CN1178235C - 回扫变压器 - Google Patents

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Abstract

把用于PWM控制的高压发生器中的回扫变压器的次级绕组的层数增加到六或更高。因而，减少回扫变压器的分布电容，增加减幅振荡的频率，使回扫脉冲的脉冲宽度变窄。加速了控制FET进行操作的定时，降低了回扫变压器的输入电流。因而获得了小型化且节约功率的回扫变压器。

Description

回扫变压器
技术领域
本发明涉及回扫变压器，更具体来说，涉及在给阴极射线管提供高压的PWM(脉宽调制)控制的电压发生器电路中使用的回扫变压器。
背景技术
图1是示出包括回扫变压器的高压发生器电路的电路图，这是开发本发明的动机。二极管14的阳极连到用于高压发生器电路10中的回扫变压器12的的初级绕组，而二极管14的阴极连到起到开关元件功能的FET(场效应晶体管)16的漏极。FET 16的源极连到电阻器18的一端，电阻器18的另一端接地。二极管20与二极管14、FET 16及电阻器18构成的串联电路并联。二极管20的阴极连到二极管14的阳极，而二极管20的阳极接地。
谐振电容器22与二极管24的串联连接与二极管20并联。谐振电容器22的一端连到二极管14的阳极，而谐振电容器22的另一端连到二极管24的阴极。二极管24的阳极接地。谐振电容器22与二极管24的结点连到另一二极管26的阳极，二极管26的阴极通过减幅振荡(ringing)抑制电路28连到回扫变压器12的初级线圈。减幅振荡抑制电路28包括电容器30、电阻器32和电感器34。电源+B连到二极管26与减幅振荡抑制电路28之间的结点。二极管26与减幅振荡抑制电路28之间的结点通过电容器36和电容器38接地。
从PWM(脉宽调制)控制电路40把控制FET 16作导通和断开操作的信号馈送到FET 16的栅极。PWM控制电路40接收一电压，该电压是通过对回扫变压器12的次级绕组两端的输出电压进行分压而获得的。根据所分的电压和一输入水平驱动电压来形成控制FET 16的控制信号。FET 16与电阻器18的结点连到PWM 40中的保护电路，通过保护电路来检测流过电路的过量电流。
图2示出高压发生器电路10各点处的电压波形。如图所示，图2(a)示出控制FET 16的信号的波形，图2(b)示出图1中点A处的电压波形。图2(c)示出流入回扫变压器12的初级绕组的电流。当FET 16在t0导通时，电流从电源+B流过回扫变压器12的初级绕组、二极管14、FET 16和电阻器18。在此电流流动时，回扫变压器12的初级绕组存储电磁能量。
当FET 16在时间t1断开时，电流从回扫变压器12的初级绕组流过谐振电容器22和二极管26，回扫变压器12的初级绕组和谐振电容器22开始谐振，从而产生如图2(b)所示的回扫脉冲。在回扫变压器中所存储的电磁能量在谐振电容器22中被完全转化成静电能量的时刻，此回扫脉冲最大化。
当存储在回扫变压器12的初级绕组中的电磁能量被完全转移到谐振电容器22时，反向电流流过沿着二极管24、谐振电容器22和回扫变压器12的初级绕组的路径。谐振电容器22中的静电能量在回扫变压器12的初级绕组中被转化回静电能量。存储在FET 16的寄生电容中的电荷被二极管14所阻挡，而且不流入回扫变压器12的初级绕组。
点A处的电压在回扫脉冲结束时的时间t2处归零。二极管20导通，所得电流从地流到回扫变压器12的初级绕组。点A处的电压在此电流流动时上升，并达到电源+B的电压。在时间t3处，二极管20断开，电流变为零。来自电源+B的电流企图流入谐振电容器22，但包括二极管24和26的电流保护箝位电路把谐振电容器22两端的电压箝位到电源+B的电压。没有电流从回扫变压器12的初级绕组流到谐振电容器22。但FET 16在时间t4导通时，电流从电源+B流到回扫变压器12的初级绕组，电路的状态与时间t0处的相同。此高压发生器电路起到重复上述操作的功能。回扫变压器12在电压电平中产生回扫脉冲，并从其次级绕组提供高压。
当电流在时间t3处降到零时，在回扫变压器12的初级绕组与包括FET 16中所存在的寄生电容的电路的电容之间发生谐振。继而，从时间t3到时间t4产生减幅振荡。使用减幅振荡抑制电路28来控制减幅振荡。
在高压发生器电路10中，回扫变压器12的初级绕组的电感Lp满足以下条件：
Lp≤Eb_Ts/Ipp
这里，Eb是电源+B的电压，Ts是从回扫脉冲结束到下一回扫脉冲开始的持续时间，Ipp为回扫变压器12的输入电流。在此条件下，输入电流Ipp必须适合FET16的容许电流。常规的回扫变压器12必须满足这些条件，且设计成从其次级绕组提供所需的输出电压。
回扫变压器12的磁心中所产生的磁通密度Bmax为Bmax＝Lp_Ipp/N1_S，这里N1为初级绕组线圈的数目，S为初级绕组的磁心的截面积。给定电源+B的恒定电压Eb，把输入电流Ipp保持得较低，磁心的尺寸减小，使回扫变压器12小型化。较低的输入电流Ipp导致较低的功耗。
发明内容
相应地，本发明的一个目的是提供一种减少流入其中的输入电流的小型低功耗回扫变压器。
依据本发明的一个方面，提供了一种在PWM控制的高压发生器电路中使用的回扫变压器，包括初级和次级绕组，其特征在于次级绕组包括层数等于或大于六的按层缠绕的次级绕组。
依据本发明的另一个方面，提供了一种制造在PWM控制的高压发生器电路中使用的回扫变压器的方法，包括提供初级绕组和次级绕组，其特征在于以多个缠绕的层来形成次级绕组，其中层数等于或大于六。
本发明的回扫变压器用于PWM控制的高压发生器电路，包括层数等于或大于六的按层缠绕的(layer-wound)次级绕组。
在一较佳实施例中，二极管构成其阴极连到次级绕组的一端，其阳极接地。
该回扫变压器最好使用在操作频率为70kHz或更高的PWM控制的高压发生器电路中。
次级绕组的匝数可不超过2500。
给定相同匝数的绕组，按层缠绕的次级绕组的层数增加使次级绕组两端之间的宽度变窄，并减少了回扫变压器的分布电容。随着分布电容变得较低，减幅振荡的频率变得较高，且回扫脉冲的脉冲宽度变得较窄。此布局加速了终止减幅振荡的定时，从而加长了开关元件的导通时间。随着开关元件导通时间的加长，减小了流过回扫变压器的初级绕组的电流波形的梯度，也减小了输入电流Ipp。
在一二极管连接在次级绕组的一端与地(D0二极管方法)之间的回扫变压器电路中，就交变电流而言，接地的交变电流的零点近似发生于次级绕组的中心。负和正的相对脉冲发生在交变电流的零点附近。由初级绕组与次级绕组之间的分布电容以及绕组与接地区之间的分布电容来确定交变电流的零点。由于分布电容随每个绕组与接地区之间的间距而变化，所以在偏离绕组中心的位置处产生交变电流零点。
如果通过增加操作于D0开关模式的回扫变压器中的层绕组的层数使绕组宽度变窄，则每个绕组与接地区之间的间距变小，且交变电流零点接近绕组的中心。这样，产生正和负脉冲的绕组部分的绕组宽度变得相互靠近，正脉冲与负脉冲的谐振频率变近，从而减少了谐振所涉及的损耗。
从以下对本发明实施例的讨论以及附图，将使本发明的这些和其他目的、特征和优点变得明显起来。
附图说明
图1是示出包括回扫变压器的高压发生器电路的电路图，它是开发本发明的背景；
图2(a)示出用于控制FET的控制信号的波形，图2(b)示出图1的点A处的电压波形，图2(c)示出流过图1的回扫变压器的初级绕组的电路波形；
图3是示出在减幅振荡的频率变高时TON的开始与流过的电流之间关系的波形图；
图4是示出在回扫脉冲的脉冲宽度变窄时TON的开始与流过的电流之间关系的波形图；
图5是示出利用D0二极管方法的回扫变压器的次级绕组的电路图；
图6是图5所示回扫变压器的次级绕组的等效电路图；
图7是示出回扫变压器一侧的电路图，该变压器被切成两半，以示出利用D0二极管方法的回扫变压器的绕组的位置关系；以及
图8是示出回扫变压器一侧的电路图，该变压器被切成两半，以示出在利用D0二极管方法的回扫变压器的次级绕组的层数增加时绕组的位置关系。
具体实施方式
参考图1，高压发生器电路10中的回扫变压器12通常包括五层或更少层的按层缠绕的次级绕组。不考虑回扫变压器12的层数与尺寸之间的关系。本发明的发明人已研究了回扫变压器12的次级绕组的层数与回扫变压器12的尺寸之间的关系，并发现通过增加次级绕组的层数来减少回扫变压器12的尺寸。把具有五层次级绕组的回扫变压器12与具有六层次级绕组的回扫变压器12作了比较。
在图2所示的波形图中，如下表示最大容许输入电流Ipp：
Ipp＝Eb(TD+TOFF+TON)/Lp
这里，Tr为直到回扫脉冲返回零的回扫周期，TD为二极管20的导通时间，TOFF是从二极管20断开到FET 16导通时持续时间，TON是FET 16的导通时间，这里保持时间TH＝Tr+TD+TOFF+TON。给定电源+B的恒定电压Eb，Lp为Lp＜Eb(TD+TOFF+TON)/Ipp。由回扫变压器12的分布电容来确定减幅振荡的频率。
当回扫变压器12的次级绕组的层数为五时，考虑到在频率为f5的减幅振荡波形的一个点处建立导通时间TON的开始来确定Lp的值。从Ipp＝Eb_TON/Lp来确定高度Ipp。考虑到等效电路的振荡的条件(诸如，振荡的一个峰)来确定导通时间TON的开始。给定相同匝数的次级绕组，有六层次级绕组的回扫变压器12的绕组宽度比具有五层次级绕组的回扫变压器12的绕组宽度窄，且具有较小的分布电容。因而，六层次级绕组处的减幅振荡的频率f6高于五层次级绕组的频率f5。
如图3所示，可把六层次级绕组处导通时间TON的开始与五层次级绕组处导通时间TON的开始相比较。六层的导通时间TON的开始较早，这是因为六层处的减幅振荡的频率f6高于五层处的减幅振荡的频率f5。调节电感Lp来加速导通时间TON的开始。电流波形的梯度Eb/Lp变得较小，同时减小了电流Ipp。
一般，用于回扫变压器的磁心的磁通密度Bmax为Bmax＝Lp_Ipp/N1_S，这里N1为初级绕组的匝数，S为磁心的截面积。随着电流Ipp的下降，可减小磁心的尺寸。因而可使整个回扫变压器12小型化。随着电流Ipp的降低，功耗下降，还可节约功率。当把回扫变压器12的次级绕组的层数增加到六或甚至到七，降低了电流Ipp的幅度。获得了小型的节约功率的回扫变压器12。提高了高压发生器电路10的高驱动频率区中减幅振荡的频率。在70kHz或更高的频率区域尤其表明了这些优点。
由谐振电容器22的电容、回扫变压器12的初级绕组的电感以及回扫变压器12的分布电容来确定回扫脉冲的脉冲宽度Tr。在回扫变压器12的次级绕组为六层的情况下，回扫脉冲的脉冲宽度Tr变短，这是因为分布电容相对于五层次级绕组的回扫变压器12下降了。如图4所示，减幅振荡的开始来得较早。通过调节电感Lp从而使FET 16在与五层次级绕组相同的点处导通，降低了电流波形的梯度，并使输入电流Ipp的高度降低。因而，在回扫变压器12中实现了小型且节约功率的设计。通过增加回扫变压器12的次级绕组的层数，提高了减幅振荡的频率，也缩短了回扫脉冲的脉冲宽度。降低了输入电流Ipp，因而实现了小型化的节约功率的设计。
参考图5，二极管50的阴极连到回扫变压器12的次级绕组的一端。在二极管50的阳极接地的D0二极管方法中，就交变电流而言，次级绕组的这一端与接地区之间隔离。如图5所示，初级绕组与次级绕组之间的分布电容在绕组的每一段中是均匀的。因此，把图5所示的电路看做一集总(lumped)参数网络，其次级绕组具有如图6所示连到其两端的相同电容的电容器。因而，就交变电流而言，次级绕组的中心用作接地的交变电流零点。这样，在次级绕组的两侧产生正脉冲和负脉冲。
在回扫变压器12中，次级绕组的中心用作地，单个绕组起到两个绕组的作用，其中心用作中性(neutral)点。具体来说，绕组线圈的数目减半，分布电容减小，继而谐振频率提高。
在D0二极管方法的回扫变压器12中，初级绕组与次级绕组之间的分布电容在每一段中是均匀的，但在安装回扫变压器12时绕组与接地区之间的间距变得不同。绕组与接地区之间的分布电容是不同的，实际上，次级绕组的中心不能与交变电流零点相符。如图7所示，由从回扫变压器12的安装表面到绕组上沿的距离X1、从回扫变压器12的安装表面到绕组下沿的距离X2以及绕组宽度Y1来确定交变电流零点。交变电流零点从绕组的中心向上偏移Z1。
由于与绕组的中心偏移Z1，正脉冲部分具有图7所示的较宽宽度，谐振振荡波形的频率低。相反，负脉冲部分具有较窄的宽度，谐振振荡波形的频率高。由几何参数X1、X2、Y1、Z1等集中地确定的谐振损耗随着与绕组中心的偏移量的变大而增加。
在次级绕组线圈的匝数为2500或更少的回扫变压器12中比较五层次级绕组和六层次级绕组。给定相同的次级绕组的线圈节距，六层次级绕组具有绕组宽度Y2，此宽度小于五层绕组的绕组宽度Y1。参考图8，从安装表面到六层回扫变压器12的上沿的距离X1比五层回扫变压器12的短。由于绕组宽度的减少以及绕组给定的减少，由几何参数X1、X2、Y2及初级绕组与次级绕组中每一个所产生的电压所确定的交变电流零点的偏移量Z2也降低。交变电流零点接近绕组的中心。结果，正脉冲部分的绕组宽度与负脉冲部分的绕组宽度之差变小。正脉冲的谐振频率与负脉冲的谐振频率之差降低。容易地进行调谐正脉冲和负脉冲的设计。在整个回扫变压器12中，减少了谐振损耗并提高了功率效率。
当次级绕组的层数增加时，减少了分布电容。减幅振荡的频率增加，回扫脉冲的脉冲宽度变窄。加速了FET 16的导通时间TON的开始。在回扫变压器12中实现了小型化且节约功率的设计。
因而，通过增加次级绕组的层数提供了小型化且节约功率的回扫滤波器12。在D0二极管方法中，通过使交变电流零点更靠近绕组的中心提供了小型化且节约功率的设计。
依据本发明，增加回扫变压器12的次级绕组的层数减小了分布电容，并提高了D0二极管方法中的交变电流零点。因而，在回扫变压器中实现小型化且节约功率的设计。
虽然相对于特定实施例描述了本发明，但许多其他变化和修改及其他用途将对本领域内的技术人员变得明显起来。因此，本发明应不限于这里的特定公开，而仅由所附的权利要求书来限定。

Claims (16)

1.一种在PWM控制的高压发生器电路中使用的回扫变压器，包括初级和次级绕组，其特征在于次级绕组包括层数等于或大于六的按层缠绕的次级绕组。
2.如权利要求1所述的回扫变压器，其特征在于还包括具有阳极和阴极的二极管，阴极连到所述次级绕组的一端，阳极接地。
3.如权利要求1所述的回扫变压器，其特征在于所述回扫变压器用于操作频率为70kHz或更高的PWM控制的高压发生器电路。
4.如权利要求2所述的回扫变压器，其特征在于所述回扫变压器用于操作频率为70kHz或更高的PWM控制的高压发生器电路。
5.如权利要求1所述的回扫变压器，其特征在于所述次级绕组的匝数为2500或更小。
6.如权利要求2所述的回扫变压器，其特征在于所述次级绕组的匝数为2500或更小。
7.如权利要求3所述的回扫变压器，其特征在于所述次级绕组的匝数为2500或更小。
8.如权利要求4所述的回扫变压器，其特征在于所述次级绕组的匝数为2500或更小。
9.一种制造在PWM控制的高压发生器电路中使用的回扫变压器的方法，包括提供初级绕组和次级绕组，其特征在于以多个缠绕的层来形成次级绕组，其中层数等于或大于六。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括提供具有阳极和阴极的二极管，阴极连到所述次级绕组的一端，阳极接地。
11.如权利要求9所述的方法，其特征在于所述回扫变压器用于操作频率为70kHz或更高的PWM控制的高压发生器电路。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于所述回扫变压器用于操作频率为70kHz或更高的PWM控制的高压发生器电路。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括以2500或更小的匝数缠绕所述次级绕组。
14.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括以2500或更小的匝数缠绕所述次级绕组。
15.如权利要求11所述的方法，其特征在于还包括以2500或更小的匝数缠绕所述次级绕组。
16.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括以2500或更小的匝数缠绕所述次级绕组。
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