CN116470819A - 电机驱动装置 - Google Patents

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黄宰豪
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Abstract

本发明涉及电机驱动装置。所述电机驱动装置驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置可以包括：第一逆变器，其包括多个第一开关元件，并且连接至每个绕组的第一端；第二逆变器，其包括多个第二开关元件，并且连接至每个绕组的第二端；控制器，其包括电流控制器，所述电流控制器基于电机的预定电流指令生成用于确定第一开关元件和第二开关元件的切换占空比的电压指令，其中，所述电流控制器配置为通过应用三次谐波前馈补偿生成电压指令中的零相分量电压指令。

Description

电机驱动装置
技术领域
本发明涉及一种电机驱动装置，更具体地，涉及一种基于开放端部绕组方案运行的电机驱动装置，在所述开放端部绕组方案中，逆变器分别连接至电机的绕组的两端。
背景技术
通常，包括在电机中的各相的绕组的一端连接至逆变器，另一端彼此连接，因此形成Y型连接。
在电机运行的情况下，当逆变器中的开关元件根据脉宽调制控制接通/关断时，该开关元件将线电压提供至Y型连接的电机的绕组，并且产生交流电，从而产生扭矩。
诸如电动车辆(其利用电机产生的扭矩作为动力)等的环保车辆的燃料效率(或整备质量)可以基于逆变器-电机(inverter-motor)的电力转换效率而确定。因此，为了提高燃料效率，重要的是使逆变器的电力转换效率和电机的效率最大化。
逆变器-电机系统的效率主要基于逆变器的电压利用率而确定。如果在电压利用率较高的区间内存在由电机转速和扭矩之间的关系决定的车辆的操作点，则可以提高燃料效率。
然而，当电机的绕组数量增加以增大电机的最大扭矩时，电压利用率较高的区间可能会远离作为车辆的主要操作点的低扭矩区域，因此，具有燃料效率可能会降低的缺点。此外，在燃料效率方面，如果设计成电压利用率较高的区间包括主要操作点，则可能会限制电机的最大扭矩，因此，具有车辆的加速性能可能会降低的缺点。
为了克服上述缺点，相应的技术领域提出了一种基于开放端部绕组(open endwinding，OEW)方案的电机驱动方法，其中，两个逆变器分别连接至电机的绕组的两端，并且驱动两个逆变器，而不是利用Y型连接，使得电机的绕组的一端短路。
与运行包括Y型连接结构的常规电机的方法相比，这种基于OEW方案的电机驱动方法可以增大相电压，从而具有可以提高电压利用率并输出较高的功率的优点。
然而，根据基于OEW方案的电机驱动方法，如果将直流电共同施加至分别连接至电机的绕组的两端的逆变器，则可能产生基于零相电压的共模电流。当共模电流流经电机的绕组时，共模电流会造成诸如铜损、铁损的损耗，并且会降低电机的效率，严重时会损坏电机系统。
在本发明的背景技术中公开的信息仅用于增强对本发明一般背景的理解，并且不应被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。
发明内容
本发明的各个方面旨在提供一种电机驱动装置，当基于两个逆变器分别连接至电机的绕组的两端的开放端部绕组(OEW)方案驱动电机时，所述电机驱动装置能够减小两个逆变器之间的共模电流，从而提高电机的效率并防止损坏。
根据本发明的一方面，提供了一种电机驱动装置，其配置为驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置包括：第一逆变器，其包括多个第一开关元件，并且连接至每个绕组的第一端；第二逆变器，其包括多个第二开关元件，并且连接至每个绕组的第二端；控制器，其包括电流控制器，所述电流控制器基于电机的预定电流指令生成用于确定第一开关元件和第二开关元件的切换占空比的电压指令，其中，所述电流控制器配置为通过应用三次谐波前馈补偿生成电压指令中的零相分量电压指令。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以包括：电流控制器，其将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，并生成用于减小误差(电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流之间的误差)的零相分量电压值；三次谐波计算器，其根据电机的旋转角度、电机的转速、电机的零相分量磁通的幅度和电机的零相分量磁通的相位来确定三次谐波分量；加法器，其通过将三次谐波分量与用于减小误差的零相分量电压值相加来生成零相分量电压指令。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以进一步包括附加电流控制器，所述附加电流控制器将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，并生成用于减小误差(电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流之间的误差)的dq轴电压指令。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以进一步包括：第一数据映射器，其预先存储与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的幅度；第二数据映射器，其预先存储与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的相位。
根据本发明的示例性实施方案，第一数据映射器可以接收电机的电流指令中输入的d轴电流指令和q轴电流指令，并且可以向三次谐波计算器输出与输入的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的幅度。
根据本发明的示例性实施方案，第二数据映射器可以接收电机的电流指令中输入的d轴电流指令和q轴电流指令，并且可以向三次谐波计算器输出与输入的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的相位。
根据本发明的示例性实施方案，三次谐波计算器可以根据以下等式确定三次谐波分量：等式“Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*cos(3θ+λn，phase)”或者等式“Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*sin(3θ+λn，phase)”其中，Vn，FF是三次谐波分量，ωr是电机的转子的转速，θ是电机的旋转角度，λn，amp是电机的零相分量磁通的幅度，λn，phase是电机的零相分量磁通的相位。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以实施为比例谐振控制器。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以包括：电流控制器，其基于三倍速度同步坐标系将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，并生成用于减小误差的零相分量电压指令；附加电流控制器，其将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，并生成用于减小误差的dq轴电压指令。
根据本发明的示例性实施方案，电流控制器可以包括：零相电流提取器，其通过基于三倍角度的旋转变换将基于三相电流获得的零相分量电流提取为直流形式；控制器，其基于电机的零相分量电流指令和提取为直流形式的零相分量电流而生成用于减小误差的电压指令；以及逆旋转变换单元，其通过基于三倍角度的逆旋转变换将用于减小误差的电压指令转换为三次谐波形式的零相分量电压指令。
根据电机驱动装置，可以抑制在应用于开放端部绕组方案的两个逆变器之间流动的共模电流。
电机驱动装置可以应用三次谐波前馈补偿，以降低由三次谐波分量引起的零相分量电流的噪声，并且可以显著减小零相分量电流误差(n轴电流误差)。
此外，除了减小零相分量电流误差之外，电机驱动装置还可以减小d轴电流的误差并且可以提高电机的输出。
电机驱动装置可以减少三次谐波电流纹波，因此，可以降低车辆的电机或电池中的三次谐波振动和噪声，并且可以减少由电机的零相分量电流引起的过电流的发生。
本发明的方法和装置具有其它的特征和优点，这些特征和优点从并入本文中的所附附图和下面的详细描述中将是显而易见的，或者将在并入本文中的所附附图和下面的详细描述中进行更详细的陈述，这些所附附图和下面的详细描述共同用于解释本发明的特定原理。
附图说明
图1是根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的电路图；
图2是示出配置为根据开放端部绕组方案控制电机的常规控制器的框图；
图3是示出应用于图2所示的常规控制器的电机控制方案的电压矢量图；
图4是示出通过图2的常规控制器控制电机时生成的各个逆变器的电压输出的波形图；
图5是示出应用于在根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置中应用的控制器的电流控制器的详细配置的框图；
图6A是示出配置为控制电流控制器中的零相分量电流的控制器的详细配置的框图，所述电流控制器应用于在根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置中应用的控制器；
图6B是示出根据本发明的示例性实施方案的零相电流提取器的配置的示例的示意图；
图7和图8是示出应用于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的电流控制器中包括的数据映射器的示例的示意图；以及
图9是示出基于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置应用三次谐波前馈补偿时获得的改进的控制性能结果的示意图。
应当了解，所附附图不一定按比例地绘制，而是为了说明本发明的基本原理的各种特征的适当简化的画法。如在本文中公开的包括例如预定尺寸、方向、位置和形状的本发明的预定设计特征将部分地由具体所要应用和使用的环境决定。
在图中，贯穿附图的多幅图，相同的附图标记指代本发明的相同或等同的部件。
具体实施方式
现在将详细参考本发明的各种实施方案，各种实施方案的示例在所附附图中进行说明并如下进行描述。尽管本发明将结合本发明的示例性实施方案进行描述，但将理解，本说明书并非旨在将本发明限制为本发明的那些示例性实施方案。另一方面，本发明旨在不仅覆盖本发明的示例性实施方案，还覆盖可以包括在由所附权利要求限定的本发明的精神和范围内的各种替代实施方案、修改实施方案、等同实施方案和其它实施方案。
在下文中，将参考所附附图描述根据本发明的各种实施方案的电机驱动装置。
图1是根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的电路图。
参考图1，根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置可以是向电机100提供驱动电力的电机驱动装置，所述电机100包括对应于多个相的多个绕组L1、L2和L3。电机驱动装置可以包括第一逆变器10、第二逆变器20和控制器70，所述第一逆变器10包括多个第一开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16，并且连接至电机100的各个绕组的第一端；所述第二逆变器20包括多个第二开关元件S21、S22、S23、S24、S25和S26，并且连接至电机100的各个绕组的第二端；所述控制器70基于电机100的所需输出对第一开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16以及第二开关元件S21、S22、S23、S24、S25和S26执行脉宽调制控制。
第一逆变器10和第二逆变器20可以将储存在电池200中的直流电转换为三相交流电，并且将交流电提供至电机100，或者可以将再生制动能量(其由电机100的再生制动扭矩的发生而产生)转换为直流电并将直流电提供至电池200。可以通过对分别包括在第一逆变器10和第二逆变器20中的多个第一开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16以及多个第二开关元件S21、S22、S23、S24、S25和S26的脉宽调制控制来执行直流电和交流电之间的转换。
第一逆变器10可以包括多个支路11至13，形成在直流链路电容器300(其连接在电池200的两端之间)中的直流电压提供至所述多个支路11至13。支路11至13可以分别与电机100的多个相相对应，并且可以形成电连接。
第一支路11可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S11和S12，并且两个开关元件S11和S12的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L1的一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
以相同的方式，第二支路12可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S13和S14，并且两个开关元件S13和S14的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L2的一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
此外，第三支路13可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S15和S16，并且两个开关元件S15和S16的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L3的一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
第二逆变器20也可以具有与第一逆变器10的构造类似的构造。第二逆变器20可以包括多个支路21至23，形成在直流链路电容器300(其连接在电池200的两端之间)中的直流电压提供至所述多个支路21至23。支路21至23可以分别与电机100的多个相相对应，因此，可以形成电连接。
第一支路21可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S21和S22，并且两个开关元件S21和S22的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L1的另一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
以相同的方式，第二支路22可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S23和S24，并且两个开关元件S23和S24的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L2的另一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
此外，第三支路23可以包括相互串联连接在直流链路电容器300的两端之间的两个开关元件S25和S26，并且两个开关元件S25和S26的连接节点可以连接至电机100的一相的绕组L3的另一端，使得与多个相的一相相对应的交流电输入或输出。
第一逆变器10可以连接至电机100的绕组L1、L2和L3的一端，第二逆变器20可以连接至绕组L1、L2和L3的另一端。即，可以形成基于开放端部绕组方案的电连接，其中，电机100的绕组L1、L2和L3的两端可以分别连接至第一逆变器10和第二逆变器20。
控制器70可以是对分别包括在第一逆变器10和第二逆变器20中的开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16以及S21、S22、S23、S24、S25和S26执行脉宽调制控制，使得基于电机100所需的所需输出来驱动电机100的元件。
控制器70可以接收施加至第一逆变器10和第二逆变器20的直流电压(Vdc)、由电流传感器检测的提供至电机100的相电流以及由设置于电机100的电机转子传感器器检测的电机的电角度等，并且可以根据脉宽调制方案执行切换第一逆变器10的第一开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16以及第二逆变器20的第二开关元件S21、S22、S23、S24、S25和S26，从而驱动电机100。当控制器70根据脉宽调制方案控制第一开关元件S11、S12、S13、S14、S15和S16以及第二逆变器20的第二开关元件S21、S22、S23、S24、S25和S26时，控制器70可以应用空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)方案。
为了帮助清楚地理解如上所述配置的根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置，将首先描述基于开放端部绕组方案控制常规电机驱动装置的方法。
图2是详细示出配置为根据开放端部绕组方案控制电机的常规控制器的框图，图3是示出应用于图2所示的常规控制器的电机控制方法的电压矢量图。此外，图4是示出图2的传统控制器控制电机时生成的各个逆变器的电压输出的波形图。
如图2所示，传统的电机驱动装置的控制器可以包括电流指令映射器41、电流控制器42、第一占空比生成器(duty producer)43和第二占空比生成器44。
基于通过操作者等的操作而产生的电机所需输出(电机所需扭矩(Te *))和电机的反电动势(λ-1)，电流指令映射器41可以生成相应的电流指令(Id *，Iq *)。电流指令映射器41基于电机所需输出生成电机的电流指令，并且图2的示例示出了基于电机所需输出和反电动势的映射器。然而，可以应用基于其他因素产生电机的电流指令的映射器。
电流控制器42可以接收输入电流指令(Id *，Iq *，In *(0))，其中，In *(0)为零相分量电流指令，可以将电流指令与通过检测实际提供至电机的电流获得的值进行比较，并且可以生成用于减小差值的电压指令(Vd *、Vq *、Vn *)。电压指令可以包括d轴分量(Vd *)、q轴分量(Vq *)和零相分量(Vn *)。
第一占空比生成器43是用于生成图1所示的第一逆变器10中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器431、坐标转换器432和第一空间矢量脉宽调制器433，所述乘法器431通过将电压指令(Vd *、Vq *、Vn *)乘以1/2来生成第一逆变器电压指令(Vd1 *、Vq1 *、Vn1*)并将其施加至第一逆变器10；所述坐标转换器432将第一逆变器电压指令(Vd1 *、Vq1 *、Vn1 *)转换为与电机的各相相对应的第一逆变器相电压指令(Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *)；所述第一空间矢量脉宽调制器433基于第一逆变器相电压指令(Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *)和第一逆变器电压指令中的零相分量(Vn1 *)执行空间矢量脉宽调制，以生成第一逆变器10中的开关元件的占空比。
类似于第一占空比生成器43，第二占空比生成器44是用于生成图1所示的第二逆变器20中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器441、坐标转换器442和第二空间矢量脉宽调制器443，所述乘法器441通过将电压指令(Vd *、Vq *、Vn *)乘以-1/2来生成第二逆变器电压指令(Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *)并将其施加至第二逆变器20；所述坐标转换器442将第二逆变器电压指令(Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *)转换为与电机的各相相对应的第二逆变器相电压指令(Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *)；所述第二空间矢量脉宽调制器443基于第二逆变器相电压指令(Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *)和第二逆变器电压指令中的零相分量(Vn2 *)执行空间矢量脉宽调制，以生成第二逆变器20中的开关元件的占空比。
这里，坐标转换器432和442的坐标转换可以根据将dq坐标转换为对应于电机的三相的abc坐标的相应技术领域中公知的转换方法来执行。
如图2所示，基于常规开放端部绕组方案的电机控制方法可以通过将电机的电压指令均等分配至第一逆变器和第二逆变器而执行。
也就是说，如图3所示，在控制包括开放端部绕组结构的电机的情况下，通过将与第一逆变器相关的开关矢量图和与第二逆变器相关的开关矢量图进行组合而获得的矢量图中所示的电机电压(VMOT)可以表示为第一逆变器的电压(VINV1)和第二逆变器的电压(VINV2)之间的差值，第二逆变器的电压(VINV2)与第一逆变器的电压(VINV1)幅度相同并且方向相反。各个矢量图在dq平面上示出，dq平面和用于空间矢量脉宽调制的矢量图等在相应的技术领域中是公知的，因此，将省略其详细描述。
如上所述，在通过空间矢量脉宽调制实现幅度相同并且方向相反的第一逆变器电压和第二逆变器电压的情况下，可以获得如图4所示的逆变器输出电压波形。在图4中，TSW表示逆变器中的开关元件的开关周期，Va1、Vb1、Vc1和Vn1表示第一逆变器的各个相电压和零相分量电压，Va2、Vb2、Vc2、Vn2表示第二逆变器的各个相电压和零相分量电压，Vn表示第一逆变器的零相分量电压与第二逆变器的零相分量电压之间的差值，并且指通过第一逆变器和第二逆变器施加至电机的零相分量电压。
如图4所示，第一逆变器电压和第二逆变器电压在dq平面上的电压幅度相同但相位不同，因此，第一逆变器电压和第二逆变器电压具有不同的零相分量电压。因此，施加至电机的零相分量电压(Vn)的幅度不能为零，从而会产生零相分量电流。
在将整个电机驱动系统建模为开放端部绕组结构(其将逆变器10和20分别连接至电机100的绕组L1、L2和L3的两端)，并且通过对逆变器10和20执行脉宽调制控制来驱动电机100的情况下，d轴电压、q轴电压和零相分量电压可以如等式1所示进行表示。
[等式1]
在等式1中，Vd、Vq和Vn分别表示整个电机驱动系统的d轴电压、q轴电压和零相分量电压。Vd1、Vq1和Vn1分别表示第一逆变器的d轴电压、q轴电压和零相分量电压。Vd2、Vq2和Vn2分别表示第二逆变器的d轴电压、q轴电压和零相分量电压。id、iq和in分别表示电机的d轴电流、q轴电流和零相分量电流。此外，Rs表示电机的等效电阻。Ld、Lq和Llk分别表示电机的d轴电感、q轴电感和零相分量的漏电感。λf表示电机的定子的磁链(magnetic fluxinterlinkage)。λn表示零相分量磁通。θr和ωr分别表示电机的转子的旋转角度和角速度。
如等式1中与零相分量电压(Vn)相关的等式所示，零相分量电压可以具有三次谐波形式的谐波。在开放端部绕组结构中，这种零相分量电压产生零相分量电流，因此，零相分量电流可能是三次谐波形式，并且可以作为严重的噪声分量。
因此，本发明的各个实施方案将提供三次谐波前馈补偿，以克服诸如由零相电流等引起的电机效率劣化的缺点。
图5是示出应用于在根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置中应用的控制器的电流控制器的详细配置的框图。
控制器70中的电流控制器42可以包括第一电流控制器421、第二电流控制器422、第一数据映射器423、第二数据映射器424、三次谐波计算器425和加法器426。
第一电流控制器421可以将由电流指令映射器41确定的dq轴电流指令(Idq *)和流经电机100的dq轴电流(Idq)进行比较，并且可以生成用于减小误差的电机的dq轴电压指令(Vdq *)。
流经电机100的dq轴电流(Idq)可以通过将流经电机的各相的绕组并且通过电流传感器等检测到的电流的值转换为基于电机的旋转角度(θ)的dq坐标而获得。将包括分别与电机的各相相对应的a轴、b轴和c轴的abc坐标转换为基于d轴和q轴的坐标的方法(旋转变换(克拉克/派克变换))和执行逆变换的方法(逆旋转变换(克拉克/派克逆变换))在相应的技术领域中是公知的技术，将省略其详细描述。
第一电流控制器421可以实施为诸如比例积分(PI)控制器、比例(P)控制器、积分(I)控制器等的各种形式中的一种，并且优选地，可以实施为PI控制器。
第二电流控制器422可以将电机的零相分量电流指令(In *)和流经电机100的零相分量电流(In)进行比较，并且可以生成用于减小误差的电压值(Vn0 *)。
理想情况下，电机的零相分量电流为0，因此，可以将电机的零相分量电流指令(In *)设置为0。
流经电机100的零相分量电流(In)可以通过对流经电机的各相的绕组并通过电流传感器等检测的电流的值执行旋转变换而获得。
第二电流控制器422可以实施为诸如比例积分(PI)控制器、比例(P)控制器、积分(I)控制器等的各种形式中的一种。
第二电流控制器422可以实施为适用于谐波分量补偿的比例谐振(PR)控制器。
基于电机的旋转角度θ、电机的转速(ωr)、电机的零相分量磁通的幅度(λn，amp)以及电机的零相分量磁通的相位(λn，phase)，三次谐波计算器425可以确定包括在电机的零相分量电压中的三次谐波分量。
三次谐波计算器425可以确定如以下等式2或等式3中提供的三次谐波分量，以确定等式1中的零相分量电压中存在的三次谐波分量。
[等式2]
Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*cos(3θ+λn，phase)
[等式3]
Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*sin(3θ+λn，phase)
加法器426可以将由三次谐波计算器425确定的三次谐波分量与第二电流控制器422的输出值(Vn0 *)相加，因此，可以执行前馈补偿。也就是说，加法器426通过将第二电流控制器422的输出值(Vn0 *)与三次谐波计算器425的输出值(Vn,FF)相加而确定的值可以是用于电机的脉宽调制控制的零相分量电压指令值(Vn *)。
可以基于导出零相分量磁通的相位(λn，phase)的方法来确定应用等式2和等式3中的哪一个(即，基于余弦函数提取相位还是基于正弦函数提取相位)。
执行前馈补偿的零相分量电压指令值(Vn *)可以提供至图2的占空比生成器43和44，并且可以用于生成脉宽调制的占空比。
可以基于数据映射器423和424来确定电机的零相分量磁通的幅度(λn，amp)和零相分量磁通的相位(λn，phase)。作为电流控制器的另一示例，如图6A所示，电流控制器42'可以实现为利用三倍速度同步坐标系(triple speed synchronous reference frame)的结构。
图6A是示出配置为控制电流控制器中的零相分量电流的控制器的详细配置的框图，所述电流控制器应用于在根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置中应用的控制器。
在图6A中，即使在利用三倍速度同步坐标系的电流控制器结构中，第一电流控制器421也可以具有与图5的配置类似的配置，所述第一电流控制器421将dq轴电流指令(Idq *)和流过电机100的dq轴电流(Idq)进行比较，并且生成用于减小误差的电机的dq轴电压指令(Vdq *)。因此，将省略第一电流控制器的描述，并且将主要描述第二电流控制器4221、4222和4223。
参考图6A，第二电流控制器可以包括零相电流提取器4221、控制器4222和逆旋转变换单元4223，所述零相电流提取器4221对基于三相电流(Iabc)获得的零相分量电流执行基于三倍角度的旋转变换(triple angle-based rotational transform)，以提取直流形式的电流(In,d3，In,q3)；所述控制器4222将电机的零相分量电流指令(In *(0))与流经电机100的直流形式的零相分量电流进行比较，并且生成用于减小误差的电压指令(Vn,d3 *，Vn,q3 *)；所述逆旋转变换单元4223对控制器4222的输出值执行基于三倍角度的逆旋转变换，以再次转换为三次谐波形式的电压指令(Vn *)。
为了控制直流形式的零相分量电流，可能需要以直流的形式提取零相分量电流。在这种情况下，零相分量电流的主要分量是三次谐波，因此，需要以直流的形式提取三次分量。为了将交流分量提取为直流的形式，示例性实施方案可以使用利用全通滤波器(all-passfilter，APF)将三次分量转换为直流的形式的方法。然而，这仅仅是示例，对于本领域技术人员来说显而易见的是，本发明不限于预定的方案，只要方案能够将交流分量提取为直流的形式即可。
图6B示出了利用APF的零相电流提取器的示例。
图6B是示出根据本发明的示例性实施方案的零相电流提取器的配置的示例的示意图。
参考图6B，基于三相电流(Iabc)的平均值确定零相分量电流(In)，可以利用截止频率为3ωr的APF生成与原始信号(In)具有90度的相位差的信号(In,β)。当对In和In,β执行基于三倍角度的变换(派克变换)时，可以获得直流形式的零相电流In,d3和In,q3。
再次参考图6A，控制器4222可以控制直流形式的值，因此，其可以利用PI控制器进行设计。然而，这仅仅是示例，本发明不一定限于此。
由逆旋转变换单元4223通过对电压指令(Vn,d3 *，Vn,q3 *)执行基于三倍角度的逆旋转变换而获得的三次谐波形式的电压指令(Vn *)可以通过电流控制器42'中的PWM输出，其中，电压指令(Vn,d3 *，Vn,q3 *)已经由用于减小误差的控制器4222计算并输出。
在下文中，将参考图7和图8描述参考图5描述的数据映射器423和424。
图7和图8是示出应用于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的电流控制器中包括的数据映射器的示例的示意图。
图7示出了用于根据d轴和q轴电流确定零相分量反向磁通的幅度(λn，amp)的数据映射器，图8示出了用于根据d轴和q轴电流确定零相分量反向磁通的相位(λn，phase)的数据映射器。
这里，图7的z轴的值表示幅度，图8的z轴的值表示相位的坐标轴值。密度差可以是用于相对地比较相应(x，y)坐标处的z值的辅助指标。
作为参考，在图7中，在零相分量反向磁通的幅度(λn，amp)的情况下，其以基于d轴(对应于Iq＝0的轴)对称的形式提供。作为参考，在图8中，在零相分量磁通的相位(λn，phase)的情况下，其以基于d轴(对应于Iq＝0的轴)反向对称的形式提供。这里，反向对称形式是基于对应于Iq＝0的轴对称，但是考虑到通过以预定的Id值切割获得的平面，该平面可以基于Iq＝0点对称。
这可以通过如下提供的等式进行表示。
幅度：f(x,-y)＝f(x,y)
相位：f(x,-y)＝2f(x,0)-f(x,y)
因此，仅使用与关于d轴电流和q轴电流的单个象限相关的映射来配置三次谐波磁通和幅度是安全的。
图9是示出基于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置应用三次谐波前馈补偿时获得的改进的控制性能结果的示意图。
如图9所示，如果应用三次谐波前馈补偿，则识别出零相分量电流误差(n轴电流误差)显著减小。这意味着三次谐波分量前馈补偿可以降低由三次谐波分量引起的零相分量电流的噪声。
此外，识别出d轴电流误差以及零相分量电流误差减小。还识别出扭矩(输出)得到了部分改善。
也就是说，根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置可以通过三次谐波前馈补偿来减少三次谐波电流纹波。因此，车辆的电机或电池的三次谐波振动和噪声也可以降低。
此外，根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置可以在控制方面减少电机的电流纹波，因此，可以减少由零相分量电流引起的过电流的发生。
此外，与诸如“控制器”、“控制设备”、“控制单元”、“控制装置”、“控制模块”或“服务器”等控制装置有关的术语指的是包括存储器和处理器的硬件装置，所述处理器配置为执行解释为算法结构的一个或多个步骤。存储器存储算法步骤，并且处理器执行算法步骤以执行根据本发明的各种示例性实施方案的方法的一个或多个过程。根据本发明的示例性实施方案的控制装置可以通过非易失性存储器和存储器来实现，所述非易失性存储器配置为存储用于控制车辆的各个组件的操作的算法或关于用于执行该算法的软件指令的数据，所述处理器配置为利用存储在存储器中的数据来执行如上所述的操作。存储器和处理器可以是单独的芯片。或者，存储器和处理器可以集成于单个芯片。所述处理器可以实现为一个或多个处理器。处理器可以包括各种逻辑电路和运算电路，可以根据从存储器提供的程序来处理数据，并且可以根据处理结果来生成控制信号。
控制装置可以是通过预定程序操作的至少一个微处理器，所述预定程序可以包括用于执行在前述的本发明的各种示例性实施方案中公开的方法的一系列指令。
前述的发明也可以实现为计算机可读记录介质上的计算机可读代码。计算机可读记录介质是能够存储之后可以由计算机系统读取的数据以及能够存储并执行之后可以由计算机系统读取的程序指令的任何数据存储装置。计算机可读记录介质的示例包括硬盘驱动器(HDD)、固态磁盘(SSD)、硅磁盘驱动器(SDD)、只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储装置等，并且实现为载波(例如，通过互联网传输)。程序指令的示例包括诸如由编译器生成的机器语言代码以及可以由计算机利用解释器等执行的高级语言代码。
在本发明的各种示例性实施方案中，上述每个操作可以由控制装置执行，并且控制装置可以由多个控制装置或集成的单个的控制装置配置。
在本发明的各种示例性实施方案中，控制装置可以实现为硬件或软件的形式，或者可以实现为硬件和软件的组合。
此外，诸如“单元”、“模块”等的在说明中公开的术语指的是用于处理至少一种功能或操作的单元，所述单元可以通过硬件、软件或其组合来实现。
为了方便解释和准确定义所附权利要求，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“上面”、“下面”、“向上”、“向下”、“前”、“后”、“背面”、“内侧”、“外侧”、“向内”、“向外”、“内部”、“外部”、“内部的”、“外部的”、“向前”和“向后”用于参考附图中显示的这些特征的位置来描述示例性实施方案的特征。将进一步理解，术语“连接”或其衍生词指的是直接和间接连接两者。
前面对本发明的预定示例性实施方案的描述是为了说明和描述的目的。前述描述并不旨在详尽或将本发明限制在所公开的精确的形式中，并且显然，根据上述教示可以进行多种修改和改变。选择和描述的示例性实施方案是为了解释本发明的某些原理和其实际应用，以使本领域其他技术人员实施和利用本发明的各种示例性实施方案及其各种替代实施方案和修改实施方案。本发明的范围旨在由所附权利要求及其等同形式所限定。

Claims (19)

1.一种电机驱动装置，其配置为驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置包括：
第一逆变器，其包括多个第一开关元件，并且连接至每个绕组的第一端；
第二逆变器，其包括多个第二开关元件，并且连接至每个绕组的第二端；以及
控制器，其包括电流控制器，所述电流控制器配置为基于电机的预定电流指令生成用于确定第一开关元件和第二开关元件的切换占空比的电压指令，
其中，所述电流控制器进一步配置为通过应用三次谐波前馈补偿生成电压指令中的零相分量电压指令。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述电流控制器包括：
第一电流控制器，其配置为：将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，并生成用于减小误差的零相分量电压值；
三次谐波计算器，其配置为根据电机的旋转角度、电机的转速、电机的零相分量磁通的幅度和电机的零相分量磁通的相位来确定三次谐波分量；以及
加法器，其配置为通过将三次谐波分量与用于减小误差的零相分量电压值相加来生成零相分量电压指令。
3.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中，所述电流控制器进一步包括：
第二电流控制器，其配置为：将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，并生成用于减小误差的dq轴电压指令。
4.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中，所述电流控制器进一步包括：
第一数据映射器，其存储有与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的预定幅度；以及
第二数据映射器，其存储有与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的预定相位。
5.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中，所述第一数据映射器配置为：向三次谐波计算器输出与电机的电流指令中的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的幅度。
6.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中，所述第二数据映射器配置为：向三次谐波计算器输出与电机的电流指令中的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的相位。
7.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中，所述三次谐波计算器配置为根据以下等式确定三次谐波分量：
等式“vn，FF＝3*ωr*λn，amp*cos(3θ+λn，phase)”，或者
等式“vn，FF＝3*ωr*λn，amp*sin(3θ+λn，phase)”
其中，Vn，FF是三次谐波分量，ωr是电机的转子的转速，θ是电机的旋转角度，λn，amp是电机的零相分量磁通的幅度，λn，phase是电机的零相分量磁通的相位。
8.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中，所述电流控制器包括比例谐振控制器。
9.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述电流控制器包括：
第一电流控制器，其配置为：基于三倍速度同步坐标系将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，并生成用于减小误差的零相分量电压指令；以及
第二电流控制器，其配置为：将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，并生成用于减小误差的dq轴电压指令。
10.根据权利要求9所述的电机驱动装置，其中，所述第一电流控制器包括：
零相电流提取器，其配置为通过基于三倍角度的旋转变换将基于三相电流获得的零相分量电流提取为直流形式；
控制器，其配置为基于电机的零相分量电流指令和提取为直流形式的零相分量电流而生成用于减小误差的电压指令；以及
逆旋转变换单元，其配置为通过基于三倍角度的逆旋转变换将用于减小误差的电压指令转换为三次谐波形式的零相分量电压指令。
11.一种控制电机驱动装置的方法，所述电机驱动装置驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置包括第一逆变器和第二逆变器，所述第一逆变器包括多个第一开关元件，并且连接至每个绕组的第一端，所述第二逆变器包括多个第二开关元件，并且连接至每个绕组的第二端，所述方法包括：
由控制器的电流控制器基于电机的预定电流指令生成用于确定第一开关元件和第二开关元件的切换占空比的电压指令，
其中，所述电流控制器进一步配置为通过应用三次谐波前馈补偿生成电压指令中的零相分量电压指令。
12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：
由电流控制器的第一电流控制器将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，并生成用于减小误差的零相分量电压值；
由电流控制器的三次谐波计算器根据电机的旋转角度、电机的转速、电机的零相分量磁通的幅度和电机的零相分量磁通的相位来确定三次谐波分量；
由电流控制器的加法器通过将三次谐波分量与用于减小误差的零相分量电压值相加来生成零相分量电压指令。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
由电流控制器的第二电流控制器将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，并生成用于减小误差的dq轴电压指令。
14.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电流控制器进一步包括：
第一数据映射器，其存储有与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的预定幅度；以及
第二数据映射器，其存储有与电机的d轴电流和q轴电流相对应的电机的零相分量磁通的预定相位。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第一数据映射器配置为向三次谐波计算器输出与电机的电流指令中的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的幅度。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，所述第二数据映射器配置为向三次谐波计算器输出与电机的电流指令中的d轴电流指令和q轴电流指令相对应的电机的零相分量磁通的相位。
17.根据权利要求12所述的方法，其中，所述三次谐波计算器配置为根据以下等式确定三次谐波分量：
等式“Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*sin(3θ+λn，phase)”，或者
等式“Vn，FF＝3*ωr*λn，amp*sin(3θ+λn，phase)”
其中，Vn，FF是三次谐波分量，ωr是电机的转子的转速，θ是电机的旋转角度，λn，amp是电机的零相分量磁通的幅度，λn，phase是电机的零相分量磁通的相位。
18.根据权利要求11所述的方法，其中，所述电流控制器包括：
第一电流控制器，其配置为：基于三倍速度同步坐标系将电机的零相分量电流指令与流经电机的零相分量电流进行比较，以生成用于减小误差的零相分量电压指令；以及
第二电流控制器，其配置为：将电机的dq轴电流指令与流经电机的dq轴电流进行比较，以生成用于减小误差的dq轴电压指令。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述第一电流控制器包括：
零相电流提取器，其配置为通过基于三倍角度的旋转变换将基于三相电流获得的零相分量电流提取为直流形式；
控制器，其配置为基于电机的零相分量电流指令和提取为直流形式的零相分量电流而生成用于减小误差的电压指令；以及
逆旋转变换单元，其配置为通过基于三倍角度的逆旋转变换将用于减小误差的电压指令转换为三次谐波形式的零相分量电压指令。
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