CN106571777A - 双模振荡器及多相位振荡器 - Google Patents

双模振荡器及多相位振荡器 Download PDF

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Abstract

本申请实施例公开了一种双模振荡器及多相位振荡器。该双模振荡器通过模式切换电路实现两个工作模式之间的切换，可以得到两个不同频段的振荡信号，同时，其采用两个变压器耦合振荡器构成双模振荡器，每个变压器耦合振荡器中的升压变压器将第一MOS管的漏极电压摆幅进行倍增后再注入第二MOS管的栅极，从而在不增大振荡器的供电电压的情况下获得更大的栅极电压摆幅，提高双模振荡器的相位噪声性能。该多相位振荡器，由多个双模变压器耦合振荡器通过多相位耦合电路连接成莫比乌斯环，不仅可以产生多相位振荡信号，还可以提高整个振荡器的相位噪声性能。

Description

双模振荡器及多相位振荡器
技术领域
本申请涉及振荡器技术领域，尤其涉及一种双模振荡器及基于该双模振荡器的多相位振荡器。
背景技术
振荡器(oscillator)是一种将直流电能转换为具有一定频率的交流电能的能量装换装置，广泛应用于量测、自动控制、无线通讯及遥控等多种领域。在无线通信系统中，振荡器(如发射机的载波振荡器)主要用于产生多频率振荡信号输出；该振荡信号的频率范围决定了无线通信系统的工作带宽。随着无线通信系统的发展，要求无线通信系统具有更宽的工作带宽，也就需要系统中所使用的振荡器输出频率范围尽可能宽的振荡信号。双模振荡器因能够突破传统振荡器(如LC振荡器)频率范围限制，提供更宽频率范围的振荡信号，在现有无线通信系统中应用较多。
如图1所示，现有双模振荡器通常由两个LC振荡器与一个模式切换电路构成，每个LC振荡器由一对晶体管和一LC振荡电路构成。模式切换电路中的两组开关S1、S2，及S3、S4交替导通，使得两个LC振荡器处于两种不同的工作模式。其中，当S1、S2导通，S3、S4断开时，两个LC振荡器处于同相模式，双模振荡器的振荡信号频率范围与单个LC振荡器频率范围相同；当S1、S2断开，S3、S4导通时，两个LC振荡器处于反相模式，振荡信号的频率范围相对同相状态较低。由于双模振荡器在两种工作模式下分别产生高频段与低频段两个频率范围，从而相对于传统振荡器，双模振荡器可以提供更宽频率范围的振荡信号。
现有双模振荡器中虽然可以提供宽频段振荡信号输出，但其相位噪声性能仍然较差，是限制通信系统性能的重要因素之一。因此，有必要提供一种新的振荡器，在提供宽频段振荡信号输出的同时，可以保证良好的相位噪声性能。
发明内容
本申请提供了一种双模振荡器及多相位振荡器，以在提供宽频段振荡信号输出的同时，可以保证良好的相位噪声性能。
第一方面，本申请实施例提供了一种双模振荡器，其特征在于，包括两个变压器耦合振荡器和模式切换电路；
任一变压器耦合振荡器包括差分金属氧化物半导体MOS管对、初级电容Cp、次级电容Cs和升压变压器；
所述差分MOS管对中的第一MOS管的源极，和所述差分MOS管对中的第二MOS管的源极连接，并耦合至恒定电压节点；
所述第一MOS管的漏极分别与所述初级电容Cp的一端和所述升压变压器的第一输入端连接，所述第二MOS管的漏极分别与所述初级电容Cp的另一端和所述升压变压器的第二输入端连接；
所述第一MOS管的栅极分别与所述次级电容Cs的一端和所述升压变压器的第二输出端连接，所述第二MOS管的栅极分别与所述次级电容Cs的另一端和所述升压变压器的第一输出端连接；所述第一输入端和第一输出端为同名端；
所述模式切换电路位于所述两个变压器耦合振荡器之间，并分别与每个变压器耦合振荡器中的两个漏极连接，用于通过切换改变所述双模振荡器输出的振荡频率范围。
可选地，所述双模振荡器的输出端为任一变压器耦合振荡器中的所述两个漏极或两个栅极。
由于本申请实施例所提供的双模振荡器通过模式切换电路实现两个工作模式之间的切换，可以得到两个不同频段的振荡信号，可以通过调节每个变压器耦合振荡器中初级电容Cs和次级电容Cp，以及模式切换电路中电容Cmode的大小，实现宽频段振荡信号输出。另外，本申请实施例采用两个变压器耦合振荡器构成双模振荡器，每个变压器耦合振荡器中第一MOS管的漏极通过升压变压器接入第二MOS管的栅极，也即该升压变压器将第一MOS管的漏极电压摆幅进行倍增后再注入第二MOS管的栅极，从而在不增大振荡器的供电电压的情况下获得更大的栅极电压摆幅，提高双模振荡器的相位噪声性能；同时，该双模振荡器通过模式切换电路将两个变压器耦合振荡器耦合在一起，还可以提高相位噪声性能。
在一种可能的实现方式中，所述第一MOS管和所述第二MOS管均是NMOS管；所述第一NMOS管的源极和第二NMOS管的源极连接并耦合至所述恒定电压节点；所述恒定电压节点直接接地，或者，所述恒定电压节点通过尾电流源接地。
在一种可能的实现方式中，所述升压变压器的初级电感Lp中心抽头连接电源VDD，所述升压变压器的次级电感Ls中心抽头连接偏置电压Vgate。
在一种可能的实现方式中，所述第一MOS管和所述第二MOS管均是PMOS管；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极连接并耦合至所述恒定电压节点；所述恒定电压节点直接连接于电源VDD，或者，所述恒定电压节点通过尾电流源连接于电源VDD。
在一种可能的实现方式中，所述升压变压器的初级电感Lp中心抽头接地，所述升压变压器的次级电感Ls中心抽头连接偏置电压Vgate。
在一种可能的实现方式中，所述初级电容Cp和所述次级电容Cs中的至少一个，包括开关电容阵列或变容二极管中的至少一项，能够被调整信号调整电容值。
在本实现方式中，如果初级电容Cp和次级电容Cs都包括开关电容阵列和变容二极管，则通过改变开关电容阵列中电容开启的个数，可以实现对初级电容Cp和次级电容Cs的电容值的阶跃性调整，进而实现对变压器耦合振荡器的振荡频率的阶跃性调整；通过调整变容二极管的控制电压，可以实现对初级电容Cp和次级电容Cs的电容值的连续性精调，进而实现对变压器耦合振荡器的振荡频率的连续性精调。
在一种可能的实现方式中，所述模式切换电路包括：控制电路和耦合于控制电路的至少两个模式电容Cmode；
所述控制电路用于在模式控制信号的作用下在奇模和偶模间切换所述双模振荡器；其中，
在所述奇模中，所述模式电容Cmode等效为被旁路，所述振荡频率范围为第一振荡频率范围；
在所述偶模中，所述模式电容Cmode等效为跨接在任一变压器耦合振荡器的两个漏极之间，所述振荡频率范围为第二振荡频率范围，所述第二振荡频率范围不同于所述第一振荡频率范围。
在一种可能的实现方式中，所述第二振荡频率范围低于所述第一振荡频率范围。
在一种可能的实现方式中，所述控制电路包括：第一奇模开关和第二奇模开关，及，第一偶模开关和第二偶模开关；
所述第一偶模开关和第二偶模开关分别与至少一个所述模式电容并联；
所述第一偶模开关的两端分别连接于所述两个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极，所述第二偶模开关的两端分别连接于所述两个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极；
所述第一奇模开关的两端分别连接于一个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极和另一个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极，所述第二奇模开关的两端分别连接于所述一个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极和所述另一个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极；
其中，在所述奇模中，所述第一奇模开关和第二奇模开关导通，所述第一偶模开关和第二偶模开关断开；在所述偶模中，所述第一奇模开关和第二奇模开关断开，所述第一偶模开关和第二偶模开关导通。
上述实现方式中，两个奇模开关和两个偶模开关都可以通过工作于开关状态的MOS管实现，并通过模式控制信号控制各个开关的导通和断开，从而实现双模振荡器的工作模式在奇模和偶模间切换。在偶模中，模式电容Cmode被导通的偶模开关旁路，双模振荡器的振荡频率范围与单个变压器耦合振荡器的振荡频率范围相同，此时可以通过调节初级电容Cs和次级电容Cp的大小来调节单个变压器耦合振荡器中的振荡频率范围，从而实现对双模振荡器的高频振荡信号的振荡频率范围的调节；在奇模中，模式电容Cmode等效为跨接在变压器耦合振荡器的漏极两端，使得双模振荡器漏极电容增大，振荡频率范围低于单个变压器耦合振荡器的振荡频率范围，此时可以通过调节Cmode值的大小实现对双模振荡器的低频振荡信号的振荡频率范围的调节。
第二方面，本申请还提供了一种多相位振荡器，其特征在于，包括：N个上述任一项实现方式中所述的双模振荡器，和N个多相位耦合电路；N为大于1的整数；
每个多相位耦合电路耦合于两个双模振荡器之间；所述N个双模振荡器通过所述N个多相位耦合电路形成莫比乌斯环形连接。
可选地，在所述莫比乌斯环形连接中，N-1个多相位耦合电路直接耦合于相应的两个双模振荡器之间，一个多相位耦合电路交叉耦合于相应的两个双模振荡器之间。
在一种可能的实现方式中，所述N个双模振荡器和所述N个多相位耦合电路形成N级，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路；每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的漏极，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的漏极。
在一种可能的实现方式中，所述N个双模振荡器和所述N个多相位耦合电路形成N级，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路；每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个栅极，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个栅极。
在一种可能的实现方式中，所述多相位耦合电路包括：耦合MOS管对；
所述耦合MOS管对中的第一耦合MOS管的源极和第二耦合MOS管的源极连接，并直接接地，或者通过电流源接地；
所述第一耦合MOS管的漏极和第二耦合MOS管的漏极作为所述第一耦合端，连接于所述该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极，或两个栅极；
所述第一耦合MOS管的栅极和第二耦合MOS管的栅极作为所述第二耦合端，连接于所述下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极，或两个栅极。
在一种可能的实现方式中，所述多相位耦合电路包括：耦合电容对，耦合电感对，或者耦合微带线。
本申请实施例所提供的多相位振荡器，由多个双模变压器耦合振荡器通过多相位耦合电路连接成莫比乌斯环，不仅可以产生多相位振荡信号，还可以提高整个振荡器的相位噪声性能。同时，本申请实施例提供的多相位振荡器，基于同一模式控制信号，通过模式切换电路将各个双模振荡器中的一对变压器耦合振荡器相位同步锁定为同相或反相的状态，从而仅需每对变压器耦合振荡器中得到一个变压器耦合振荡器与多相位耦合电路相连接，即可确定整个振荡器阵列的相位输出；可见，本申请实施例提供的多相位振荡器的电路结构简单，相应的电路版图更容易实现。
附图说明
为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有双模振荡器的电路结构图；
图2为本申请实施例提供的一种双模振荡器的电路结构图；
图3为图2所示的双模振荡器在偶模下的电路图；
图4为图2所示的双模振荡器在奇模下的电路图；
图5为本申请实施例提供的双模振荡器中的变压器耦合振荡器的一种电路结构图；
图6为本申请实施例提供的一种多相位振荡器的电路模块图；
图7为本申请实施例提供的一种基于耦合MOS管对的多相位振荡器的电路结构图；
图8为本申请实施例提供的一种基于耦合电容对的多相位振荡器的电路结构图；
图9为本申请实施例提供的一种采用栅极连接方式的多相位振荡器的电路结构图；
图10为本申请实施例提供的多相位振荡器产生的多相位振荡信号的波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图2为本申请实施例提供的一种双模振荡器的电路结构图。该双模振荡器可以应用于包括无线通信系统在内的多种领域。
如图2所示，本申请实施例提供的双模振荡器是基于变压器耦合振荡器设计而成的，具体可以包括两个变压器耦合振荡器210和220，以及模式切换电路230；变压器耦合振荡器210和变压器耦合振荡器220通过模式切换电路230连接。
首先介绍变压器耦合振荡器的电路结构。本申请实施例中，变压器耦合振荡器210和变压器耦合振荡器220的电路结构相同，均由差分MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)管对、初级电容Cp、次级电容Cs和升压变压器构成。下面以变压器耦合振荡器210为例介绍其具体电路结构。
如图2所示，变压器耦合振荡器210包括：差分MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)管对、初级电容Cp、次级电容Cs和升压变压器213。
所述差分MOS管对包括第一MOS管211和第二MOS管212；其中，第一MOS管211的源极和第二MOS管212的源极连接；第一MOS管211的漏极分别与初级电容Cp的一端和升压变压器213的第一输入端连接，第二MOS管212的漏极分别与初级电容Cp的另一端和升压变压器213的第二输入端连接；第一MOS管211的栅极分别与次级电容Cs的一端和升压变压器213的第二输出端连接，第二MOS管212的栅极分别与次级电容Cs的另一端和升压变压器213的第一输出端连接。如果第一MOS管211和第二MOS管212是N沟道MOS管(简称NMOS管)，则第一MOS管211的源极和第二MOS管212的源极通过电流源接地或直接接地，如图2；如果如果第一MOS管211和第二MOS管212是P沟道MOS管(简称PMOS管)，则第一MOS管211的源极和第二MOS管212的源极通过电流源或直接接恒定电压，下文通过图5具体描述。
针对图2，具体的，升压变压器213包括初级电感Lp和次级电感Ls，分别连接电源VDD和偏置电压Vgate；初级电感Lp的同名端为升压变压器213的第一输入端，初级电感Lp的异名端为升压变压器213的第二输入端；相应的，次级电感Ls的同名端为升压变压器213的第一输出端，次级电感Ls的异名端为升压变压器213的第二输出端。即，升压变压器213的第一输入端和第一输出端为同名端，差分MOS管对的漏极和栅极，与升压变压器213的输入端和输出端的连接存在反相关系。升压变压器213的升压倍数为k(k>1)，即输出端电压(相当于次级电容Cs两端的电压)为输入端电压(相当于初级电容Cp两端的电压)的k倍。从初级电感Lp至次级电感Ls的耦合实现了升压功能。
上述变压器耦合振荡器中差分MOS管对的两个漏极端作为该变压器耦合振荡器的输出端，其输出的信号即为该变压器耦合振荡器产生的振荡信号；通过调整初级电容Cs和次级电容Cp的大小可以调整该振荡信号的振荡频率。因此，初级电容Cs和次级电容Cp可以是可调电容，或者说二者中的至少一个的电容值可以通过控制信号调节。
需要说明的是，由于所述变压器耦合振荡器中，一个MOS管的漏极通过变压器连接于另一个MOS管的栅极，故在其他实现方式中，也可以将所述变压器耦合振荡器的两个栅极作为其输出端；相应的，两个变压器耦合振荡器通过模式切换电路耦合得到的双模振荡器中，也可将其中任一变压器耦合振荡器的两个栅极作为该双模振荡器的输出端。
如图2所示，模式切换电路230位于所述两个变压器耦合振荡器210和220之间，并分别连接着两每个变压器耦合振荡器的漏极输出端，从而将两个变压器耦合振荡器210和220耦合为一个双模振荡器；该双模振荡器的输出端既可以为变压器耦合振荡器210的输出端，也可以为变压器耦合振荡器220的输出端。
模式切换电路230具体包括：控制电路和耦合于该控制电路的两个模式电容Cmode。该控制电路包括一对奇模开关Sodd1和Sodd2，及一对偶模开关Seven1和Seven2；其中，两个偶模开关Seven1和Seven2分别与一个模式电容Cmode并联。
第一偶模开关Seven1的两端分别连接于变压器耦合振荡器210中的第一MOS管211的漏极和变压器耦合振荡器220中的第一MOS管的漏极；第二偶模开关Seven2的两端分别连接于变压器耦合振荡器210中的第二MOS管212的漏极和变压器耦合振荡器220中的第二MOS管的漏极。
第一奇模开关Sodd1的两端分别连接于变压器耦合振荡器210中的第二MOS管212的漏极和变压器耦合振荡器220中的第一MOS管的漏极；第二奇模开关Sodd2的两端分别连接于变压器耦合振荡器210中的第一MOS管211的漏极和变压器耦合振荡器220中的第二MOS管的漏极。
上述两个奇模开关Sodd1和Sodd2，及两个偶模开关Seven1和Seven2都可以由工作于开关状态的MOS管实现，并通过模式控制信号控制各个开关的导通和断开。
本申请实施例中，模式切换电路230中的两对开关交替开启，使所述双模振荡器的工作模式在奇模和偶模间切换，从而改变该双模振荡器输出的振荡信号的振荡频率范围。具体工作情况如下：
1)当Seven1和Seven2导通，Sodd1和Sodd2断开时，电路工作于偶模，双模振荡器的电路如图3中(a)所示；此时两个变压器耦合振荡器的漏极输出端由模式电容Cmode与导通的两个偶模开关直接连接在一起，两个振荡器工作在同相状态，即模式电容Cmode两端波形相同，没有电流流过，可将Cmode等效去掉，即Cmode等效为被旁路，等效电路如图3中(b)所示，双模振荡器的振荡频率范围与单个变压器耦合振荡器的振荡频率范围相同。
2)当Sodd1和Sodd2导通，Seven1和Seven2断开时，电路工作于奇模，双模振荡器的电路如图4中(a)所示；此时两个变压器耦合振荡器的漏极输出端由导通的两个奇模开关交叉连接，同时与模式电容Cmode连接，两个变压器耦合振荡器工作在反相状态，即模式电容Cmode两端波形为两个变压器耦合振荡器差分输出的电压。此时模式电容Cmode可等效为跨接在变压器耦合振荡器的漏极两端，等效电路如图4中(b)所示。此时整个双模振荡器漏极电容增大，振荡频率范围低于单个变压器耦合振荡器的振荡频率范围。
可见，相对于传统的单一振荡器，本申请实施例提供的双模振荡器通过模式切换电路实现两个工作模式之间的切换，可以得到两个不同频段的振荡信号，拓宽了振荡频率范围；同时，该模式切换电路将两个变压器耦合振荡器耦合在一起，还可以提高相位噪声性能。其中，偶模下得到的高频振荡信号的振荡频率范围与单个变压器耦合振荡器的振荡频率范围相同，故可以通过调节初级电容Cs和次级电容Cp的大小来调节单个变压器耦合振荡器中的振荡频率范围，从而实现对双模振荡器的高频振荡信号的振荡频率范围的调节；同时，奇模下得到低频振荡信号的振荡频率范围与模式电容Cmode有关，故可以通过调节Cmode值的大小实现对双模振荡器的低频振荡信号的振荡频率范围的调节。因此，本申请实施例提供的双模振荡器可以通过调节每个变压器耦合振荡器中初级电容Cs和次级电容Cp，以及模式切换电路中模式电容Cmode的大小，实现宽频段振荡信号输出。
在现有的基于LC振荡器的双模振荡器中，造成其相位噪声性能差的主要原因在于，每个LC振荡器的一个MOS管的漏极电压直接注入回另一个MOS管的栅极(如图1所示)，使得栅极电压较小。而本申请实施例采用两个变压器耦合振荡器构成双模振荡器，每个变压器耦合振荡器中第一MOS管的漏极通过升压变压器接入第二MOS管的栅极，也即该升压变压器将第一MOS管的漏极电压摆幅进行倍增后再注入第二MOS管的栅极，从而在不增大振荡器的供电电压的情况下获得更大的栅极电压摆幅，提高双模振荡器的相位噪声性能。
在本发明一个可行的实施例中，上述变压器耦合振荡器中的差分MOS管对，具体可以采用NMOS管对，如图2所示，第一MOS管211和第二MOS管212均为N型MOS管。此时，第一NMOS管的源极和第二NMOS管的源极连接后，可以通过尾电流源接地(如图2所示)；也可以将图2中的尾电流去掉，第一NMOS管的源极和第二NMOS管的源极直接接地。另外，当所述差分MOS管对采用N型MOS管对时，升压变压器213的初级电感Lp中心抽头连接电源VDD，所述升压变压器的次级电感Ls中心抽头连接NMOS管(第一NMOS管或第二NMOS管)的栅极偏置电压Vgate。
在本发明一个可行的实施例中，上述变压器耦合振荡器中的差分MOS管对，还可以采用PMOS管对，如图5所示的变压器耦合振荡器510，其第一PMOS管511的源极和第二PMOS管512的源极共同通过电流源连接于电源VDD(或者，直接连接于电源VDD)。另外，该变压器耦合振荡器510的升压变压器513的初级电感Lp中心抽头接地，次级电感Ls中心抽头连接PMOS管(第一PMOS管或第二PMOS管)的栅极偏置电压Vgate。变压器耦合振荡器510其他接线端的连接方式与前文所述的变压器耦合振荡器210相同，此处不再赘述。
本申请实施例中，可以将图2所示的双模振荡器中的两个变压器耦合振荡器都替换为图5所示的变压器耦合振荡器510，得到另一种结构的双模振荡器，其工作原理与前文所述原理相同。
在本发明一个可行的实施例中，上述变压器耦合振荡器中的初级电容Cp和次级电容Cs都可以通过开关电容阵列和变容二极管中的至少一种实现，从而得到值可调的电容，即：所述初级电容Cp由第一开关电容阵列和第一变容二极管中的至少一种构成，所述次级电容Cs由第二开关电容阵列和第二变容二极管中的至少一种构成。在本实施例中，如果初级电容Cp和次级电容Cs都包括开关电容阵列和变容二极管，则通过改变所述开关电容阵列中电容开启的个数，可以实现对初级电容Cp和次级电容Cs的电容值的阶跃性调整，进而实现对变压器耦合振荡器的振荡频率的阶跃性调整；通过调整所述变容二极管的控制电压，可以实现对初级电容Cp和次级电容Cs的电容值的连续性精调，进而实现对变压器耦合振荡器的振荡频率的连续性精调。
基于上述实施例所述的双模振荡器，本申请实施例还提供了一种多相位振荡器，该多相位振荡器包括N个上述任一实施例提供的双模振荡器，和N个多相位耦合电路；其中，N为大于1的整数。任一多相位耦合电路耦合于两个双模振荡器之间，用于将其中一个双模振荡器的耦合点耦合于另一双模振荡器的耦合点，任一双模振荡器的耦合点可以是该双模振荡器的输出，即该双模振荡器中任一变压器耦合振荡器的两个漏极，或该双模振荡器中任一变压器耦合振荡器的两个栅极。所述N个双模振荡器通过所述N个多相位耦合电路形成莫比乌斯环形连接，形成多级，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路。即：其中，每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器，N级多相位耦合电路中的N-1级多相位耦合电路的第二耦合端直接接入(正相连接)下一级双模振荡器，即直接耦合；另一级多相位耦合电路的第二耦合端交叉后再接入(反相连接)下一级双模振荡器，即交叉耦合。本申请实施例提供的多相位振荡器中，N的取值可以为2或3或4等整数，下面结合附图，以N＝4为例介绍该多相位振荡器的电路结构。
如图6所示的多相位振荡器的模块图，标号分别为1100、1200、1300和1400的四个双模振荡器，通过四个多相位耦合电路610、620、630和640形成莫比乌斯环形连接，形成四级双模振荡器系统，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路；每级双模振荡器由两个变压器耦合振荡器，及连接该两个变压器耦合振荡器的模式切换电路构成；各级双模振荡器中的模式切换电路，标号分别为1130、1230、1330和1430，通过同一个模式控制信号进行同步切换控制。
本实施例中，每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器的耦合点，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器的耦合点。具体如图6所示，第一级多相位耦合电路610的第一耦合端接于第一级双模振荡器1100的耦合点，第一级多相位耦合电路610的第二耦合端接于第二级双模振荡器1200的耦合点；第二级多相位耦合电路620的第一耦合端接于第二级双模振荡器1200的耦合点，第二级多相位耦合电路620的第二耦合端接于第三级双模振荡器1300的耦合点；第三级多相位耦合电路630的第一耦合端接于第三级双模振荡器1300的耦合点，第三级多相位耦合电路630的第二耦合端接于第四级双模振荡器1400的耦合点；第四级多相位耦合电路640的第一耦合端接于第四级双模振荡器1400的耦合点，第四级多相位耦合电路640的第二耦合端交叉后，接于第一级双模振荡器1100的耦合点。
上述双模振荡器的耦合点可以为该双模振荡器中任意一个变压器耦合振荡器的两个栅极或两个漏极；即在图6所示的四级情况下，通过选中不同的变压器耦合振荡器，可以有24种连接方式，包括图6所示将标号分别为1110、1210、1310和1410的四个变压器耦合振荡器与多相位耦合电路连接，也包括将标号分别为1120、1220、1320和1410的四个变压器耦合振荡器与多相位耦合电路连接等。
图6所示模块图中，第一级多相位耦合电路610、第二级多相位耦合电路620和第三级多相位耦合电路630的两个输出端均直接接入相应的下一级双模振荡器，仅第四级多相位耦合电路640的两个输出端交叉后，再接入其下一级双模振荡器，即接入变压器耦合振荡器1110，形成莫比乌斯环形连接。在此需要说明的是，在其他实施例中，也可以将第一级多相位耦合电路610(或者第二级多相位耦合电路620，或者第三级多相位耦合电路630)的两个输出端设置为交叉连接，其他三个多相位耦合电路的输出端均设置为直接连接，都可以形成莫比乌斯环形连接。
相对于图1所示现有双模振荡器只能产生两相的差分信号的问题，本申请实施例提供的多相位振荡器，由多个双模变压器耦合振荡器通过多相位耦合电路连接成莫比乌斯环，不仅可以产生多相位振荡信号(N对变压器耦合振荡器可以产生2N相振荡信号)，还可以提高整个振荡器的相位噪声性能。
同时，本申请实施例提供的多相位振荡器，基于同一模式控制信号，通过模式切换电路将各个双模振荡器中的一对变压器耦合振荡器相位同步锁定为同相或反相的状态，从而仅需每对变压器耦合振荡器中得到一个变压器耦合振荡器与多相位耦合电路相连接，即可确定整个振荡器阵列的相位输出；可见，本申请实施例提供的多相位振荡器的电路结构简单，相应的电路版图更容易实现。
在本申请一个可行的实施例中，上述多相位振荡器中的多相位耦合电路具体可以通过耦合MOS管对实现，相应的，图6所示模块图可具体为图7所示电路结构。
本实施例中，每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器的耦合点，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器的耦合点。具体如图6所示，第一级多相位耦合电路610的第一耦合端接于第一级双模振荡器1100中的变压器耦合振荡器1110的两个漏极，第一级多相位耦合电路610的第二耦合端接于第二级双模振荡器1200中的变压器耦合振荡器1210的两个漏极；第二级多相位耦合电路620的第一耦合端接于第二级双模振荡器1200中的变压器耦合振荡器1210的两个漏极，第二级多相位耦合电路620的第二耦合端接于第三级双模振荡器1300中的变压器耦合振荡器1310的两个漏极；第三级多相位耦合电路630的第一耦合端接于第三级双模振荡器1300中的变压器耦合振荡器1310的两个漏极，第三级多相位耦合电路630的第二耦合端接于第四级双模振荡器1400中的变压器耦合振荡器1410的两个漏极；第四级多相位耦合电路640的第一耦合端接于第四级双模振荡器1400中的变压器耦合振荡器1410的两个漏极，第四级多相位耦合电路640的第二耦合端交叉后，接于第一级双模振荡器1100中的变压器耦合振荡器1110的两个漏极。
参照图7，每一级多相位耦合电路均由耦合MOS管对构成，该耦合MOS管对的两个漏极作为该多相位耦合电路的第一耦合端，该耦合MOS管对的两个栅极为该多相位耦合电路的第二耦合端。以第四级多相位耦合电路640为例，其包括第一耦合MOS管641和第二耦合MOS管642。其中，第一耦合MOS管641的源极和第二耦合MOS管642的源极共同(通过一电流源或直接)接地；第一耦合MOS管641的漏极连接于变压器耦合振荡器1410中的第一MOS管1411的漏极(对应的电压标号为V3+)，第二耦合MOS管642的漏极连接于变压器耦合振荡器1410中的第二MOS管1412的漏极(对应的电压标号为V3-)；第一耦合MOS管641的栅极和第二耦合MOS管642的栅极分别接于变压器耦合振荡器1110中两个MOS管的漏极。由于第四级多相位耦合电路640的第二耦合端设置为交叉连接，故第一耦合MOS管641的栅极连接于变压器耦合振荡器1110中的第二MOS管1112的漏极(对应的电压标号为V4+)，第二耦合MOS管642的栅极连接于变压器耦合振荡器1110中的第一MOS管1111的漏极(对应的电压标号为V4-)。
在其他实施例中，也可以将第四级多相位耦合电路640的第二耦合端设置为直接连接，其他某一级多相位耦合电路的第二耦合端设置为交叉连接；此时，第四级多相位耦合电路640中，第一耦合MOS管641的栅极连接于变压器耦合振荡器1110中的第一MOS管1111的漏极，第二耦合MOS管642的栅极连接于变压器耦合振荡器1110中的第二MOS管1112的漏极。
在此需要说明的是，为保证附图线路简洁易读，图7所示电路图未实际画出多相位耦合电路的输出端与下一级双模振荡器的连线，相关人员可依照其中标注的电压标号确定，即电压标号相同的两个端点为实际连接的端点。另外，图7中每个变压器耦合振荡器均采用基于NMOS管的变压器耦合振荡器，在其他实施例中，还可以替换为前文图5所述的基于PMOS管的变压器耦合振荡器。
在本申请另一个可行的实施例中，上述多相位振荡器中的多相位耦合电路具体可以通过耦合电容对实现，相应的，图6所示模块图可具体为图8所示电路结构。
参照图8，仍以第四级多相位耦合电路640为例，其包括第一耦合电容C1和第二耦合电容C2。其中，第一耦合电容C1的一端(第四级多相位耦合电路640的一个第一耦合端)连接于第四级双模振荡器中的第一MOS管1411的漏极(对应的电压标号为V3+)，C1的另一端(第四级多相位耦合电路640的一个第二耦合端)连接于第一级双模振荡器中的第二MOS管1112的漏极(对应的电压标号为V4+)；第二耦合电容C2的一端(第四级多相位耦合电路640的另一个第一耦合端)连接于第四级双模振荡器中的第二MOS管1412的漏极(对应的电压标号为V3-)，C2的另一端(第四级多相位耦合电路640的另一个第二耦合端)连接于第一级双模振荡器中的第一MOS管1112的漏极(对应的电压标号为V4-)。其他三个多相位耦合电路的接线方式可参照图8中的电压标号确定，此处不再详细叙述。
在本申请其他实施例中，上述多相位振荡器中的多相位耦合电路还可以通过耦合电感对或耦合微带线实现，相应的电路图可参照图8所示(即将图8中的耦合电容对替换为耦合电感对或耦合微带线)。
上文实施例所述的多相位振荡器中，多相位耦合电路的两个第一耦合端和两个第二耦合端均连接于相应双模振荡器中MOS管的漏极，在本申请其他可行的实施例中，多相位耦合电路的两个第一耦合端和两个第二耦合端还可以连接于相应双模振荡器中MOS管的栅极，如图9所示。图9所示电路仍取N＝4，多相位耦合电路的接线方式根据图9中的电压标号确定，以使电路图简洁易读。
基于图7所示电路，本发明实施例采用CMOS(Complementary Metal OxideSemiconductor，互补金属氧化物半导体)工艺设计了双模八相振荡器。电路后仿显示实现了八相位输出，波形如图10所示(横坐标为时间Times，单位为纳秒ns，纵坐标为电压V，单位为伏特V)，频率范围为偶模：29.97-37.91GHz；奇模：26.03-30.51GHz。
下表1中将本申请实施例提供的多相位振荡器与近几年公开的振荡器(基于CMOS工艺的振荡器ISSCC2013、基于SiGe(Silicon Germanium，锗硅)工艺的振荡器ISSCC2013、基于CMOS工艺的振荡器ISSCC2016)的性能做对比，其中FoM(Figure of Merit)为综合考虑振荡器频率，功耗，相位噪声的振荡器质量因素，FoMT(Figure of Merit With TuningRange)为综合考虑振荡器频率，功耗，相位噪声，频率范围的振荡器质量因素。其表达式分别为：
FoM＝20log(f0/Δf)–PN–10log(PDC/1mW)；
FoMT＝20log(f0/Δf·FTR/10)–PN–10log(PDC/1mW)。
其中，上述公式中的f0表示振荡频率，Δf表示相位噪声对应的频率偏移，FTR(Frequency Tuning Range)表示频率调整范围，PN(Phase Noise)表示相位噪声值，PDC表示直流功耗)，1mW即单位功率值1毫瓦。
表1振荡器性能对比
由表1对比结果可知，采用CMOS工艺，相比于其他CMOS设计获得更优的FoM与FoMT。可见本申请实施例提供的振荡器能综合满足低功耗，高相噪性能，宽频率范围以及多相位的需求，同时在制造成本上也有优势。
以上所述的本申请实施方式并不构成对本申请保护范围的限定。以上实施例的结构可应用于集成电路领域。本发明实施例中使用的“连接”表达了信号上的耦合关系，例如一个端点与另一个端点的连接可以实现信号传输，这种连接可包括直接或间接相连。

Claims (14)

1.一种双模振荡器，其特征在于，包括两个变压器耦合振荡器和模式切换电路；
任一变压器耦合振荡器包括差分金属氧化物半导体MOS管对、初级电容Cp、次级电容Cs和升压变压器；
所述差分MOS管对中的第一MOS管的源极，和所述差分MOS管对中的第二MOS管的源极连接，并耦合至恒定电压节点；
所述第一MOS管的漏极分别与所述初级电容Cp的一端和所述升压变压器的第一输入端连接，所述第二MOS管的漏极分别与所述初级电容Cp的另一端和所述升压变压器的第二输入端连接；
所述第一MOS管的栅极分别与所述次级电容Cs的一端和所述升压变压器的第二输出端连接，所述第二MOS管的栅极分别与所述次级电容Cs的另一端和所述升压变压器的第一输出端连接；所述第一输入端和第一输出端为同名端；
所述模式切换电路位于所述两个变压器耦合振荡器之间，并分别与每个变压器耦合振荡器中的两个漏极连接，用于通过切换改变所述双模振荡器输出的振荡频率范围。
2.根据权利要求1所述的双模振荡器，其特征在于，所述第一MOS管和所述第二MOS管均是NMOS管；所述第一NMOS管的源极和第二NMOS管的源极连接并耦合至所述恒定电压节点；所述恒定电压节点直接接地，或者，所述恒定电压节点通过尾电流源接地。
3.根据权利要求2所述的双模振荡器，其特征在于，所述升压变压器的初级电感Lp中心抽头连接电源VDD，所述升压变压器的次级电感Ls中心抽头连接偏置电压Vgate。
4.根据权利要求1所述的双模振荡器，其特征在于，所述第一MOS管和所述第二MOS管均是PMOS管；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极连接并耦合至所述恒定电压节点；所述恒定电压节点直接连接于电源VDD，或者，所述恒定电压节点通过尾电流源连接于电源VDD。
5.根据权利要求4所述的双模振荡器，其特征在于，所述升压变压器的初级电感Lp中心抽头接地，所述升压变压器的次级电感Ls中心抽头连接偏置电压Vgate。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的双模振荡器，其特征在于，所述初级电容Cp和所述次级电容Cs中的至少一个，包括开关电容阵列或变容二极管中的至少一项，能够被调整信号调整电容值。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的双模振荡器，其特征在于，所述模式切换电路包括：控制电路和耦合于控制电路的至少两个模式电容Cmode；
所述控制电路用于在模式控制信号的作用下在奇模和偶模间切换所述双模振荡器；其中，
在所述奇模中，所述模式电容Cmode等效为被旁路，所述振荡频率范围为第一振荡频率范围；
在所述偶模中，所述模式电容Cmode等效为跨接在任一变压器耦合振荡器的两个漏极之间，所述振荡频率范围为第二振荡频率范围，所述第二振荡频率范围不同于所述第一振荡频率范围。
8.根据权利要求7所述的双模振荡器，其特征在于，所述控制电路包括：第一奇模开关和第二奇模开关，及，第一偶模开关和第二偶模开关；
所述第一偶模开关和第二偶模开关分别与至少一个所述模式电容并联；
所述第一偶模开关的两端分别连接于所述两个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极，所述第二偶模开关的两端分别连接于所述两个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极；
所述第一奇模开关的两端分别连接于一个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极和另一个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极，所述第二奇模开关的两端分别连接于所述一个变压器耦合振荡器的第二MOS管的漏极和所述另一个变压器耦合振荡器的第一MOS管的漏极；
其中，在所述奇模中，所述第一奇模开关和第二奇模开关导通，所述第一偶模开关和第二偶模开关断开；在所述偶模中，所述第一奇模开关和第二奇模开关断开，所述第一偶模开关和第二偶模开关导通。
9.根据权利要求7或8所述的双模振荡器，其特征在于，所述第二振荡频率范围低于所述第一振荡频率范围。
10.一种多相位振荡器，其特征在于，包括：N个如权利要求1至9中任一项所述的双模振荡器，和N个多相位耦合电路；N为大于1的整数；
每个多相位耦合电路耦合于两个双模振荡器之间；所述N个双模振荡器通过所述N个多相位耦合电路形成莫比乌斯环形连接。
11.根据权利要求10所述的多相位振荡器，其特征在于，所述N个双模振荡器和所述N个多相位耦合电路形成N级，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路；每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极。
12.根据权利要求10所述的多相位振荡器，其特征在于，所述N个双模振荡器和所述N个多相位耦合电路形成N级，每级包括一双模振荡器和一多相位耦合电路；每级多相位耦合电路的第一耦合端连接于该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个栅极，每级多相位耦合电路的第二耦合端连接于下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个栅极。
13.根据权利要求11或12所述的多相位振荡器，其特征在于，所述多相位耦合电路包括：耦合MOS管对；
所述耦合MOS管对中的第一耦合MOS管的源极和第二耦合MOS管的源极连接，并直接接地，或者通过电流源接地；
所述第一耦合MOS管的漏极和第二耦合MOS管的漏极作为所述第一耦合端，连接于所述该级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极，或两个栅极；
所述第一耦合MOS管的栅极和第二耦合MOS管的栅极作为所述第二耦合端，连接于所述下一级双模振荡器中的任一变压器耦合振荡器的两个漏极，或两个栅极。
14.根据权利要求11或12所述的多相位振荡器，其特征在于，所述多相位耦合电路包括：耦合MOS管对，耦合电容对，耦合电感对，或者耦合微带线。
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