值和电流值，该值可取有效值或者最大值或者平均值，即使电压值和电流值相同也是可以的。用(18)式求解I0，变为：

$I0=\frac{V}{\sqrt{{R1}^2+{\mathrm{\ω}}^2{(L+M)}^2}}---\left(19\right)$

可求得无负载电流I0。

在(16)、(18)、(19)式中考虑了R1和L，但是为方便起见可以忽略R1和L。

利用下述数据，即在分步提供电压v＝V1时的一次电流i1、流入互感中的电流im、一次电流i1以及R1、R2，通过(15)式所求得的im的推算值m随时间变化的波形图，如图25所示。可以确认i1、im、的收敛值∏_∞为(V1/R1)， 从0变化到

的波形与im的波形大体一致。因此，可由此时的

的变化求得时间常数τ_im。

根据图23，对实现基于上述原理的方法的内容予以说明。

下面，设U相为峰值时的相位为0度予以说明。

首先，对供给电动机3的规定电压值V的大小的确定方法予以说明。施加到电动机上的电压V1可以为任意值，但是实际中必须将该值选取在不导致因电流发热而引起感应电动机3烧损的范围。因此，供给电压为V1使电流值为电动机的额定电流的50％时，确定电压V1的方法，通过举例予以说明。首先，设电压指令v_ref为0，一边测定电流检测值i1，一边将v_ref以感应电动机的额定电压的千分之一逐步增加。当电流检测值i1达到电动机的额定电流的50％时，将该时的v_ref值作为V1予以存储，切断供向电动机的功率。电压指令的增加量以不使电流急剧变化的大小为前提可任意设定。另外，在设有电流控制器的场合下，供给额定电流的50％的值作为电流指令，当检测电流值与电流指令值相一致时，将此时的电流指令值作为V1也是可以的。在使本发明中所述的互感或者无负载电流的等同之前，通有直流电而测定一次电阻的情况下，采用该时刻的电流值和电压指令值也是可以的。当然，电流值为除额定电流的50％之外的值也是可以的。

下面，设V1为电流指令v_ref，向感应电动机3分步施加电压。测定此时的一次电流i1，通过上述的(15)式可求得

在此，(15)式中的v相当于v_ref，im相当于 R1、R2选用通过感应电动机的试验成绩表或者通过其它相同手段提供的值。

通过m的上升波形可求得时间常数τ，将此时的值作为 将代入(12)式中的τ，可求得互感M。通过测定

从0到达最终(收敛)值的(1-1/e)0.632倍所用的时间，求得时间常数

的方法为一般的方法，但是通过测定任意电流值的电流变化以及变化所用时间，进行该时间与时间常数相一致的换算也是可以的。在后一种情况下，为能够用多点进行测定，通过测定若干数据取平均值可降低偏差。

对第17的实施例予以说明。

感应电动机的额定电压Vrate以及额定频率frate为感应电动机的标准参数，利用该标准参数、感应电动机的试验成绩表或现有的其它等同手段提供的R1、R2以及通过上述方法等同的M，采用(19)式中变为：

$I0=\frac{\mathrm{Vrate}}{\sqrt{{R1}^2+{\left(2\mathrm{\πfrate}\right)}^2{(L+M)}^2}}---\left(20\right)$

可求得无负载电流I0。

在允许某种程度的误差的情况下，为简单起见，省略L和R1计算也是可以的。

下面，对实施例16予以说明。

如上所述，在通直流电时，把感应电动机的等效电路看成仅有一次电阻。因此，刚施加直流电压之后不久，在二次电阻中过渡中还流有电流，但是经过足够时间后，只剩一次电阻，如果一次电流i1收敛的场合的电流值变为i1∞时，则电压变为：

v＝R1·i1

上述(15)式改写为：

$\mathrm{im}=\mathrm{il}-\frac{R1}{R2}({i1}_{\∞}-i1)---\left(21\right)$

在此，因为im为推算值，记为

然后以与上述的第16实施例中相同的方式进行计算。这样，因计算时不使用电压值，故可进行不依赖驱动装置的电压精度的测定。在上述提供电压指令的方式，要使用一次电阻测定时的值的情况下，i1∞的值采用电阻测定时读入的电流值也是可以的。

第19实施例是使用第18实施例中的

的计算方法，来实施第17

实施例的实施方式。

Claims (19)

1.一种电动机的矢量控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该控制装置包括：将电动机的一次电流的d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的d轴电流比例积分控制器，其中，所述d轴成分为磁通成分，所述q轴成分为转矩成分；将该比例积分控制器的输出和任意的d轴辅助电压指令值相加而得到d轴电压指令值的第1加法器；将电动机一次电流的q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的q轴电流比例积分控制器；将该比例积分控制器的输出值和任意的q轴辅助电压指令值相加而得到q轴电压指令值的第2加法器；以及根据d轴电压指令值和q轴电压指令值计算电压指令值v_ref和电压相位θv，基于电压指令的大小和电压指令的相位将直流转换为三相交流而输出的功率逆变器，通过将电动机变换到三相星形连接的等效电路而进行控制，该方法包括如下步骤：

将预先任意设定的一定值的d轴电流指令值id_ref1和q轴电流指令值iq_ref1作为第1组指令值供给，使d轴辅助电压指令值vd_ref_c和q轴辅助电压指令vq_ref_c同时为零而供给，使上述矢量控制装置动作；

经过预先设定的第1时间后，使d轴比例积分控制器的比例增益和q轴比例积分控制器的比例增益变为零，从该时刻起经过预定的第2时间后，由d轴电压指令vd_ref和q轴电压指令vq_ref生成如下电压指令值，

$v\_\mathrm{ref}=\sqrt{({\mathrm{vd}\_\mathrm{ref}}^2+{\mathrm{vq}\_\mathrm{ref}}^2)}$

由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb生成如下电流检测值

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{{\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+{\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}}^2}$

将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第1组数据v_ref1和i_fb1；

将上述两个比例积分控制器的增益恢复到初始值，把预先任意设定的一定值的d轴电流指令值id_ref2和q轴电流指令值iq_ref2作为第2组电流指令值供给，将d轴辅助电压指令vd_ref_c和q轴辅助电压指令vq_ref_c同时为零而供给，使上述矢量控制装置动作；以及

经过预先设定的第1时间后，使d轴电流比例积分控制器的比例增益和q轴电流比例积分控制器的电流比例增益变为零，从该时刻起经过预定的第2时间后，将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第2组数据v_ref2和i_fb2，通过下式求得电动机的一次电阻，

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}2-v\_\mathrm{ref}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}2-i\_\mathrm{fb}1)$

以及通过R_L-L＝2·R1求得电动机的线电阻。

2.根据权利要求1所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中经过第1时间后，在使d轴电流比例积分控制器的输出为d轴辅助电压指令值的同时，使d轴电流比例积分控制器的比例增益、积分增益以及d轴电流比例积分控制器的输出为零，在使q轴电流比例积分控制器的输出为q轴辅助电压指令值的同时，使q轴电流比例积分控制器的比例增益、积分增益以及q轴电流比例积分控制器的输出为零，然后同样地进行经过上述第1时间后的动作。

3.根据权利要求1或2所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中使预先任意设定的一定值的指令值即d轴电流指令值和q轴电流指令值为三个以上的电平，求得在各个区间内求得的一次电阻值的平均值作为一次电阻值。

4.一种电动机的矢量控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该控制装置包括：将电动机的一次电流的d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的d轴电流比例积分控制器，其中，所述d轴成分为磁通成分，所述q轴成分为转矩成分；将该比例积分控制器的输出和任意的d轴辅助电压指令值相加而得到d轴电压指令值的第1加法器；将电动机一次电流的q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的q轴电流比例积分控制器；将该比例积分控制器的输出值和任意的q轴辅助电压指令值相加而得到q轴电压指令值的第2加法器；以及由d轴电压指令值和q轴电压指令值计算电压指令值v_ref和电压相位θv，基于电压指令值和电压指令的相位将直流转换为三相交流而输出的功率逆变器，通过将电动机变换为三相星形连接的等效电路而进行控制，该方法包括如下步骤：

使上述两个比例积分控制器的增益和输出以及d轴辅助电压指令和q轴辅助电压指令为零，使电压相位θv为预先设定的任意固定值，设电动机额定运行频率的1/10以上的频率为fh，并且设电压的振幅为vamp，则按v_ref＝vamp·sin(2·π·fh·t)来供给电压指令大小v_ref；

一边监视i_fb，一边增减调节vamp，以使得由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb求得的电流值：

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{({\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+\mathrm{iq}{\_\mathrm{fb}}^2)}$

成为预先任意设定的电流设定值；

i_fb变为上述第1电流设定值后，经过任意设定的时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值变为v_ref_ave1，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave1，以v_ref为基准的i_fb的相位为θdif1；

通过调节vamp而使电流值变为预先设定的第2电流设定值，经过上述的设定时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值为v_ref_ave2，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave2，以v_ref为基准的i_fb的相位为θdif2，对下式进行计算

$\mathrm{Zx}=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1),\mathrm{\θdif}{\_}_L=(\mathrm{\θdif}1+\mathrm{\θdif}2)/2$

Zx_r＝Zx·cosθdif__L，Zx_i＝Zx·sinθdif__L

由此，求得电动机的二次电阻R2＝Zx_r-R1以及漏电感L＝Zx_i/(2·π·fh)。

5.根据权利要求4所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中在电压指令值上加上直流偏移量成分v_ref_ofs，供给成为v_ref＝vamp·sin (2·π·fh·t)+v_ref_ofs的电压指令，将电流检测值i_fb输入到设计成使除去直流成分的fh成分的信号能够通过的高通滤波器中，将该输出作为新的i_fb来利用，同样，将v_ref输入到与在i_fb中使用的具有相同特性的高通滤波器中，将该输出作为新的v_ref来利用，利用上述的计算式，求得电动机的二次电阻R2和漏电感L。

6.根据权利要求5所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中利用在第1电流设定值中输入到高通滤波器前的电压指令v_ref的平均值v_ref_dc1和电流检测值i_fb的平均值i_fb_dc1，和利用在第2电流设定值中输入到高通滤波器前的电压指令v_ref的平均值v_ref_dc2和电流检测值i_fb的平均值i_fb_dc2，求得一次电阻：

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{dc}2-v\_\mathrm{vef}\_\mathrm{dc}2)/\sqrt{3}/(i\_\mathrm{fb}-\mathrm{dc}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{dc}1)\}$

利用该一次电阻R1求得二次电阻R2。

7.一种电动机的矢量控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该控制装置包括：将电动机一次电流的d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的d轴电流比例积分控制器，其中，所述d轴成分为磁通成分，所述q轴成分为转矩成分；将该比例积分控制器的输出值和任意的d轴辅助电压指令值相加而得到d轴电压指令值的第1加法器；将电动机一次电流的q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的q轴电流比例积分控制器；将该比例积分控制器的输出值和任意的q轴辅助电压指令值相加而得到q轴电压指令值的第2加法器；以及由d轴电压指令值和q轴电压指令值计算电压指令值v_ref和电压相位θv，基于电压指令值和电压指令相位将直流转换为三相交流而输出的功率逆变器，通过将电动机变换到三相星形连接的等效电路而进行控制，该方法包括如下步骤：

使上述两个比例积分控制器的增益和输出以及d轴辅助电压指令和q轴辅助电压指令为零，电压相位θv为预先设定的任意固定值，设电动机额定运行频率的1/5以下的频率为f1，并且设电压的振幅为vamp，则按v_ref＝vamp·sin(2·π·f1·t)来供给电压指令大小v_ref；

一边监视i_fb，一边增减调节vamp，以使得由d轴电流检测值id_fb和q轴电流检测值iq_fb求得的电流值：

$i\_\mathrm{fb}=\sqrt{({\mathrm{id}\_\mathrm{fb}}^2+{\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}}^2)}$

成为预先任意设定的第一电流设定值；

i_fb变为上述第1电流设定值后，经过任意的第1设定时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值为v_ref_ave3，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave3，以v_ref为基准的i_fb的相位为θdif3；

通过调节vamp而使电流值变为预先设定的第2电流设定值，经过上述的第1设定时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值为v_ref_ave4，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave4，以v_ref为基准的i_fb的相位为θdif4，对下式进行计算：

$\mathrm{Zx}2=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}4-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}3)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}4-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}3),\mathrm{\θdif}\_m=(\mathrm{\θdif}3+\mathrm{\θdif}4)/2$

Zx_r2＝Zx·cosθdif_m

由此，通过下式求得电动机的互感，

$M=\frac{R2}{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fl}}\·\sqrt{\frac{\mathrm{Zx}\_r2-R1}{R1+R2-\mathrm{Zx}\_r2}}$

8.根据权利要求7所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中在电压指令值上加上直流偏移成分v_ref_ofs，供给成为v_ref＝vamp·sin(2·π·fh·t)+v_ref_ofs的电压指令，将电流检测值i_fb输入到设计成使除去直流成分的fh成分的信号能够通过的高通滤波器中，将该输出作为新的i_fb来利用，同样，将v_ref输入到与在i_fb中使用的具有相同特性的高通滤波器中，将该输出值作为新的v_ref来利用，利用上述的计算式，可求得电动机的互感M。

9.根据权利要求8所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中利用在第1电流设定值中的输入到高通滤波器前的电压指令v_ref的平均值v_ref_dc1和电流检测值i_fb的平均值i_fb_dc1，并利用在第2电流设定值中的输入到高通滤波器前的电压指令v_ref的平均值v_ref_dc2和电流检测值i_fb的平均值i_fb_dc2，求得一次电阻：

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{dc}2-v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{dc}2)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}-\mathrm{dc}2-i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{dc}1)$

利用该一次电阻R1求得二次电阻R2。

10.一种电动机控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该控制装置包括：将电动机一次电流的d轴成分的电流指令和d轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的d轴电流比例积分控制器，其中，所述d轴成分为磁通成分，所述q轴成分为转矩成分；将电动机一次电流的q轴成分的电流指令和q轴成分的电流检测值作为输入，控制二者的偏差为零的q轴电流比例积分控制器；以及由上述d轴电流比例积分控制器的输出即d轴电压指令值和上述q轴电流比例积分控制器输出即q轴电压指令值来计算电压指令值v_ref和电压相位θv，基于电压指令值和电压相位将直流转换为三相交流而输出的功率逆变器，控制d轴电流指令和q轴电流指令以使任意的速度指令一致进行运转，

在任意负载状态、任意速度下运转电动机时，在任意时刻，利用输出频率fphi、d轴电压指令vd_ref、q轴电压指令vq_ref、q轴电流检测值iq_fb、d轴电流检测值id_fb以及电动机的基底电压V_base、基底频率f_base、一次电阻值R1以及漏电感L，计算下述值：

$\mathrm{Vqq}=\frac{\mathrm{vq}\_\mathrm{ref}}{\sqrt{3}}-R1\·\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}-2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·L\·\mathrm{id}\_\mathrm{fb}$

$\mathrm{Vdd}=\frac{\mathrm{vd}\_\mathrm{ref}}{\sqrt{3}}-R1\·\mathrm{id}\_\mathrm{fb}+2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·L\·\mathrm{iq}\_\mathrm{fb}$

Q＝Vqq·id_fb-vqq·iq_fb

$E=\sqrt{{\mathrm{Vqq}}^2+{\mathrm{Vdd}}^2}$

$M=\frac{E^2}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{fphi}\·Q}$

$I0=\frac{V\_\mathrm{base}/\sqrt{3}}{2\mathrm{\π}\·f\_\mathrm{base}(M+L)}$

由此求得电动机的互感M以及无负载电流I0二者或二者之一。

11.一种在电动机控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该电动机控制装置利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行，该控制装置具有：用于检测逆变器输出的任意二相或三相电流的电流检测器；以流到电动机中的一次电流的电流指令值和利用电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测器的一次电流值i_fb作为输入，控制输出电压指令值v_ref，使二者的偏差变为零的比例积分控制器；以及基于电压指令值v_ref和电压输出相位θv而输出三相交流的功率逆变器，将电动机变换为三相星形连接的等效电路而工作，该方法包括下式述步骤：

使电压输出相位θv为预先设定的任意相位，将预先任意设定的一定值的电流指令值i_ref1作为第1指令值供给，使上述比例积分控制器动作；

经过预定的第1时间后，使该比例积分控制器的比例增益变为零，从该时刻起经过预定的第2时间后，将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第1组数据v_ref1和i_fb1；

将上述比例积分控制器的增益恢复到初始值，以预先任意设定的一定值的电流指令值i_ref2作为第2电流指令值供给，使上述比例积分控制器动作；

经过预定的第1时间后，使上述比例积分控制器的比例增益变为零，从该时刻起经过预定的第2时间后，将该第2时间内的任意时间内所记录的v_ref的平均值和i_fb的平均值作为第2组数据v_ref2和i_fb2；

求得电动机的一次电阻：

$R1=\{(v\_\mathrm{ref}2-v\_\mathrm{ref}1)/\sqrt{3}\}/(i\_\mathrm{fb}2-i\_\mathrm{fb}1)$

以及通过R_L-L＝2·R1求得电动机的线电阻。

12.根据权利要求11所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中使预先任意设定的一定值的指令值即电流指令值为三个以上的电平，求出在各个区间内求得的一次电阻值的平均值作为一次电阻值。

13.根据权利要求11所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中由测得值v_ref1、i_fb1、v_ref2、i_fb2得到的一次方程式来计算电流检测值if_fb为零时的电流指令值v_ref0，作为电压偏移值。

14.一种电动机控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该电动机控制装置利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行，该控制装置具有：设在逆变器输出的任意二相或三相的电流检测器；以流到电动机中的一次电流的电流指令值和利用电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测器的一次电流值i_fb作为输入，控制输出电压指令值v_ref，使二者的偏差变为零的比例积分控制器；基于电压指令值v_ref和电压相位θv而输出三相交流的功率逆变器，将电动机变换为三相星形连接的等效电路而工作，该方法包括下式述步骤：

使电压相位θv为预先设定的任意固定值，设电动机基底运行频率的1/10以上的频率为fh，并且设电压的振幅为vamp，则按v_ref＝vamp·sin(2·π·fh·t)来供给电压指令大小v_ref；

一边监视i_fb，一边增减调节vamp，以使得电流检测值i_fb变为预先任意设定的电流设定值；

i_fb变为上述第1电流设定值后，经过任意的设定时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值为v_ref_ave1，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave1，以v_ref为基准的i_fb的的相位为θdif1；

将频率以大于电动机基底运行频率的1/10的方式变成不同于fh1的频率fh2，通过调节vamp而使电流值变为上述预先设定的电流设定值，经过上述的设定时间后，使电压指令值v_ref的绝对值的平均值为v_ref_ave2，电流检测值i_fb的绝对值的平均值为i_fb_ave2，以v_ref为基准的i_fb的的相位变为θdif2，进行以下计算：

$\mathrm{Zx}1=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1/\sqrt{3})/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1),\mathrm{Zx}2=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2/\sqrt{3})/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2)$

Zxr1＝Zx1·cosθdif_L，Zxr2＝Zx2·cosθdif_2，Zxi1＝Zx1·sinθdif_L，Zxi2＝Zx2·sinθdif_2

利用频率为fh1时的Zxr1以及频率为fh2时的Zxr2得到的一次方程式，计算频率fh为fh1·fh2/(fh1+fh2)时的Zxr的值，利用该值和电动机的一次电阻值R1通过R2＝Zxr-R1式求得二次电阻R2；以及

另外，在设fh1和fh2中较高频率为fh_1，设此时的Zxi的值为Zxi时，通过L＝Zxi/(2·π·fh_1)求得漏电感。

15.根据权利要求14所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中利用权利要求13所记载的方法求得的电压偏移量v_ref0，通过下式求得二次电阻R2和漏电感L，

$\mathrm{Zx}1=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}1/\sqrt{3}-v\_\mathrm{ref}0)/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}1)$

$\mathrm{Zx}2=(v\_\mathrm{ref}\_\mathrm{ave}2/\sqrt{3}-v\_\mathrm{ref}0)/(i\_\mathrm{fb}\_\mathrm{ave}2)$

16.一种电动机控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该电动机控制装置利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行，该控制装置具有：基于输出电压指令值v_ref和电压输出相位θv而输出三相交流的功率逆变器；用于检测流到感应电动机中的一次电流的电流检测器；以利用该电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测值i1作为输入，该方法包括下式述步骤：

使感应电动机的一相的等效电路作为T-1型等效电路；

使电压相位θv为预先设定的任意固定值、供给规定的一定值作为电压指令值v_ref，读出此时在感应电动机中的一次电流检测值i1，利用上述的一次电流检测值i1、由其它手段提供的一次电阻值R1以及二次电阻值R2，根据下式推算出互感M中流动的电流im

$\hat{i}m=(1+\frac{R1}{R2})\·i1-\frac{v\_\mathrm{ref}}{R2}$

从该电流推算值 的上升沿波形求得时间常数

以及通过下式求得互感M：

$M=\frac{R1\·R2}{R1+R2}\·{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{im}}$

17.根据权利要求16所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中利用该互感M或时间常数τ_im以及通过其他手段提供的一次电阻值R1、漏电感L、二次电阻值R2以及作为电动机额定参数的额定电压Vrate和额定频率frate、互感M求得无负载电流IO。

18.一种在电动机控制装置中的感应电动机的电动机常数的测定方法，该电动机控制装置利用逆变器将三相交流电供给感应电动机，从而使该电动机可变速运行，该控制装置具有：基于输出电压指令值v_ref和电压输出相位θv而输出三相交流的功率逆变器；用于检测流到感应电动机中的一次电流的电流检测器，以利用该电流检测器检测的电流值得到的一次电流检测值i1作为输入，该方法包括下式述步骤：

使感应电动机中的一相的等效电路作为T-1型等效电路；

使电压相位θv为将预先设定的任意固定值、供给规定的一定值作为电压指令值v_ref，在读出此时在感应电动机流动中的一次电流检测值i1，并提供电压指令v_ref时，将一次电流i1收敛到一定值时的值作为i1_∞的情况下，利用上述的一次电流值i1、由其它手段提供的一次电阻值R1以及二次电阻值R2通过下式可推算出互感M中所流的电流im：

$\hat{i}m=i1-\frac{R1}{R2}({i1}_{\∞}-i1)$

从该电流推算值 的上升沿波形求得时间常数 以及通过下式求得互感M

$M=\frac{R1\·R2}{R1+R2}\·{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{im}}$

19.根据权利要求18所述的感应电动机的电动机常数的测定方法，其中利用求得的互感M或时间常数

以及通过其他手段提供的一次电阻值R1、漏电感L、二次电阻值R2以及作为电动机额定参数提供的额定电压Vrate和额定频率frate、互感M，求得无负载电流IO。

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