CN115102502B - 一种驻波振荡器及其工作频率调节方法 - Google Patents

一种驻波振荡器及其工作频率调节方法 Download PDF

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CN115102502B CN202210855119.1A CN202210855119A CN115102502B CN 115102502 B CN115102502 B CN 115102502B CN 202210855119 A CN202210855119 A CN 202210855119A CN 115102502 B CN115102502 B CN 115102502B
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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract

本发明公开了一种驻波振荡器及其工作频率调节方法，所述驻波振荡器包括传输线模块、六个交叉耦合对T1~T6和两个可变电容管，所述传输线模块包括上传输线和下传输线；每一个交叉耦合对均设置于上、下传输线之间，六个交叉耦合对由右往左依次排列，且交叉耦合对T6连接在上传输线最左端和下传输线最左端之间；所述上传输线和下传输线的最右端均连接到VDD电源；所述交叉耦合对T3两端连接有开关SW3，交叉耦合对T5两端连接有开关SW5，交叉耦合对T6两端连接有开关SW6。本发明能够仅通过开关的通断控制及电流源的输出电流控制，就能够实现驻波振荡器的工作频段调节。

Description

一种驻波振荡器及其工作频率调节方法
技术领域
本发明涉及驻波振荡器，特别是涉及一种驻波振荡器及其工作频率调节方法。
背景技术
目前多模式多频段的振荡器往往只能够实现两个模式或者三个模式的切换，因此一般只够实现两到三个工作频段，频段数目少且不同频段之间的频率范围也比较接近，一个振荡器往往难以满足输出多个频段信号的需求。同时LC振荡器多模式的切换需要耦合电感甚至多个电感，通常会消耗大量的芯片面积导致生产成本提高。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种驻波振荡器及其工作频率调节方法，能够仅通过开关的通断控制及电流源的输出电流控制，就能够实现驻波振荡器的工作频段调节。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种驻波振荡器，包括传输线模块和六个交叉耦合对T1~T6，所述传输线模块包括上传输线和下传输线；
每一个交叉耦合对均设置于上、下传输线之间，六个交叉耦合对由右往左依次排列，且交叉耦合对T6连接在上传输线最左端和下传输线最左端之间；所述上传输线和下传输线的最右端均连接到VDD电源；
所述交叉耦合对T3两端连接有开关SW3，交叉耦合对T5两端连接有开关SW5，交叉耦合对T6两端连接有开关SW6。
所述交叉耦合对T1~T6包含相同的电路结构，所述电流结构包括尾电流源、四个MOS管、端口outn和端口outp；
第一个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
第二个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第三个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第四个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
四个MOS管的源极连接在一起，且四个MOS管源极的公共端连接到尾电流源的输出端，所述尾电流源的接地端接地；
其中，端口outp与所述上传输线连接，端口outn与所述下传输线连接。
优选地，所述交叉耦合对的电流大小由尾电流源控制。
优选地，所述交叉耦合对还包括两个可变电容管，第一个可变电容管的第一端与端口outn连接，第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端连接，第二个可变电容管的第一端与端口outp连接；
第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端之间还连接有外部电压输入端口，用于输入外部控制电压Vcon，所述外部控制电压Vcon为可变的偏置电压，用于实现驻波振荡器工作频率的连续调谐。
一种驻波振荡器的工作频率调节方法，包括以下步骤：
S1.源于任一交叉耦合对的波，分别在两根传输线上传播并衰减，向右端传播时，会出现完全反射；然后反射波沿着传输线向左传播并被交叉耦合对放大以保持振荡，到达最左端时它被部分反射；所述两根传输线是指上传输线和下传输线；
任一根传输线的反射系数Г由该根传输线的特征阻抗Z0和负载阻抗Zs决定;所述负载阻抗Zs的一端连接在上传输线的最左端，另一端连接在下传输线的最左端；当出现稳定振荡时，沿传输线传播的第二反射波再次回到起始点，此时电压的振幅和相位都应与原始电压相同,由此得到：
Figure 292016DEST_PATH_IMAGE001
（1）
Figure 126985DEST_PATH_IMAGE002
（2）
Figure 353567DEST_PATH_IMAGE003
是到达起始点时的反射电压，α为衰减常数，β为传输线相位常数；gm为交叉耦合对中MOS管的跨导，l为传输线长度；
S2. 当考虑稳定振荡的振幅条件时，得到：
Figure 860772DEST_PATH_IMAGE004
(3)
当考虑稳定振荡的相位条件时，得到：
Figure 11262DEST_PATH_IMAGE005
(4)
Figure 763055DEST_PATH_IMAGE006
(5)
公式（4）（5）表明驻波振荡器在多模式调节下具有天然优势，终端开路的驻波振荡器振荡在奇次谐波上，而终端短路的则振荡在偶次谐波上；其中终端是指上下传输线的最左端；终端开路即上传输线的最左端与下传输线的最左端未连通，终端短路即上传输线的最左端与下传输线的最左端连通；
S3.驻波振荡器主要由消耗能量的传输线和供给能量维持振荡的MOS管构成，当工作稳定时消耗能量与供给能量应该一致，传输线消耗能量如下
Figure 176850DEST_PATH_IMAGE007
（6）
假设传输线上的电流和电压分布符合理想的正弦函数，且最大幅度为I0、V0，对于振荡在k次谐波的传输线，它的能量消耗Pdiss用传输线总长度l o、电阻R、电导G、传输线特征阻抗Z0来表示：
Figure 702509DEST_PATH_IMAGE008
(7)
Figure 358487DEST_PATH_IMAGE009
/>
Figure 918782DEST_PATH_IMAGE010
，/>
Figure 503478DEST_PATH_IMAGE011
(8)
假设驻波振荡器由放置在不同位置的交叉耦合对来补偿，并且由尾电流源控制任意位置交叉耦合对工作时电流大小，交叉耦合对提供的功率Pinj等于(9)中所示该位置对应电压幅值乘以电流大小的总和；而振荡器消耗的能量Psys如（10）等于各个交叉耦合对的电流乘以供电电压VDD的总和：
Figure 353317DEST_PATH_IMAGE012
(9)
Figure 298139DEST_PATH_IMAGE013
(10)
当振荡稳定时，消耗的能量Pdis等于交叉耦合对提供的能量Pinj；
S4.根据SW3、SW5、SW6的通断，T1-T6的尾电流源大小I1-I6，分析驻波振荡器的工作模式：
A、当开关SW3,SW5,SW6断开：
驻波振荡器工作在奇模模式，工作模式包括ω，3ω，其中ω=2πf，f表示驻波振荡器的工作频率，各个模式对应的能量如下所示：
A1、ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure 463672DEST_PATH_IMAGE014
;
计算：
Figure 202958DEST_PATH_IMAGE015
；
ω对应能量为
Figure 155740DEST_PATH_IMAGE016
；
A2、3ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure 904253DEST_PATH_IMAGE017
;
计算：
Figure 189872DEST_PATH_IMAGE018
；
3ω对应能量为
Figure 365638DEST_PATH_IMAGE019
；
通过比较ω与3ω能量大小
Figure 556448DEST_PATH_IMAGE020
和 />
Figure 357920DEST_PATH_IMAGE021
，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
B、当开关SW6闭合导通，SW3、SW5断开：
该驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式包括2ω，4ω，6ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
B1、2ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 216154DEST_PATH_IMAGE022
;
计算
Figure 31664DEST_PATH_IMAGE023
；
2ω对应能量为
Figure 194923DEST_PATH_IMAGE024
；/>
B2、4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 550818DEST_PATH_IMAGE025
;
计算
Figure 263559DEST_PATH_IMAGE026
；
4ω对应能量为
Figure 233658DEST_PATH_IMAGE027
；
B3、6ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 461377DEST_PATH_IMAGE028
；
计算
Figure 293067DEST_PATH_IMAGE029
；
6ω对应能量为
Figure 407784DEST_PATH_IMAGE030
；
通过比较2ω，4ω，6ω能量大小
Figure 299517DEST_PATH_IMAGE031
， />
Figure 952215DEST_PATH_IMAGE032
， />
Figure 905040DEST_PATH_IMAGE033
，当三种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
C、当开关SW3，SW6闭合导通， SW5断开：
驻波振荡器工作在偶模模式中的4ω模式；
D、当开关SW5闭合导通， SW3，SW6断开：
驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式有2.4ω，4.8ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
D1、2.4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 123531DEST_PATH_IMAGE034
；
计算
Figure 202477DEST_PATH_IMAGE035
；
2.4ω对应能量为
Figure 76892DEST_PATH_IMAGE036
；
D2、4.8ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 312701DEST_PATH_IMAGE037
;
计算
Figure 838229DEST_PATH_IMAGE038
；
4.8ω对应能量为
Figure 337344DEST_PATH_IMAGE039
；
通过比较2.4ω与4.8ω能量大小
Figure 761372DEST_PATH_IMAGE040
和 />
Figure 489288DEST_PATH_IMAGE041
，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
S5.通过控制开关SW3、SW5和SW6的通断，以及I1-I6的大小实现驻波振荡器的工作频率调节。
所述步骤S5包括：
S501.通过对开关SW3、SW5和SW6的通断控制，使得驻波振荡器工作于步骤S4中A、B、C、D其中一种情况；
S502.通过控制电流I1-I6的大小，来控制驻波振荡器在A~D中每一种情况下，最大能量对应的工作模式，该模式即为最终所需的工作模式，由于ω=2πf，故对工作模式的控制等效于对工作频率f的调节。
本发明的有益效果是：能够仅通过开关的通断控制及电流源的输出电流控制，就能够实现驻波振荡器的工作频段调节。
附图说明
图1为本发明的驻波振荡器的结构示意图；
图2为SWO中电压和电流的分布示意图；
图3为实施例中SWO的八个频带及其实现原理示意图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
如图1所示，一种驻波振荡器，包括传输线模块和六个交叉耦合对T1~T6，所述传输线模块包括上传输线和下传输线；
每一个交叉耦合对均设置于上、下传输线之间，六个交叉耦合对由右往左依次排列，且交叉耦合对T6连接在上传输线最左端和下传输线最左端之间；所述上传输线和下传输线的最右端均连接到VDD电源；
所述交叉耦合对T3两端连接有开关SW3，交叉耦合对T5两端连接有开关SW5，交叉耦合对T6两端连接有开关SW6。
所述交叉耦合对T1~T6包含相同的电路结构，所述电流结构包括尾电流源、四个MOS管、端口outn和端口outp；
第一个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
第二个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第三个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第四个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
四个MOS管的源极连接在一起，且四个MOS管源极的公共端连接到尾电流源的输出端，所述尾电流源的接地端接地；
其中，端口outp与所述上传输线连接，端口outn与所述下传输线连接。
在本申请的实施例中，所述交叉耦合对的电流大小由尾电流源控制。
在本申请的实施例中，所述交叉耦合对还包括两个可变电容管，第一个可变电容管的第一端与端口outn连接，第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端连接，第二个可变电容管的第一端与端口outp连接；
第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端之间还连接有外部电压输入端口，用于输入外部控制电压Vcon，所述外部控制电压Vcon为可变的偏置电压，用于实现驻波振荡器工作频率的连续调谐。
在本申请的实施例中，所述开关SW3、开关SW5和开关SW6均为MOS开关；
开关SW3源极连接到交叉耦合对T3的第一端，漏极连接到交叉耦合对T3的第二端，栅极作为通断控制端口；
开关SW5源极连接到交叉耦合对T5的第一端，漏极连接到交叉耦合对T5的第二端，栅极作为通断控制端口；
开关SW6源极连接到交叉耦合对T6的第一端，漏极连接到交叉耦合对T6的第二端，栅极作为通断控制端口。
一种驻波振荡器的工作频率调节方法，包括以下步骤：
S1.源于任一交叉耦合对的波在传输线上传播并衰减，向右端传播时，会出现完全反射；然后反射波沿着传输线向左传播并被交叉耦合对放大以保持振荡，到达最左端时它被部分反射；
反射系数Г由传输线阻抗Z0和负载阻抗Zs决定;当出现稳定振荡时，沿传输线传播的第二反射波再次回到起始点，此时电压的振幅和相位都应与原始电压相同,由此得到：
Figure 947951DEST_PATH_IMAGE042
（1）
Figure 352387DEST_PATH_IMAGE043
（2）
Figure 247400DEST_PATH_IMAGE003
是到达起始点时的反射电压，α为衰减常数，β为传输线相位常数；
S2. 当考虑稳定振荡的振幅条件时，得到：
Figure 28274DEST_PATH_IMAGE044
(3)
当考虑稳定振荡的相位条件时，得到：
Figure 826597DEST_PATH_IMAGE045
(4)
Figure 464252DEST_PATH_IMAGE046
(5)
公式（4）（5）表明驻波振荡器在多模式调节下具有天然优势；终端开路的驻波振荡器振荡在奇次谐波上，而终端短路的则振荡在偶次谐波上；
S3. 对于潜在的多模式振荡，如何使SWO振荡在所需模式并保证其稳定性是电路设计中需要考虑的问题。当所有模式都满足启动条件时，先前研究认为在不同谐波频率处的阻抗是决定因素。谐振频率由最大的阻抗决定，阻抗峰值差越大，该模式越稳定。然而这种判断方法在多点能量注入多阻抗同时存在并互相干扰时难以应用，甚至存在每个点上看到的最大阻抗峰值对应不同的谐波的情况。该设计提出一种新型的驻波振荡器模式判别与选取的方法；
驻波振荡器主要由消耗能量的传输线和供给能量维持振荡的MOS管构成，当工作稳定时消耗能量与供给能量应该一致，传输线消耗能量如下
Figure 580981DEST_PATH_IMAGE047
（6）
如图2所示，假设传输线上的电流和电压分布符合理想的正弦函数，且最大幅度为I0、V0，对于振荡在k次谐波的传输线，它的能量消耗Pdiss用传输线总长度l o、电阻R、电导G、传输线特征阻抗Z0来表示：
Figure 899967DEST_PATH_IMAGE048
(7)
Figure 67643DEST_PATH_IMAGE049
Figure 361352DEST_PATH_IMAGE050
，
Figure 184952DEST_PATH_IMAGE051
(8)
假设驻波振荡器由放置在不同位置的交叉耦合对来补偿，并且由尾电流源控制任意位置交叉耦合对工作时电流大小，交叉耦合对提供的功率Pinj等于(9)中所示该位置对应电压幅值乘以电流大小的总和；而振荡器消耗的能量Psys如（10）等于各个交叉耦合对的电流乘以供电电压VDD的总和：
Figure 918133DEST_PATH_IMAGE052
(9)
Figure 940315DEST_PATH_IMAGE053
(10)
当振荡稳定时，消耗的能量Pdis等于交叉耦合对提供的能量Pinj；假设电压最大幅值为V0，在电压分布符合理想正选函数时，驻波振荡器工作在某一谐波模式下所有位置的电压幅值都能够知晓。此时改变各个交叉耦合对节点的电流，如果该节点对应电压高则交叉耦合对提供能量的效率高，如果对应电压幅度小，则此时能量效率低。因为不同模式下同一根传输线上个点电压分布不一样，因此通过改变各个位置的电流大小，能够使得在该电流分布情况下，某一种振荡模式对应的能量效率最高，最终振荡器会在该能量效率最高的模式下工作。这样通过改变电流大小，就能够实现对工作模式的切换。
S4.根据SW3、SW5、SW6的通断，T1-T6的尾电流源大小I1-I6，分析驻波振荡器的工作模式：
A、当开关SW3,SW5,SW6断开：
驻波振荡器工作在奇模模式，工作模式包括ω，3ω，其中ω=2πf，f表示驻波振荡器的工作频率，各个模式对应的能量如下所示：
A1、ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure 778827DEST_PATH_IMAGE054
;
计算：
Figure 886461DEST_PATH_IMAGE055
；
ω对应能量为
Figure 547249DEST_PATH_IMAGE016
；
A2、3ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure 643512DEST_PATH_IMAGE056
;
计算：
Figure 793871DEST_PATH_IMAGE057
；/>
3ω对应能量为
Figure 326483DEST_PATH_IMAGE058
；
通过比较ω与3ω能量大小
Figure 102547DEST_PATH_IMAGE020
和 />
Figure 37005DEST_PATH_IMAGE021
，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
B、当开关SW6闭合导通，SW3、SW5断开：
该驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式包括2ω，4ω，6ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
B1、2ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 108997DEST_PATH_IMAGE059
；
计算
Figure 128906DEST_PATH_IMAGE060
；
2ω对应能量为
Figure 459393DEST_PATH_IMAGE061
；
B2、4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 497625DEST_PATH_IMAGE062
;
计算
Figure 193049DEST_PATH_IMAGE063
；
4ω对应能量为
Figure 496991DEST_PATH_IMAGE064
；
B3、6ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 850743DEST_PATH_IMAGE065
;
计算
Figure 556531DEST_PATH_IMAGE066
；
6ω对应能量为
Figure 677983DEST_PATH_IMAGE067
；
通过比较2ω，4ω，6ω能量大小
Figure 672484DEST_PATH_IMAGE068
， />
Figure 344774DEST_PATH_IMAGE069
， />
Figure 593483DEST_PATH_IMAGE070
，当三种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
C、当开关SW3，SW6闭合导通， SW5断开：
驻波振荡器工作在偶模模式中的4ω模式；
D、当开关SW5闭合导通， SW3，SW6断开：
驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式有2.4ω，4.8ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
D1、2.4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure 693026DEST_PATH_IMAGE071
;
计算
Figure 909244DEST_PATH_IMAGE072
；
2.4ω对应能量为
Figure 368913DEST_PATH_IMAGE073
；/>
D2、4.8ω模式：
由注入能量等于消耗能量
Figure 986976DEST_PATH_IMAGE074
;
计算
Figure 460683DEST_PATH_IMAGE075
；
4.8ω对应能量为
Figure 977246DEST_PATH_IMAGE076
；
通过比较2.4ω与4.8ω能量大小
Figure 929022DEST_PATH_IMAGE040
和 />
Figure 713176DEST_PATH_IMAGE041
，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
S5.通过控制开关SW3、SW5和SW6的通断，以及I1-I6的大小实现驻波振荡器的工作频率调节。
所述步骤S5包括：
S501.通过对开关SW3、SW5和SW6的通断控制，使得驻波振荡器工作于步骤S4中A、B、C、D其中一种情况；
S502.通过控制电流I1-I6的大小，来控制驻波振荡器在A~D中每一种情况下，最大能量对应的工作模式，该模式即为最终所需的工作模式 ，即通过控制电流I1-I6实现工作频率频段的切换，达到工作频率粗调谐的目的，在该工作模式下可以再通过可变电容管实现该频段频率的连续调谐。
在本申请的实施例中，给出如下具体的实施例，对调节方法进行进一步说明：
1、由公式（4）可知，当SW6断开，终端开路时振荡器工作在奇模模式，此时振荡模式包括ω，3ω：
1.1、SW6，SW5，SW3断开，T4 T5尾电流大小为5mA，此时SWO为ω模式：
根据各模式的能量计算公式，ω模式的能量是3ω模式的六倍以上，确保ω模式的稳定性；
1.2、SW6，SW5，SW3断开，T2尾电流大小为10mA，此时SWO为3ω模式：
根据各模式的能量计算公式，3ω模式的能量是ω模式的四倍，确保了3ω模式的稳定性；
2、由公式（5）可知，当SW6闭合导通，终端短路时振荡器工作在偶模模式，振荡模式包括2ω，4ω，6ω
2.1、SW6闭合导通，SW5，SW3断开，T2 T4尾电流大小为5mA，T3尾电流为10mA，此时SWO为2ω模式，理由如下：
根据各模式的能量计算公式，2ω模式能量最高，SWO将工作在2ω模式；
2.2、SW6闭合导通，SW5，SW3断开，T1 T5尾电流大小为7mA，T2 T4尾电流为3mA，此时SWO为4ω中较低频率的模式：
2.3、SW6闭合导通，SW5断开，SW3闭合导通，T1 T2尾电流大小为10mA，此时SWO为4ω中较高频率的模式；这是因为当SW3闭合导同相比于SW3断开；
虽然两者都处于4ω模式，但是引入的寄生电容不同，导致4ω模式分成两个频带；
2.4、SW6闭合导通，SW5，SW3断开，T5尾电流大小为5mA，T1尾电流为15mA，此时6ω模式能量最高，SWO将工作在6ω模式；
3、当SW5闭合导通时，此时传输线长度l会发生相应变化，从原本的长度l 0 变为5l 0 /6：相同的模式下对应的工作频率是SW6闭合时的6/5倍，即SW6闭合时可能工作在2ω，4ω频率，当变成SW5闭合时可能工作在2.4ω和4.8ω频率：
3.1、SW5闭合导通，SW6，SW3断开，T2 T3尾电流为7mA，此时SWO频率为2.4ω；
3.2、SW5闭合导通，SW6，SW3断开，T1 T4尾电流为7mA，此时SWO频率为4.8ω。
在本申请的实施例中，所述SW6闭合导通，SW5，SW3断开，T1 T5尾电流大小为7mA，T2T4尾电流为3mA时的模式计算如下：
Figure 92204DEST_PATH_IMAGE077
Figure 345331DEST_PATH_IMAGE078
Figure 585951DEST_PATH_IMAGE079
此时4ω模式能量最高，SWO将工作在4ω模式。
在本申请的实施例中，所述SW6闭合导通，SW5断开，SW3闭合导通，T1 T2尾电流大小为10mA时，因为SW3闭合导通，不存在2ω和6ω模式对应的波形，该驻波振荡器只能工作在4ω模式。
在本申请的实施例中，所述SW6闭合导通，SW5，SW3断开，T5尾电流大小为5mA，T1尾电流为15mA时的模式计算如下：
Figure 240923DEST_PATH_IMAGE080
Figure DEST_PATH_IMAGE081
Figure 102438DEST_PATH_IMAGE082
此时6ω模式能量最高，SWO将工作在6ω模式。
如图3所述，为本申请的实施例中能够实现的所有模式的工作示意图，箭头表示的是在该点交叉耦合对尾电流的大小，在电源电压1V时，在9.3、22.3、26.4、30.4、41.1、42.8、51.7、55.5 GHz测得的相位噪声分别为-129.2、-124.7、-118.5、-122.5、-119.5、-117.2、-118.5、-117.7 dBc/Hz。在载波频率30.4GHz的情况下，测得的相位噪声在10MHz偏移处为-122.5 dBc/Hz，最佳FoM为182.3 dBc/Hz。性能总结和对比见表一、二。本申请用0.36mm2的核心面积实现了七种工作模式的切换，显示了SWO多模式的优势以及在5G应用中覆盖所有频段的潜力。本设计与表二中其余双频带SWO相比，综合性能FoM相近。虽然较LC振荡器FoM稍低，但是实现了目前为止最多的模式数量的切换。
表一 七种工作模式的驻波振荡器性能总结表
Figure DEST_PATH_IMAGE083
表二 多频带振荡器性能对比表
Figure 311702DEST_PATH_IMAGE084
上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种驻波振荡器，其特征在于：包括传输线模块和六个交叉耦合对T1～T6，所述传输线模块包括上传输线和下传输线；
每一个交叉耦合对均设置于上、下传输线之间，六个交叉耦合对由右往左依次排列，且交叉耦合对T6连接在上传输线最左端和下传输线最左端之间；所述上传输线和下传输线的最右端均连接到VDD电源；
所述交叉耦合对T3两端连接有开关SW3，交叉耦合对T5两端连接有开关SW5，交叉耦合对T6两端连接有开关SW6；
通过对开关SW3、SW5和SW6的通断控制，使得驻波振荡器工作于A、B、C、D其中一种情况:
A、当开关SW3,SW5,SW6断开：
驻波振荡器工作在奇模模式，工作模式包括ω，3ω，其中ω＝2πf，f表示驻波振荡器的工作频率；
B、当开关SW6闭合导通，SW3、SW5断开：
驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式包括2ω，4ω，6ω；
C、当开关SW3，SW6闭合导通，SW5断开：
驻波振荡器工作在偶模模式中的4ω模式；
D、当开关SW5闭合导通，SW3，SW6断开：
驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式有2.4ω，4.8ω。
2.根据权利要求1所述的一种驻波振荡器，其特征在于：所述交叉耦合对T1～T6包含相同的电路结构，所述电路结构包括尾电流源、四个MOS管、端口outn和端口outp；
第一个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
第二个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第三个MOS管的漏极与端口outp连接，栅极与端口outn连接；
第四个MOS管的漏极与端口outn连接，栅极与端口outp连接；
四个MOS管的源极连接在一起，且四个MOS管源极的公共端连接到尾电流源的输出端，所述尾电流源的接地端接地；
其中，端口outp与所述上传输线连接，端口outn与所述下传输线连接。
3.根据权利要求2所述的一种驻波振荡器，其特征在于：所述交叉耦合对的电流大小由尾电流源控制。
4.根据权利要求2所述的一种驻波振荡器，其特征在于：所述交叉耦合对还包括两个可变电容管，第一个可变电容管的第一端与端口outn连接，第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端连接，第二个可变电容管的第一端与端口outp连接；
第一个可变电容管的第二端与第二个可变电容管的第二端之间还连接有外部电压输入端口，用于输入外部控制电压Vcon，实现驻波振荡器工作频率的连续调谐。
5.一种驻波振荡器的工作频率调节方法，基于权利要求1～4中任意一项所述的驻波振荡器，其特征在于：包括以下步骤：
S1.源于任一交叉耦合对的波，分别在两根传输线上传播并衰减，向右端传播时，会出现完全反射；然后反射波沿着传输线向左传播并被交叉耦合对放大以保持振荡，到达最左端时它被部分反射；所述两根传输线是指上传输线和下传输线；
任一根传输线的反射系数Г由该根传输线的特征阻抗Z0和负载阻抗Zs决定；所述负载阻抗Zs的一端连接在上传输线的最左端，另一端连接在下传输线的最左端；当出现稳定振荡时，沿传输线传播的第二反射波再次回到起始点，此时电压的振幅和相位都应与原始电压相同,由此得到：
Figure FDA0004014814810000021
Figure FDA0004014814810000022
V′是到达起始点时的反射电压，α为衰减常数，β为传输线相位常数；gm为交叉耦合对中MOS管的跨导，l为传输线长度；
S2.当考虑稳定振荡的振幅条件时，得到：
Figure FDA0004014814810000023
当考虑稳定振荡的相位条件时，得到：
终端开路-e-j2βl＝1 2βl＝π+2kπ,k＝0,1,2…(4)
终端短路-e-j2βl＝-1 2βl＝2π+2kπ,k＝0,1,2…(5)
公式(4)(5)表明驻波振荡器在多模式调节下具有天然优势，终端开路的驻波振荡器振荡在奇次谐波上，而终端短路的则振荡在偶次谐波上；其中终端是指上下传输线的最左端；终端开路即上传输线的最左端与下传输线的最左端未连通，终端短路即上传输线的最左端与下传输线的最左端连通；
S3.驻波振荡器主要由消耗能量的传输线和供给能量维持振荡的MOS管构成，当工作稳定时消耗能量与供给能量应该一致，传输线消耗能量如下
Figure FDA0004014814810000024
假设传输线上的电流和电压分布符合理想的正弦函数，且最大幅度为I0、V0，对于振荡在k次谐波的传输线，它的能量消耗Pdiss用传输线总长度lo、电阻R、电导G、传输线特征阻抗Z0来表示：
V(z)＝V0cosθ(z)；I(z)＝I0sinθ(z)；V0/I0＝Z0 (7)
Figure FDA0004014814810000031
假设驻波振荡器由放置在不同位置的交叉耦合对来补偿，并且由尾电流源控制任意位置交叉耦合对工作时电流大小，交叉耦合对提供的功率Pinj等于(9)中所示该位置对应电压幅值乘以电流大小的总和；而振荡器消耗的能量Psys如(10)等于各个交叉耦合对的电流乘以供电电压VDD的总和：
Figure FDA0004014814810000032
Figure FDA0004014814810000033
当振荡稳定时，消耗的能量Pdis等于交叉耦合对提供的能量Pinj；
S4.根据SW3、SW5、SW6的通断，T1-T6的尾电流源大小I1-I6，分析驻波振荡器的工作模式：
A、当开关SW3,SW5,SW6断开：
驻波振荡器工作在奇模模式，工作模式包括ω，3ω，其中ω＝2πf，f表示驻波振荡器的工作频率，各个模式对应的能量如下所示：
A1、ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure FDA0004014814810000034
计算：
Figure FDA0004014814810000035
ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000036
A2、3ω模式：
由注入能量等于消耗能量得：
Figure FDA0004014814810000037
计算：
Figure FDA0004014814810000038
3ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000039
通过比较ω与3ω能量大小Pω和P3ω，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
B、当开关SW6闭合导通，SW3、SW5断开：
该驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式包括2ω，4ω，6ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
B1、2ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure FDA0004014814810000041
计算
Figure FDA0004014814810000042
2ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000043
B2、4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure FDA0004014814810000044
计算
Figure FDA0004014814810000045
4ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000046
B3、6ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure FDA0004014814810000047
计算
Figure FDA0004014814810000048
6ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000049
通过比较2ω，4ω，6ω能量大小P2ω，P4ω，P6ω，当三种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
C、当开关SW3，SW6闭合导通，SW5断开：
驻波振荡器工作在偶模模式中的4ω模式；
D、当开关SW5闭合导通，SW3，SW6断开：
驻波振荡器工作在偶模模式，工作模式有2.4ω，4.8ω，其中各个模式对应的能量如下所示：
D1、2.4ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure FDA00040148148100000410
计算
Figure FDA00040148148100000411
2.4ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000051
D2、4.8ω模式：
由注入能量等于消耗能量得
Figure FDA0004014814810000052
计算
Figure FDA0004014814810000053
4.8ω对应能量为
Figure FDA0004014814810000054
通过比较2.4ω与4.8ω能量大小P2.4ω和P4.8ω，当该两种模式都能够满足维持振荡时能量消耗的情况下，哪种模式能量更大，最终驻波振荡器工作在该模式；
S5.通过控制开关SW3、SW5和SW6的通断，以及I1-I6的大小实现驻波振荡器的工作频率调节。
6.根据权利要求5所述的一种驻波振荡器的工作频率调节方法，其特征在于：所述步骤S5包括：
S501.通过对开关SW3、SW5和SW6的通断控制，使得驻波振荡器工作于步骤S4中A、B、C、D其中一种情况；
S502.通过控制电流I1-I6的大小，来控制驻波振荡器在A～D中每一种情况下，最大能量对应的工作模式，该模式即为最终所需的工作模式，即通过控制电流I1-I6实现工作频率频段的切换，达到工作频率粗调谐的目的，在该工作模式下再通过可变电容管实现该频段的频率连续调谐。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104917463A (zh) * 2015-06-26 2015-09-16 华东师范大学 一种互补金属氧化物半导体全集成71-76GHz LC压控振荡器
CN106571777A (zh) * 2016-11-04 2017-04-19 华为技术有限公司 双模振荡器及多相位振荡器
CN109995324A (zh) * 2019-03-12 2019-07-09 东南大学 一种动态偏置调节的lc压控振荡器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100760196B1 (ko) * 2005-12-08 2007-09-20 한국전자통신연구원 적응성 부성 저항셀을 장착한 멀티밴드용 ｌｃ 공조전압제어발진기
CN101183851A (zh) * 2007-12-13 2008-05-21 复旦大学 一种可降低闪烁噪声的lc正交压控振荡器
CN102931919B (zh) * 2012-11-02 2014-03-12 长沙景嘉微电子股份有限公司 一种可编程负阻电路结构
US9385652B2 (en) * 2014-10-29 2016-07-05 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Cross-coupled oscillator, integrated circuit and electronic device
CN104967407B (zh) * 2015-07-01 2017-11-14 东南大学 氮化镓基低漏电流悬臂梁开关交叉耦合振荡器及制备方法
CN107592076A (zh) * 2017-09-18 2018-01-16 黄生林 一种基于亚阈值技术的变压器耦合压控振荡器
US10630237B2 (en) * 2018-05-08 2020-04-21 Huawei Technologies Co., Ltd. High-voltage standing-wave oscillator
CN110708017B (zh) * 2019-09-25 2023-02-24 天津大学 一种Triple-push交叉耦合振荡器
CN113949380A (zh) * 2021-10-26 2022-01-18 南京砺行微电子科技有限公司 一种双模基频频率综合电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104917463A (zh) * 2015-06-26 2015-09-16 华东师范大学 一种互补金属氧化物半导体全集成71-76GHz LC压控振荡器
CN106571777A (zh) * 2016-11-04 2017-04-19 华为技术有限公司 双模振荡器及多相位振荡器
CN109995324A (zh) * 2019-03-12 2019-07-09 东南大学 一种动态偏置调节的lc压控振荡器

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