CN116111849A - 双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置 - Google Patents

双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置 Download PDF

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Abstract

本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置，所述双有源桥变换电路包括：输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8；高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；其中，Q1和Q3采用交叉耦合的方式连接，Q5和Q7采用交叉耦合的方式连接。本公开的技术方案，大幅减少了提供控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。

Description

双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置
技术领域
本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置。
背景技术
随着电子技术的发展，高频隔离功率转换技术将越来越多的应用到供电电路中，成为实现快速灵活供电的重要手段。基于移相控制技术的双有源桥（Dual Active Bridge，DAB）变换电路具有功率密度高、动态响应快、容易实现软开关、功率能双向流动等优点，在不间断电源、电动汽车、固态变压器等供电电路场景获得了广泛应用。现有的DAB变换电路由两个全桥和变压器组成，通过在全桥的开关管施加不同的控制信号来调整DAB变换电路中两个全桥之间的移相比，进而获得需要的输出功率。这种结构对开关管的驱动损耗较大，且无法适应小电感场景的需求。
发明内容
为了解决相关技术中的问题，本公开实施例提供一种双有源桥变换电路、电路工作方法及电子装置。
第一方面，本公开实施例中提供了一种双有源桥变换电路，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接。
根据本公开的实施例，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接包括，所述第一开关管Q1的栅极连接于所述第三开关管Q3的漏极和第四开关管Q4的漏极，所述第三开关管Q3的栅极连接于所述第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极；
所述第五开关管Q5和第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接包括，所述第五开关管Q5的栅极连接于所述第七开关管Q7的漏极和第八开关管Q8的漏极，所述第七开关管Q7的栅极连接于所述第五开关管Q5的漏极和第六开关管Q6的漏极。
根据本公开的实施例，所述第一开关管Q1、第三开关管Q3、第五开关管Q5和第七开关管Q7为P型晶体管，所述第二开关管Q2、第四开关管Q4、第六开关管Q6和第八开关管Q8为N型晶体管。
根据本公开的实施例，还包括第一电容，所述第一电容的第一极板与所述第五开关管Q5的漏极连接，所述第一电容的第二极板与所述第七开关管Q7的漏极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
根据本公开的实施例，所述第一电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
根据本公开的实施例，所述第一电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
根据本公开的实施例，还包括第一电感，所述第一电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第一电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
第二方面，本公开实施例中提供了一种双有源桥变换电路，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11和第十二开关管Q12；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第十三开关管Q13和第十四开关管Q14；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接，所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接，所述第一二极管D1的阳极连接于所述第十三开关管Q13的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第二二极管D2的阳极连接于所述第十四开关管Q14的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
根据本公开的实施例，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接包括，所述第九开关管Q9的栅极连接于所述第十一开关管Q11的漏极和第十二开关管Q12的漏极，所述第十一开关管Q11的栅极连接于所述第九开关管Q9的漏极和第十开关管Q10的漏极；
所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接包括，所述第十三开关管Q13的栅极连接于所述第十四开关管Q14的漏极和第二二极管D2的阳极，所述第十四开关管Q14的栅极连接于所述第十三开关管Q13的漏极和第一二极管D1的阳极。
根据本公开的实施例，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11为P型晶体管，所述第十开关管Q10、第十二开关管Q12、第十三开关管Q13和第十四开关管Q14为N型晶体管。
根据本公开的实施例，还包括第二电容，所述第二电容的第一极板与所述第十三开关管Q13的漏极连接，所述第二电容的第二极板与所述第十四开关管Q14的漏极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
根据本公开的实施例，所述第二电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
根据本公开的实施例，所述第二电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
根据本公开的实施例，还包括第二电感，所述第二电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第二电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
第三方面，本公开实施例提供了一种双有源桥变换电路，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第十五开关管Q15、第十六开关管Q16、第十七开关管Q17和第十八开关管Q18；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第三二极管D3、第四二极管D4、第十九开关管Q19和第二十开关管Q20；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接，所述第三二极管D3的阳极连接于所述第十九开关管Q19的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第四二极管D4的阳极连接于所述第二十开关管Q20的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
根据本公开的实施例，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接包括，所述第十五开关管Q15的栅极连接于所述第十七开关管Q17的漏极和第十六开关管Q16的漏极，所述第十七开关管Q17的栅极连接于所述第十五开关管Q15的漏极和第十八开关管Q18的漏极。
根据本公开的实施例，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17为P型晶体管，所述第十六开关管Q16、第十八开关管Q18、第十九开关管Q19和第二十开关管Q20为N型晶体管。
根据本公开的实施例，还包括第三电容，所述第三电容的第一极板与所述第三二极管D3的阳极连接，所述第三电容的第二极板与所述第四二极管D4的阳极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
根据本公开的实施例，所述第三电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
根据本公开的实施例，所述第三电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
根据本公开的实施例，还包括第三电感，所述第三电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第三电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
第四方面，本公开实施例提供了一种电路的工作方法，所述方法应用于如第一方面中任一实施例所述的变换电路，所述方法包括：
通过第一控制信号S1控制第二开关管Q2导通，使所述第二开关管Q2的漏极节点为低电平，第三开关管Q3的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点；通过第三控制信号S3控制第六开关管Q6导通，使所述第六开关管Q6的漏极节点为低电平，第七开关管Q7的漏极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点；
通过所述第一控制信号S1控制所述第二开关管Q2关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点，直至所述第三开关管Q3的漏极变为低电平，第一开关管Q1导通；通过所述第三控制信号S3控制所述第六开关管Q6关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点，直至所述第七开关管Q7的漏极变为低电平，第五开关管Q5导通；
通过所述第二控制信号S2控制第四开关管Q4导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第二开关管Q2漏极节点流向所述第三开关管Q3的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第四控制信号S4控制第八开关管Q8导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述的第六开关管Q6漏极节点流向所述第七开关管Q7的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开的实施例，所述方法还包括：
设定第一电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
第五方面，本公开实施例中提供了一种电路的工作方法，所述方法应用于如第二方面中任一实施例所述的变换电路，所述方法包括：
通过第五控制信号S5控制第十开关管Q10导通，使所述第十开关管Q10的漏极节点为低电平，第十一开关管Q11的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点；通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为高电平，所述第一二极管D1的阳极为低电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十四晶体管Q14的漏极节点流向所述第十三晶体管Q13的漏极节点；
通过所述第五控制信号S5控制所述第十开关管Q10关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点，直至所述第十一开关管Q11的漏极变为低电平，第九开关管Q9导通；
通过所述第六控制信号S6控制第十二开关管Q12导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十开关管Q10漏极节点流向所述第十一开关管Q11的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；
通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为低电平，所述第一二极管D1的阳极为高电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十三晶体管Q13的漏极节点流向所述第十四晶体管Q14的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开的实施例，所述方法还包括：
设定第二电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
第六方面，本公开实施例中提供了一种电路的工作方法，所述方法应用于如第三方面中任一实施例所述的变换电路，所述方法包括：
通过第七控制信号S7控制第十六开关管Q16导通，使所述第十六开关管Q16的漏极节点为低电平，第十七开关管Q17的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点；通过第九控制信号S9控制第十九开关管Q19导通，使所述第十九开关管Q19的漏极节点为低电平，第四二极管D4的阳极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点；
通过所述第七控制信号S7控制所述第十六开关管Q16关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点，直至所述第十七开关管Q17的漏极变为低电平，第十五开关管Q15导通；通过所述第九控制信号S9控制第十九开关管Q19关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点，直至所述第十九开关管Q19的漏极变为高电平，第三二极管D3导通；
通过所述第八控制信号S8控制第十八开关管Q18导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十六开关管Q16漏极节点流向所述第十七开关管Q17的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第十控制信号S10控制第二十晶体管Q20导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述第十九开关管Q19的漏极节点流向所述第四二极管D4的阳极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开的实施例，所述方法还包括：
设定第三电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
第七方面，本公开实施例中提供了一种供电电路，所述供电电路包括如第一至第三方面中任一实施例所述的变换电路。
第八方面，本公开实施例中提供了一种芯片，所述芯片包括如第一至第三方面中任一实施例所述的变换电路。
第九方面，本公开实施例中提供了一种电子装置，所述电子装置包括如第一至第三方面中任一实施例所述的变换电路。
根据本公开实施例提供的技术方案，提供了一种双有源桥变换电路，所述电路包括：输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8；高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；其中， Q1和Q3采用交叉耦合的方式连接， Q5和Q7采用交叉耦合的方式连接。本公开的技术方案，大幅减少了提供控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
结合附图，通过以下非限制性实施方式的详细描述，本公开的其它特征、目的和优点将变得更加明显。在附图中。
图1示出根据本公开实施例的双有源桥变换电路的结构图。
图2示出根据本公开实施例的负载侧全桥电路的等效电路。
图3示出根据本公开实施例负载侧全桥电路的等效电路的仿真波形。
图4示出根据本公开实施例的另一种双有源桥变换电路的结构图。
图5示出根据本公开实施例的又一种双有源桥变换电路的结构图。
图6示出根据本公开实施例的电路的工作方法的流程图。
图7示出根据本公开实施例的另一种电路的工作方法的流程图。
图8示出根据本公开实施例的又一电路的工作方法的流程图。
图9示出根据本公开实施例的电子装置的结构框图。
具体实施方式
下文中，将参考附图详细描述本公开的示例性实施例，以使本领域技术人员可容易地实现它们。此外，为了清楚起见，在附图中省略了与描述示例性实施例无关的部分。
在本公开中，应理解，诸如“包括”或“具有”等的术语旨在指示本说明书中所公开的特征、数字、步骤、行为、部件、部分或其组合的存在，并且不欲排除一个或多个其他特征、数字、步骤、行为、部件、部分或其组合存在或被添加的可能性。
另外还需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本公开。
在本公开中，如涉及对用户信息或用户数据的获取操作或向他人展示用户信息或用户数据的操作，则所述操作均为经用户授权、确认，或由用户主动选择的操作。
图1示出根据本公开实施例的双有源桥变换电路的结构图。如图1所示，所述双有源桥变换电路包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路包括输入侧全桥电路、负载侧全桥电路和高频变压器，其中，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3可以是P型晶体管，所述第二开关管Q2和第四开关管Q4可以是N型晶体管，所述第二开关管Q2的栅极可以施加第一控制信号S1，所述第四开关管Q4的栅极可以施加第二控制信号S2，所述S1和S2可以是两路具有一定相差的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号，用于控制所述第二开关管Q2和第四开关管Q4交替导通。所述第二开关管Q2的漏极连接于所述第一开关管Q1的漏极，并连接于所述第三开关管Q3的栅极，所述第四开关管Q4的漏极连接于所述第三开关管Q3的漏极，并连接于所述第一开关管Q1的栅极，以使所述第一开关管Q1和第三开关管Q3形成交叉耦合结构。所述第一开关管Q1和第三开关管Q3源极连接于电源线，所述第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极接地。所述输入侧全桥电路具有第一电压V1。
所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第七开关管Q7可以是P型晶体管，所述第六开关管Q6和第八开关管Q8可以是N型晶体管，所述第六开关管Q6的栅极可以施加第三控制信号S3，所述第八开关管Q8的栅极可以施加第四控制信号S4，所述S3和S4同样可以是两路具有一定相差的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号，用于控制所述第六开关管Q6和第八开关管Q8交替导通，且S3与S1之间、S4与S2之间可以具有第一相位差，所述第一相位差根据实际需要设置，此处不做限制。所述第六开关管Q6的漏极连接于所述五开关管Q5的漏极，并连接于所述第七开关管Q7的栅极，所述第八开关管Q8的漏极连接于所述第七开关管Q7的漏极，并连接于所述第五开关管Q5的栅极，以使所述第五开关管Q5和第七开关管Q7形成交叉耦合结构。所述第五开关管Q5和第七开关管Q7源极连接于电源线，所述第六开关管Q6和第八开关管Q8的源极接地。所述负载侧全桥电路可以连接于负载电容CC和负载电阻RC，为所述负载电容CC和负载电阻RC提供第二电压V2。
所述高频变压器包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组连接于所述输入侧全桥电路，所述次级绕组连接于所述负载侧全桥电路，具体地，所述初级绕组连接于所述第三开关管Q3的漏极和第一开关管Q1的漏极之间，所述次级绕组连接于所述第七开关管Q7的漏极和第五开关管Q5的漏极之间。
已有技术中，第一开关管Q1和第三开关管Q3不采用交叉耦合的方式连接，而是分别串联于第二开关管Q2和第四开关管Q4，并在第一开关管Q1的栅极施加与第二控制信号S2相对应的控制信号，在第三开关管Q3的栅极施加与第一控制信号S1相对应的控制信号；对应的，第五开关管Q5和所述第七开关管Q7也不采用交叉耦合的方式连接，而是分别串联于第六开关管Q6和第八开关管Q8，并在第五开关管Q5的栅极施加与第四控制信号S4相对应的控制信号，在第七开关管Q7的栅极施加与第三控制信号S3相对应的控制信号，通过控制各控制信号的移相比实现对变换电路功率传输特性的调整。这种方式在输入侧和负载侧各需要4个控制信号，且控制信号S1与S2的相差需要为180度，且控制信号S3与S4的相差也需要为180度，增加了提供控制信号的驱动电路的复杂度和功率损耗。
在本公开实施例中，第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接，第五开关管Q5和所述第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接，使施加于所述第一开关管Q1栅极的控制信号由第四开关管Q4的漏极信号提供，施加于第三开关管Q3栅极的控制信号由第二开关管Q2的漏极信号提供，施加于第五开关管Q5栅极的控制信号由第八开关管Q8的漏极信号提供，施加于第七开关管Q7栅极的控制信号由第六开关管Q6的漏极信号提供。具体地，所述双有源桥变换电路在工作时，以输入侧全桥电路为例，首先通过控制信号S1控制第二开关管Q2导通，所述第二开关管Q2在导通后，其漏极会变为低电平，进而使得第三开关管Q3导通，此时第一开关管Q1和第四开关管Q4均处于关断状态，第一开关管Q1的漏极节点为低电平，第三开关管Q3的漏极节点为高电平，电流自所述第三开关管Q3的漏极节点经高频变压器流至第一开关管Q1的漏极节点。
当所述控制信号S1控制所述第二开关管Q2关断时，由于高频变压器中电感对电流的保持作用，此时电流仍然会自所述第三开关管Q3的漏极节点流至第一开关管Q1的漏极节点，从而为所述第一开关管Q1的漏极节点进行充电。当充电持续第一时间段后，该第一开关管Q1的漏极节点变为高电平，因而导致所述第三开关管Q3关断，此时该第三开关管Q3的漏极节点仍然维持在一个较高的电平。当充电持续第二时间段后，所述第三开关管Q3的漏极节点被放电至低电平，此时第一开关管Q1导通，同时可通过第二控制信号S2控制第四开关管Q4导通，电流自所述第一开关管Q1的漏极节点经高频变压器流至第三开关管Q3的漏极节点，实现了所述输入侧全桥电路工作状态的切换。采用这种方式，第二控制信号S2与第一控制信号S1无需同时切换即可改变全桥电路的工作状态，第二控制信号S2可以在第一控制信号S1由高电平切换为低电平第二时间段后，再由低电平切换至高电平，此时第一控制信号S1与第二控制信号S2之间的相差可以大于180度，且第二控制信号S2可以与第一控制信号S1具有不同的脉冲宽度，因而减少了该第二控制信号S2处于高电平的时间，也就是减少了该第二控制信号S2为输入侧全桥电路提供驱动的时间，从而实现了减少驱动损耗，降低实现成本的目的。其中，所述第一时间段和第二时间段根据器件尺寸等参数的不同而不同，实际应用中可根据需要设置，此处不做限制。
在输入侧全桥电路中，电流由自第一开关管Q1的漏极节点流至第三开关管Q3的漏极节点，切换至自第三开关管Q3的漏极节点流至第一开关管Q1的漏极节点的工作过程与上述过程类似，负载侧全桥电路的工作方式与该输入侧全桥电路相同，此处不再赘述。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第一开关管Q1和第三开关管Q3，以及负载侧全桥电路中的第五开关管Q5和第七开关管Q7分别设置为交叉耦合的方式，利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，因而大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第一电容C1，所述第一电容的第一极板与所述第五开关管Q5的漏极连接，所述第一电容C1的第二极板与所述第七开关管Q7的漏极连接，以在所述负载侧全桥电路上形成升压电路。具体地，在增设所述第一电容C1后，所述双有源桥变换电路的负载侧全桥电路与所述第一电容C1以及所述高频变压器中的电感形成了LC谐振电路，其交流等效电路如图2所示，其中，R1和R2是所述全桥电路中各晶体管的等效电阻，Rload是负载电阻，L11、L12和L13是所述高频变压器的等效电感，C1即为所述第一电容。通过调节所述第一电容C1的值，可以调节所述双有源桥变换电路的工作频率以及谐振电路的工作状态，进而控制所述双有源桥变换电路的输出功率和增益。
图3示出图2中等效电路的仿真波形，如图3所示，当所述双有源桥变换电路工作在特定的工作频率，如图中所示的43.3561MHz至100MHz（略大于100MHz）频率范围内时，该等效电路可以具有大于1的增益，此时，该双有源桥变换电路在进行功率传输的同时还能实现升压。
在本公开实施例中，所述第一电容可以是任意可以与电路管芯共同封装的小尺寸电容器，例如MOS 电容、PIP电容、MOM电容、 MIM电容等兼容半导体工艺的集成电容，或者陶瓷电容等。所述第一电容的取值可以由变压器次级侧电感感值Ls 、耦合系数η以及工作频率Fop等共同决定，其取值与相关，通常为几MHz~几十MHz。
根据本公开实施例的技术方案，通过在双有源桥变换电路的负载侧全桥电路的输出节点之间串联第一电容，使得该第一电容与变压器的电感中形成LC谐振电路，并通过合理设定所述电容的电容值，使得所述谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第一电感L1，所述第一电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，通过进一步合理设定所述第一电感的电感值，使得所述负载侧全桥电路等效的LC谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高双有源桥变换电路的增益范围。同时，通过合理设定所述第一电容和第一电感的值还可以使所述双有源桥变换电路工作在合适的频率，以使整个电路处在最优工作状态，具有高电源效率以及高输出功率。其中，所述第一电感可以是单独设置的电感，也可以由所述高频变压器的漏感形成的电感。
图4示出根据本公开实施例的另一种双有源桥变换电路的结构图。如图4所示，所述双有源桥变换电路包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11和第十二开关管Q12；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第十三开关管Q13和第十四开关管Q14；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接，所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接，所述第一二极管D1的阳极连接于所述第十三开关管Q13的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第二二极管D2的阳极连接于所述第十四开关管Q14的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路包括输入侧全桥电路、负载侧全桥电路和高频变压器，其中，所述输入侧全桥电路包括第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11和第十二开关管Q12，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11可以是P型晶体管，所述第十开关管Q10和第十二开关管Q12可以是N型晶体管，所述第十开关管Q10的栅极可以施加第五控制信号S5，所述第十二开关管Q12的栅极可以施加第六控制信号S6，所述S5和S6可以是两路具有一定相差的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号，用于控制所述第十开关管Q10和第十二开关管Q12交替导通。已有技术中，所述第五控制信号S5和第六控制信号S6的相差通常为180度。所述第十开关管Q10的漏极连接于所述第九开关管Q9的漏极，并连接于所述第十一开关管Q11的栅极，所述第十二开关管Q12的漏极连接于所述第十一开关管Q11的漏极，并连接于所述第九开关管Q9的栅极，以使所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11形成交叉耦合结构。所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11源极连接于电源线，所述第十开关管Q10和第十二开关管Q12的源极接地。所述输入侧全桥电路具有第一电压V1。
所述负载侧全桥电路包括第一二极管D1、第十三开关管Q13、第二二极管D2和第十四开关管Q14，所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14可以是N型晶体管，所述第十三开关管Q13的栅极连接于所述第十四开关管Q14的漏极，漏极连接于所述第一二极管D1的阳极，源极接地，所述第十四开关管Q14栅极连接于所述第十三开关管Q13的漏极，漏极连接于所述第二二极管D2的阳极，源极接地，以使所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14形成交叉耦合结构。所述负载侧全桥电路可以连接于负载电容CC和负载电阻RC，为所述负载电容CC和负载电阻RC提供第二电压V2。
所述高频变压器包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组连接于所述输入侧全桥电路，所述次级绕组连接于所述负载侧全桥电路，具体地，所述初级绕组连接于所述第十一开关管Q11的漏极第九开关管Q9的漏极之间，所述次级绕组连接于所述第二二极管D2的阳极第一二极管D1的阳极之间。
在本公开实施例中，第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接，第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接，使施加于所述第九开关管Q9栅极的控制信号由第十二开关管Q12的漏极信号提供，施加于第十一开关管Q11栅极的控制信号由第十开关管Q10的漏极信号提供，施加于所述第十三开关管Q13栅极的控制信号由第二二极管D2的阳极信号提供，施加于第十四开关管Q14栅极的控制信号由第一二极管D1的阳极信号提供。具体地，所述双有源桥变换电路的输入侧全桥电路在工作时，首先通过第五控制信号S5控制第十开关管Q10导通，所述第十开关管Q10在导通后，其漏极会变为低电平，进而使得第十一开关管Q11导通，此时第九开关管Q9和第十二开关管Q12均处于关断状态，第九开关管Q9的漏极节点为低电平，第十一开关管Q11的漏极节点为高电平，电流自所述第十一开关管Q11的漏极节点经高频变压器流至第九开关管Q9的漏极节点。
当所述第五控制信号S5控制所述第十开关管Q10关断时，由于高频变压器中电感对电流的保持作用，此时电流仍然会自所述第十一开关管Q11的漏极节点流至第九开关管Q9的漏极节点，从而为所述第九开关管Q9的漏极节点进行充电。当充电持续第三时间段后，该第九开关管Q9的漏极节点变为高电平，因而导致所述第十一开关管Q11关断，此时该第十一开关管Q11的漏极节点仍然维持在一个较高的电平。当充电持续第四时间段后，所述第十一开关管Q11的漏极节点被放电至低电平，此时第九开关管Q9导通，同时可通过第六控制信号S6控制第十二开关管Q12导通，电流自所述第九开关管Q9的漏极节点经高频变压器流至第十一开关管Q11的漏极节点，实现了所述输入侧全桥电路工作状态的切换。采用这种方式，第六控制信号S6与第五控制信号S5无需同时切换即可改变全桥电路的工作状态，第六控制信号S6可以在第五控制信号S5由高电平切换为低电平第四时间段后，再由低电平切换至高电平，此时第五控制信号S5与第六控制信号S6之间的相差可以大于180度，且第六控制信号S6可以与第五控制信号S5具有不同的脉冲宽度，因而减少了该第六控制信号S6处于高电平的时间，也就是减少了该第六控制信号S6为输入侧全桥电路提供驱动的时间，从而实现了减少驱动损耗，降低实现成本的目的。其中，所述第三时间段和第四时间段根据器件尺寸等参数的不同而不同，实际应用中可根据需要设置，此处不做限制。
在输入侧全桥电路中，电流由自第九开关管Q9的漏极节点流至第十一开关管Q11的漏极节点，切换至自第十一开关管Q11的漏极节点流至第九开关管Q9的漏极节点的工作过程与上述过程类似，此处不再赘述。
在负载侧全桥电路中，由于所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接，无需额外为所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14提供控制信号，因此减少了驱动电路的损耗，同样降低了实现成本。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第九开关管Q9和第十一开关管Q11，以及第十三开关管Q13和第十四开关管Q14分别设置为交叉耦合的方式，并用第一二极管D1和第二二极管D2代替原负载侧全桥电路中开关管，使得负载侧全桥电路中无需额外施加控制信号，并利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第二电容C2，所述第二电容的第一极板与所述第一二极管D1的阳极连接，所述第二电容C2的第二极板与所述第二二极管D2的阳极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。具体地，在增设所述第二电容C2后，所述双有源桥变换电路的负载侧全桥电路与所述第二电容C2以及所述高频变压器中的电感形成了LC谐振电路，通过合理设定所述电容的电容值，使得所述谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
在本公开实施例中，所述第二电容可以是任意可以与电路管芯共同封装的小尺寸电容器，例如MOS 电容、PIP电容、MOM电容、 MIM电容等兼容半导体工艺的集成电容，或者陶瓷电容等。所述第二电容的取值可以由变压器次级侧电感感值Ls 、耦合系数η以及工作频率Fop等共同决定，其取值与相关，通常为几MHz~几十MHz。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第二电感L2，所述第二电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，通过进一步合理设定所述第二电感的电感值，使得所述负载侧全桥电路等效的LC谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高双有源桥变换电路的增益范围。同时，通过合理设定所述第二电容和第二电感的值还可以使所述双有源桥变换电路工作在合适的频率，以使整个电路处在最优工作状态，具有高电源效率以及高输出功率。其中，所述第二电感可以是单独设置的电感，也可以由所述高频变压器的漏感形成的电感。
图5示出根据本公开实施例的又一种双有源桥变换电路的结构图。如图5所示，所述双有源桥变换电路包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第十五开关管Q15、第十六开关管Q16、第十七开关管Q17和第十八开关管Q18；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第三二极管D3、第四二极管D4、第十九开关管Q19和第二十开关管Q20；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接，所述第三二极管D3的阳极连接于所述第十九开关管Q19的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第四二极管D4的阳极连接于所述第二十开关管Q20的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路包括输入侧全桥电路、负载侧全桥电路和高频变压器，其中，所述输入侧全桥电路包括第十五开关管Q15、第十六开关管Q16、第十七开关管Q17和第十八开关管Q18，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17可以是P型晶体管，所述第十六开关管Q16和第十八开关管Q18可以是N型晶体管，所述第十六开关管Q16的栅极可以施加第七控制信号S7，所述第十八开关管Q18的栅极可以施加第八控制信号S8，所述S7和S8可以是两路具有一定相差的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号，用于控制所述第十六开关管Q16和第十八开关管Q18交替导通。已有技术中，所述第七控制信号S7和第八控制信号S8的相差通常为180度。所述第十六开关管Q16的漏极连接于所述第十五开关管Q15的漏极，并连接于所述第十七开关管Q17的栅极，所述第十八开关管Q18的漏极连接于所述第十七开关管Q17的漏极，并连接于所述第十五开关管Q15的栅极，以使所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17形成交叉耦合结构。所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17源极连接于电源线，所述第十六开关管Q16和第十八开关管Q18的源极接地。所述输入侧全桥电路具有第一电压V1。
所述负载侧全桥电路包括第三二极管D3、第十九开关管Q19、第四二极管D4和第二十开关管Q20，所述第十九开关管Q19和第二十开关管Q20可以是N型晶体管，所述第十九开关管Q19的栅极连接于第九控制信号S9，漏极连接于所述第三二极管D3的阳极，源极接地，所述第二十开关管Q20栅极连接于第十控制信号S10，漏极连接于所述第四二极管D4的阳极，源极接地。所述负载侧全桥电路可以连接于负载电容CC和负载电阻RC，为所述负载电容CC和负载电阻RC提供第二电压V2。
所述高频变压器包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组连接于所述输入侧全桥电路，所述次级绕组连接于所述负载侧全桥电路，具体地，所述初级绕组连接于所述第十七开关管Q17的漏极第十五开关管Q15的漏极之间，所述次级绕组连接于所述第四二极管D4的阳极第三二极管D3的阳极之间。
在本公开实施例中，第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接，使施加于所述第十五开关管Q15栅极的控制信号由第十八开关管Q18的漏极信号提供，施加于第十七开关管Q17栅极的控制信号由第十六开关管Q16的漏极信号提供。具体地，所述双有源桥变换电路的输入侧全桥电路在工作时，首先通过第七控制信号S7控制第十六开关管Q16导通，所述第十六开关管Q16在导通后，其漏极会变为低电平，进而使得第十七开关管Q17导通，此时第十五开关管Q15和第十八开关管Q18均处于关断状态，第十五开关管Q15的漏极节点为低电平，第十七开关管Q17的漏极节点为高电平，电流自所述第十七开关管Q17的漏极节点经高频变压器流至第十五开关管Q15的漏极节点。
当所述第七控制信号S7控制所述第十六开关管Q16关断时，由于高频变压器中电感对电流的保持作用，此时电流仍然会自所述第十七开关管Q17的漏极节点流至第十五开关管Q15的漏极节点，从而为所述第十五开关管Q15的漏极节点进行充电。当充电持续第五时间段后，该第十五开关管Q15的漏极节点变为高电平，因而导致所述第十七开关管Q17关断，此时该第十七开关管Q17的漏极节点仍然维持在一个较高的电平。当充电持续第六时间段后，所述第十七开关管Q17的漏极节点被放电至低电平，此时第十五开关管Q15导通，同时可通过第八控制信号S8控制第十八开关管Q18导通，电流自所述第十五开关管Q15的漏极节点经高频变压器流至第十七开关管Q17的漏极节点，实现了所述输入侧全桥电路工作状态的切换。采用这种方式，第八控制信号S8与第七控制信号S7无需同时切换即可改变全桥电路的工作状态，第八控制信号S8可以在第七控制信号S7由高电平切换为低电平第六时间段后，再由低电平切换至高电平，此时第七控制信号S7与第八控制信号S8之间的相差可以大于180度，且第八控制信号S8可以与第七控制信号S7具有不同脉冲宽度，因而减少了该第八控制信号S8处于高电平的时间，也就是减少了该第八控制信号S8为输入侧全桥电路提供驱动的时间，从而实现了减少驱动损耗，降低实现成本的目的。其中，所述第五时间段和第六时间段根据器件尺寸等参数的不同而不同，实际应用中可根据需要设置，此处不做限制。
在输入侧全桥电路中，电流由自第十五开关管Q15的漏极节点流至第十七开关管Q17的漏极节点，切换至自第十七开关管Q17的漏极节点流至第十五开关管Q15的漏极节点的工作过程与上述过程类似，此处不再赘述。
在负载侧全桥电路中，首先通过第九控制信号S9控制第十九开关管Q19导通，所述第十九开关管Q19在导通后，其漏极会变为低电平，进而使得第三二极管D3处于关断状态，同时通过高频变压器的充电作用使得第四二极管D4导通，使第二十开关管Q20的漏极变为高电平，此时电流自所述第二十开关管Q20的漏极节点经负载流至第十九开关管Q19的漏极节点。
当所述第九控制信号S9控制所述第十九开关管Q19关断时，由于高频变压器副边侧感应电流的作用和电容C3的电压保持作用，此时电流仍然会自所述第二十开关管Q20的漏极节点流至第十九开关管Q19的漏极节点，从而为所述第十九开关管Q19的漏极节点进行充电。当充电持续第七时间段后，该第十九开关管Q19的漏极节点变为高电平，因而导致所述第三二极管D3导通，此时该第二十开关管Q20的漏极节点仍然维持在一个较高的电平，所述第四二极管D4仍然处于导通状态。当充电持续第八时间段后，所述第二十开关管Q20的漏极节点被放电至低电平，此时第四二极管D4被关断，电流自所述第十九开关管Q19的漏极节点经负载流至第二十开关管Q20的漏极节点，实现了所述输入侧全桥电路工作状态的切换。采用这种方式，第十控制信号S10与第九控制信号S9无需同时切换即可改变全桥电路的工作状态，第十控制信号S10可以在第九控制信号S9由高电平切换为低电平第八时间段后，再由低电平切换至高电平，此时第九控制信号S9与第十控制信号S10之间的相差可以大于180度，且第十控制信号S10可以与第九控制信号S9具有不同的脉冲宽度，因而减少了该第十控制信号S10处于高电平的时间，也就是减少了该第十控制信号S10为输入侧全桥电路提供驱动的时间，从而实现了减少驱动损耗，降低实现成本的目的。其中，所述第七时间段和第八时间段根据器件尺寸等参数的不同而不同，实际应用中可根据需要设置，此处不做限制。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第十五开关管Q15和第十七开关管Q17设置为交叉耦合的方式，用第三二极管D3和第四二极管D4代替原负载侧全桥电路中开关管，并利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第三电容C3，所述第三电容的第一极板与所述第三二极管D3的阳极连接，所述第三电容C3的第二极板与所述第四二极管D4的阳极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。具体地，在增设所述第三电容C3后，所述双有源桥变换电路的负载侧全桥电路与所述第三电容C3以及所述高频变压器中的电感形成了LC谐振电路，通过合理设定所述电容的电容值，使得所述谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
在本公开实施例中，所述第一电容可以是任意可以与电路管芯共同封装的小尺寸电容器，例如MOS 电容、PIP电容、MOM电容、 MIM电容等兼容半导体工艺的集成电容，或者陶瓷电容等。所述第三电容的取值可以由变压器次级侧电感感值Ls 、耦合系数η以及工作频率Fop等共同决定，其取值与相关，通常为几MHz~几十MHz。
在本公开实施例中，所述双有源桥变换电路还包括第三电感L3，所述第三电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，通过进一步合理设定所述第三电感的电感值，使得所述负载侧全桥电路等效的LC谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高双有源桥变换电路的增益范围。同时，通过合理设定所述第三电容和第三电感的值还可以使所述双有源桥变换电路工作在合适的频率，以使整个电路处在最优工作状态，具有高电源效率以及高输出功率。其中，所述第三电感可以是单独设置的电感，也可以由所述高频变压器的漏感形成的电感。
图6示出根据本公开实施例的电路的工作方法的流程图，所述电路的工作方法应用于如图1所示实施例中的变换电路。如图6所示，所述方法包括步骤S601-S603：
在步骤S601中，通过第一控制信号S1控制第二开关管Q2导通，使所述第二开关管Q2的漏极节点为低电平，第三开关管Q3的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点；通过第三控制信号S3控制第六开关管Q6导通，使所述第六开关管Q6的漏极节点为低电平，第七开关管Q7的漏极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点；
在步骤S602中，通过所述第一控制信号S1控制所述第二开关管Q2关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点，直至所述第三开关管Q3的漏极变为低电平，第一开关管Q1导通；通过所述第三控制信号S3控制所述第六开关管Q6关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点，直至所述第七开关管Q7的漏极变为低电平，第五开关管Q5导通；
在步骤S603中，通过所述第二控制信号S2控制第四开关管Q4导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第二开关管Q2漏极节点流向所述第三开关管Q3的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第四控制信号S4控制第八开关管Q8导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述的第六开关管Q6漏极节点流向所述第七开关管Q7的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第一开关管Q1和第三开关管Q3，以及负载侧全桥电路中的第五开关管Q5和第七开关管Q7分别设置为交叉耦合的方式，利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，因而大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述方法还可以包括步骤S604：设定第一电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
根据本公开实施例的技术方案，通过设定在双有源桥变换电路的负载侧全桥电路的输出节点之间串联的第一电容的容值，使得负载侧全桥电路等效的谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
图7示出根据本公开实施例的另一种电路的工作方法的流程图，所述电路的工作方法应用于如图4所示实施例中的变换电路。如图7所示，所述方法包括步骤S701-S703：
在步骤S701中，通过第五控制信号S5控制第十开关管Q10导通，使所述第十开关管Q10的漏极节点为低电平，第十一开关管Q11的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点；通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为高电平，所述第一二极管D1的阳极为低电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十四晶体管Q14的漏极节点流向所述第十三晶体管Q13的漏极节点；
在步骤S702中，通过所述第五控制信号S5控制所述第十开关管Q10关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点，直至所述第十一开关管Q11的漏极变为低电平，第九开关管Q9导通；
在步骤S703中，通过所述第六控制信号S6控制第十二开关管Q12导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十开关管Q10漏极节点流向所述第十一开关管Q11的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；
通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为低电平，所述第一二极管D1的阳极为高电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十三晶体管Q13的漏极节点流向所述第十四晶体管Q14的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第九开关管Q9和第十一开关管Q11设置为交叉耦合的方式，利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，因而大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述方法还可以包括步骤S704：设定第二电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
根据本公开实施例的技术方案，通过设定在双有源桥变换电路的负载侧全桥电路的输出节点之间串联的第二电容的容值，使得负载侧全桥电路等效的谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
图8示出根据本公开实施例的又一电路的工作方法的流程图，所述电路的工作方法应用于如图5所示实施例中的变换电路。如图8所示，所述方法包括步骤S801-S803：
在步骤S801中，通过第七控制信号S7控制第十六开关管Q16导通，使所述第十六开关管Q16的漏极节点为低电平，第十七开关管Q17的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点；通过第九控制信号S9控制第十九开关管Q19导通，使所述第十九开关管Q19的漏极节点为低电平，第四二极管D4的阳极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点；
在步骤S802中，通过所述第七控制信号S7控制所述第十六开关管Q16关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点，直至所述第十七开关管Q17的漏极变为低电平，第十五开关管Q15导通；通过所述第九控制信号S9控制第十九开关管Q19关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点，直至所述第十九开关管Q19的漏极变为高电平，第三二极管D3导通；
在步骤S803中，通过所述第八控制信号S8控制第十八开关管Q18导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十六开关管Q16漏极节点流向所述第十七开关管Q17的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第十控制信号S10控制第二十晶体管Q20导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述第十九开关管Q19的漏极节点流向所述第四二极管D4的阳极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
根据本公开实施例的技术方案，通过将输入侧全桥电路中的第十五开关管Q15和第十七开关管Q17设置为交叉耦合的方式，利用高频变压器中电感对电流的保持特性，使得施加于所述变换电路的控制信号可以具有较短的处于高电平的时长，因而大幅减少了提供所述控制信号的驱动电路的损耗，降低了实现成本。
在本公开实施例中，所述方法还可以包括步骤S804：设定第三电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
根据本公开实施例的技术方案，通过设定在双有源桥变换电路的负载侧全桥电路的输出节点之间串联的第三电容的容值，使得负载侧全桥电路等效的谐振电路在增益大于1的频率范围工作，实现了对负载侧全桥电路的输出电压的升压，提高了双有源桥变换电路的增益范围。
本公开还公开了一种供电电路，所述供电电路用于为诸如控制电路等电子电路供电，所述供电电路包括本公开实施例提供的任意一种双有源桥变换电路。
本公开还公开了一种芯片，所述芯片包括本公开实施例提供的任意一种双有源桥变换电路。
本公开还公开了一种电子装置，图9示出根据本公开实施例的电子装置的结构框图。
在本公开实施例中，所述电子装置包括如图1、图4和/或图5所示的双有源桥变换电路，所述电子装置可以是直流变换装置，用以实现直流功率转换，也可以是包括直流变换装置的其他电子装置，此处不做限制。
以上描述仅为本公开的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本公开中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本公开中公开的（但不限于）具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。

Claims (30)

1.一种双有源桥变换电路，其特征在于，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述第一开关管Q1和第三开关管Q3采用交叉耦合的方式连接包括：所述第一开关管Q1的栅极连接于所述第三开关管Q3的漏极和第四开关管Q4的漏极，所述第三开关管Q3的栅极连接于所述第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极；
所述第五开关管Q5和第七开关管Q7采用交叉耦合的方式连接包括：所述第五开关管Q5的栅极连接于所述第七开关管Q7的漏极和第八开关管Q8的漏极，所述第七开关管Q7的栅极连接于所述第五开关管Q5的漏极和第六开关管Q6的漏极。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述第一开关管Q1、第三开关管Q3、第五开关管Q5和第七开关管Q7为P型晶体管，所述第二开关管Q2、第四开关管Q4、第六开关管Q6和第八开关管Q8为N型晶体管。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括第一电容，所述第一电容的第一极板与所述第五开关管Q5的漏极连接，所述第一电容的第二极板与所述第七开关管Q7的漏极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述第一电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
6.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述第一电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
7.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括第一电感，所述第一电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第一电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
8.一种双有源桥变换电路，其特征在于，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11和第十二开关管Q12；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第十三开关管Q13和第十四开关管Q14；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接，所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接，所述第一二极管D1的阳极连接于所述第十三开关管Q13的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第二二极管D2的阳极连接于所述第十四开关管Q14的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：
所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11采用交叉耦合的方式连接包括：所述第九开关管Q9的栅极连接于所述第十一开关管Q11的漏极和第十二开关管Q12的漏极，所述第十一开关管Q11的栅极连接于所述第九开关管Q9的漏极和第十开关管Q10的漏极；
所述第十三开关管Q13和第十四开关管Q14采用交叉耦合的方式连接包括：所述第十三开关管Q13的栅极连接于所述第十四开关管Q14的漏极和第二二极管D2的阳极，所述第十四开关管Q14的栅极连接于所述第十三开关管Q13的漏极和第一二极管D1的阳极。
10.根据权利要求8或9所述的电路，其特征在于，所述第九开关管Q9和第十一开关管Q11为P型晶体管，所述第十开关管Q10、第十二开关管Q12、第十三开关管Q13和第十四开关管Q14为N型晶体管。
11.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，还包括第二电容，所述第二电容的第一极板与所述第十三开关管Q13的漏极连接，所述第二电容的第二极板与所述第十四开关管Q14的漏极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
12.根据权利要求11所述的电路，其特征在于，所述第二电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
13.根据权利要求11所述的电路，其特征在于，所述第二电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
14.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，还包括第二电感，所述第二电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第二电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
15.一种双有源桥变换电路，其特征在于，包括：
输入侧全桥电路，所述输入侧全桥电路包括第十五开关管Q15、第十六开关管Q16、第十七开关管Q17和第十八开关管Q18；
负载侧全桥电路，所述负载侧全桥电路包括第三二极管D3、第四二极管D4、第十九开关管Q19和第二十开关管Q20；
高频变压器，所述高频变压器的初级绕组连接于所述输入侧全桥电路的输出端，所述高频变压器的次级绕组连接于所述负载侧全桥电路的输入端；
其中，所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接，所述第三二极管D3的阳极连接于所述第十九开关管Q19的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线，所述第四二极管D4的阳极连接于所述第二十开关管Q20的漏极，阴极连接于所述负载侧全桥电路的电源线。
16.根据权利要求15所述的电路，其特征在于：
所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17采用交叉耦合的方式连接包括：所述第十五开关管Q15的栅极连接于所述第十七开关管Q17的漏极和第十六开关管Q16的漏极，所述第十七开关管Q17的栅极连接于所述第十五开关管Q15的漏极和第十八开关管Q18的漏极。
17.根据权利要求15或16所述的电路，其特征在于：所述第十五开关管Q15和第十七开关管Q17为P型晶体管，所述第十六开关管Q16、第十八开关管Q18、第十九开关管Q19和第二十开关管Q20为N型晶体管。
18.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，还包括第三电容，所述第三电容的第一极板与所述第三二极管D3的阳极连接，所述第三电容的第二极板与所述第四二极管D4的阳极连接，以在所述负载侧全桥电路中形成升压电路。
19.根据权利要求18所述的电路，其特征在于，所述第三电容为MOS电容，PIP电容， MOM电容， MIM电容，或陶瓷电容。
20.根据权利要求18所述的电路，其特征在于，所述第三电容的取值由所述高频变压器次级侧电感感值Ls、耦合系数和工作频率Fop决定，取值范围从几兆赫兹至几十兆赫兹。
21.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，还包括第三电感，所述第三电感与所述输入侧全桥电路和所述高频变压器的初级绕组串联，所述第三电感为单独设置的电感，或由所述高频变压器的漏感形成的电感。
22.一种电路的工作方法，其特征在于，所述方法应用于如权利要求1-7中任一项所述的变换电路，所述方法包括：
通过第一控制信号S1控制第二开关管Q2导通，使所述第二开关管Q2的漏极节点为低电平，第三开关管Q3的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点；通过第三控制信号S3控制第六开关管Q6导通，使所述第六开关管Q6的漏极节点为低电平，第七开关管Q7的漏极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点；
通过所述第一控制信号S1控制所述第二开关管Q2关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第三开关管Q3的漏极节点流向所述第二开关管Q2的漏极节点，直至所述第三开关管Q3的漏极变为低电平，第一开关管Q1导通；通过所述第三控制信号S3控制所述第六开关管Q6关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第七开关管Q7的漏极节点流向所述第六开关管Q6的漏极节点，直至所述第七开关管Q7的漏极变为低电平，第五开关管Q5导通；
通过所述第二控制信号S2控制第四开关管Q4导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第二开关管Q2漏极节点流向所述第三开关管Q3的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第四控制信号S4控制第八开关管Q8导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述的第六开关管Q6漏极节点流向所述第七开关管Q7的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，当所述方法应用于如权利要求4-7所述的电路时，还包括：
设定第一电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
24.一种电路的工作方法，其特征在于，所述方法应用于如权利要求8-14中任一项所述的变换电路，所述方法包括：
通过第五控制信号S5控制第十开关管Q10导通，使所述第十开关管Q10的漏极节点为低电平，第十一开关管Q11的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点；通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为高电平，所述第一二极管D1的阳极为低电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十四晶体管Q14的漏极节点流向所述第十三晶体管Q13的漏极节点；
通过所述第五控制信号S5控制所述第十开关管Q10关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十一开关管Q11的漏极节点流向所述第十开关管Q10的漏极节点，直至所述第十一开关管Q11的漏极变为低电平，第九开关管Q9导通；
通过所述第六控制信号S6控制第十二开关管Q12导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十开关管Q10漏极节点流向所述第十一开关管Q11的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；
通过所述高频变压器使所述第二二极管D2的阳极为低电平，所述第一二极管D1的阳极为高电平，以使所述负载侧全桥电路中电流自所述第十三晶体管Q13的漏极节点流向所述第十四晶体管Q14的漏极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
25.根据权利要求24所述的方法，其特征在于，当所述方法应用于如权利要求11-14所述的电路时，还包括：
设定第二电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
26.一种电路的工作方法，其特征在于，所述方法应用于如权利要求15-21中任一项所述的变换电路，所述方法包括：
通过第七控制信号S7控制第十六开关管Q16导通，使所述第十六开关管Q16的漏极节点为低电平，第十七开关管Q17的漏极节点为高电平，输入侧全桥电路中电流自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点；通过第九控制信号S9控制第十九开关管Q19导通，使所述第十九开关管Q19的漏极节点为低电平，第四二极管D4的阳极节点为高电平，负载侧全桥电路中电流自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点；
通过所述第七控制信号S7控制所述第十六开关管Q16关断，输入侧全桥电路中电流继续自所述第十七开关管Q17的漏极节点流向所述第十六开关管Q16的漏极节点，直至所述第十七开关管Q17的漏极变为低电平，第十五开关管Q15导通；通过所述第九控制信号S9控制第十九开关管Q19关断，负载侧全桥电路中电流继续自所述第四二极管D4的阳极节点流向所述第十九开关管Q19的漏极节点，直至所述第十九开关管Q19的漏极变为高电平，第三二极管D3导通；
通过所述第八控制信号S8控制第十八开关管Q18导通，以使输入侧全桥电路中电流自所述的第十六开关管Q16漏极节点流向所述第十七开关管Q17的漏极节点，实现所述输入侧全桥电路状态的转换；通过所述第十控制信号S10控制第二十晶体管Q20导通，以使负载侧全桥电路中电流自所述第十九开关管Q19的漏极节点流向所述第四二极管D4的阳极节点，实现所述负载侧全桥电路状态的转换。
27.根据权利要求26所述的方法，其特征在于，当所述方法应用于如权利要求18-21所述的电路时，还包括：
设定第三电容的容值，以使负载侧全桥电路的等效电路工作在增益大于1的频率范围。
28.一种供电电路，其特征在于，
所述供电电路包括如权利要求1-21中任一项所述的双有源桥变换电路。
29.一种芯片，其特征在于，
所述芯片包括如权利要求1-21中任一项所述的双有源桥变换电路。
30.一种电子装置，其特征在于，包括：
如权利要求1-21中任一项所述的双有源桥变换电路。
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