CN115622533B - 一种阻抗匹配系统及方法 - Google Patents
一种阻抗匹配系统及方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115622533B CN115622533B CN202211525951.1A CN202211525951A CN115622533B CN 115622533 B CN115622533 B CN 115622533B CN 202211525951 A CN202211525951 A CN 202211525951A CN 115622533 B CN115622533 B CN 115622533B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- network
- level
- bistable
- networks
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 48
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 66
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 230000009471 action Effects 0.000 description 6
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000004134 energy conservation Methods 0.000 description 3
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/28—Impedance matching networks
- H03H11/30—Automatic matching of source impedance to load impedance
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
本申请实施例公开了一种阻抗匹配系统及方法，所述阻抗匹配系统包括n+1级LC网络，第一LC网络包括双稳态电路、第一电感、第一电容和第二电容，其中：所述n+1级LC网络中n‑m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路用于配置为第一稳定状态，所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路用于配置为第二稳定状态，以控制所述阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。本申请采用n级LC网络进行分级调节，通过双稳态电路来代替常规的单刀双掷开关，从而简化控制方法，有利于系统稳定性。
Description
技术领域
本申请涉及网络拓扑技术、电源技术领域，应用于半导体设备领域，尤其涉及一种阻抗匹配系统及方法。
背景技术
现有技术中，涉及应用于低频射频电源阻抗匹配的开关网络或者调节方法主要有①全数字电路射频匹配网络：该网络的优点为1、能够实现高速高精密实时采样，克服了模拟采样电路采样信号失真的缺陷；2、具有独有的ARC弧检测及处理电路，确保工艺稳定；3、功率脉冲检测系统实现电源脉冲稳定输出；4、可变真空电容马达采用步进马达及带闭环控制系统,确保马达在高速工作条件下不丢失步进；5、高可靠重复性，重复性误差小于千分之一；6、具有负载反馈系统，实时监测非线性负载的阻抗变化，缩短匹配时间等等。
②通过匹配箱的输入端的阻抗匹配方法：在匹配箱的输入端的阻抗没有达到目标阻抗之前，匹配箱的输入端的阻抗在调节过程中其相位角是发生变化的，且越靠近目标阻抗，阻抗的相位角的数值越小，因此该方法将相位角引入阻抗匹配过程中，使得匹配过程中步长随着相位角发生变化，实现当前频率远离最优频率时增大步长，当前频率在接近最优频率时减小步长，使得越靠近最优频率，频率的变化率越小，提高了阻抗匹配的速度及精度。
③模型简化逼近法（SMA）：该方法可以实现快速的阻抗匹配，使等离子射频电源达到最佳的性能。模型简化逼近法（SMA）利用二端口等效的方法，通过将匹配箱内部的实际复杂结构简化，最终得到等效的简化T模型。由于简化T模型的参数少，在此模型的基础上进行阻抗匹配将显著降低计算量、减少匹配时间，进而能够快速、精准的实现阻抗匹配，使射频电源系统达到最大的功率传输。
但上述提及的三种传统的用于射频电源阻抗匹配网络的方法的自由调整度有限，在实现阻抗匹配时计算方法复杂，计算量过大，抗偏移能力弱，当负载电阻变化较大时，输出电压的波动范围也较大，不利于系统的稳定运行。
发明内容
本申请实施例提供了一种阻抗匹配系统及方法，采用n级LC网络进行分级调节，通过双稳态电路来代替常规的单刀双掷开关，从而简化控制方法，有利于系统稳定性。
第一方面，本申请实施例提供了一种阻抗匹配系统，该系统包括n+1级LC网络，第一LC网络包括双稳态电路、第一电感、第一电容和第二电容；所述双稳态电路的Sn端、Sn-1端和Sn-2端接入所述n+1级LC网络，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn端连接第1级LC网络的电感的第一端，所述n+1级LC网络中每一级LC网络的所述双稳态电路的所述Sn-1端相连接，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn-2端连接所述第一电感和所述第一电容；所述n+1级LC网络中的第i-1级LC网络中的第一电容为第i级LC网络中的第二电容；所述第一LC网络为所述n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一个LC网络；n为大于或等于2的整数，其中：
所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路用于配置为第一稳定状态，所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路用于配置为第二稳定状态，以控制所述阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout，其中，m为根据所述阻抗匹配系统的外来触发信号确定的整数，所述n-m个LC网络的双稳态电路配置为所述第一稳定状态时，所述n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-1端的状态，所述m个LC网络的双稳态电路配置为所述第二稳定状态时，所述m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-2端的状态。
现有技术中，在进行射频电源的阻抗匹配时，传统的用于射频电源阻抗匹配网络的方法的自由调整度有限，在实现阻抗匹配时计算方法复杂，计算量过大，抗偏移能力弱，当负载电阻变化较大时，输出电压的波动范围也较大，不利于系统的稳定运行。而本申请的开关网络相较于传统的用于射频电源阻抗匹配的网络而言，将双稳态电路模块与n+1级LC网络结合，进行分级调节，具体可以根据实际需要根据外来触发信号对n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整n+1级LC网络的级数（如调整n-m个LC网络和m个LC网络的级数），从而调整n-m个LC网络和m个LC网络的双稳态电路的状态，从而达到阻抗匹配的目的（即控制阻抗匹配系统的输出电流和/或电压）。本方案能够实现“等差调节”或“粗调微调”，从而有效提高自由调整度以及简化控制方法，另外，采用双稳态电路代替单刀双掷开关可以不受磁场干扰的同时节能省电，更有利于系统稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述阻抗匹配系统还包括控制器；
所述控制器用于根据所述外来触发信号对所述n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整所述n+1级LC网络的级数。
在本申请实施例中，阻抗匹配系统中共有n+1级LC网络，若该阻抗匹配网络需要n级LC网络并联，在没有外来触发信号的作用下，n级LC网络的双稳态电路均处于第一稳定状态，在外来触发信号的作用下，n级LC网络中的前m个双稳态电路按预设顺序（比如从右到左的顺序）的双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，则n-m个LC网络的双稳态电路维持第一稳定状态。本方案根据外来触发信号对n级LC网络中的双稳态电路的触发程度，来调整n级LC网络的数量，然后根据n级LC网络的数量（即调整设计的n和m的值）来调节n级LC网络中的m个LC网络的双稳态电路的状态和n-m个LC网络的双稳态电路的状态（即当m个LC网络由第一稳定状态翻转为第二稳定状态时，n-m个LC网络维持第一稳定状态），最终控制阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。
在另一种可能的实现方式中，所述控制器还用于调节所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路为所述第一稳定状态，以及调节所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路为所述第二稳定状态。
在本申请实施例中，双稳态电路接入n+1级LC网络的部分包括Sn端、Sn-1端和Sn-2端，n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一LC网络中的双稳态电路的Sn端连接第1级LC网络的电感的第一端，n+1级LC网络中每一级LC网络的双稳态电路的Sn-1端相连接，第一LC网络中的双稳态电路的Sn-2端连接第一电感和第一电容，当n-m个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态时，n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-1端的状态，m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态时，m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-2端的状态。本方案为n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络被配置为第一稳定状态，以及m个LC网络的双稳态电路为所述第二稳定状态时的具体实现过程。
在又一种可能的实现方式中，若m=1，n=2，在按预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括第一电流回路、第二电流回路和第三电流回路，所述第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，其中，所述输入电压Uin为射频电源模块的等效电源；所述第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，所述第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述第二电流回路的电流Ip、等效负载电阻
RL、所述第一电感的阻抗ZL1、所述第一电容的阻抗Zc1、所述第二电感的阻抗ZLp、所述第二电
容的阻抗Zcp、所述第三电感的阻抗ZLR和所述第三电容的阻抗ZcR与所述输出电流Io满足预
设关系
。
在本申请实施例中，若m=1，n=2，即该阻抗匹配系统中包括3级LC网络和2个双稳态电路时，在按预设顺序输入外来触发信号触发3级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，第1个双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，另一个双稳态电路在没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，在该3级LC网络中存在3个电流回路，第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL，根据基尔霍夫电压定律KVL对上述三个电流回路分别列出方程式后，组成方程组，然后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
在又一种可能的实现方式中，若m=n≠1，在按所述预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中n个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括m+2个电流回路，所述m+2个电流回路包括所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2、m+2个电流回路的电流Im+2与所述输出电流Io满足预设关系。
在本申请实施例中，若m=n≠1，即该阻抗匹配系统中包括n+1级LC网络和n个双稳态电路时，在按预设顺序输入外来触发信号触发n+1级LC网络中前m个双稳态电路的情况下，前m个双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，其余n-m个双稳态电路以及第n+1个LC网络在均没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，在该n+1级LC网络中存在m+2个电流回路，该m+2个电流回路包括输入电流Iin、输入电压Uin、等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2，根据基尔霍夫电压定律KVL对上述m+2个电流回路分别列出方程式后，组成方程组，然后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
在又一种可能的实现方式中，所述双稳态电路的逻辑结构包括或非门；
若输入为S=0，R=1，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=0；
若所述输入为S=1，R=0，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1；
若所述输入为S=0，R=0，所述双稳态电路的输出状态保持不变；
若所述输入为S=1，R=1，所述双稳态电路被转换为不稳定状态。
在本申请实施例中，现阶段的双稳态电路拥有多种实现方式，在该阻抗匹配系统的应用中，可以根据不同的需求选择不同的双稳态电路模块。本方案的双稳态电路由或非门构成，当输入为置位端S=0，复位端R=1时，输出为Q=0，此时双稳态电路被置0，即双稳态电路被配置为第一稳定状态；当输入为置位端S=1，复位端R=0时，输出为Q=1，此时双稳态电路被置1，即双稳态电路被配置为第二稳定状态；当输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态保持不变；当输入为置位端S=1，复位端R=1时，双稳态电路状态不稳定，应尽量避免出现这种情况。本方案通过采用或非门双稳态电路，能够不受噪声及磁场干扰，且结构简单，利于节能与环保。
在又一种可能的实现方式中，所述双稳态电路的结构包括D触发器，所述D触发器
包括输入端Q和输出端
，所述输出端
与数据端D线相连，Q=0，
=1，D=1，复位端R与置
位端S均接地；
若在触发端CL输入正脉冲信号，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其
中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1，
=0；
若撤去所述正脉冲信号，则所述双稳态电路维持所述第一稳定状态；
若再次输入所述正脉冲信号所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，
所述双稳态电路的输出表征为Q=0，
=1。
在本申请实施例中，利用D触发器构成双稳态电路。D触发器有两个互补的输出端，
即Q与
，可构成两个稳定状态。具体的，当Q=1时，
=0，反之当Q=0时，
=1。若此时D触
发器Q=0，
=1，从触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端高电平送入双稳态电路，双
稳态电路翻转为Q=1，
=0的稳定状态；若撤去正脉冲信号，双稳态电路则维持Q=1，
=0
的稳定状态；若再在触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端低电平送入双稳态电路，双
稳态电路则再次翻转为Q=0，
=1的稳定状态。本方案通过利用D触发器构成双稳态电路，
同样能够实现双稳态功能。
在又一种可能的实现方式中，所述双稳态电路的结构包括反相器V1和反相器V2，所述反相器V1的输出端通过电阻耦合到所述反相器V2的输入端；
若所述反相器V1截止，则所述反相器V2导通，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态；
若所述反相器V1导通，则所述反相器V2截止，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态。
在本申请实施例中，利用分立元件构成双稳态电路，其中，晶体管PNP型V1、V2是两个反相器，该反相器V1和反相器V2交叉耦合构成双稳态电路，每个反相器的输出端通过电阻分别耦合到另一个反相器的输入端。由于反相器的输入和输出信号是反相的，很容易形成两个稳定状态，具体的，反相器V1截止，则反相器V2导通；反之，反相器V1导通，则反相器V2截止。RC1和RC2对应反相器V1和反相器V2的负载电阻，Rk1、Rk2是两个晶体管级间耦合电阻。为保证晶体管快速截止，用RB1、RB2及电源E为各个晶体管的基极提供反偏置，两个晶体管集电极的A点和B点是两个输出端，这种电路一般是对称的，即RC1= RC2，RB1= RB2，两个晶体管的参数亦应相同，本方案通过采用分立元件构成双稳态电路，同样能够实现双稳态功能。
第二方面，本申请实施例提供一种阻抗匹配方法，该方法应用于第一方面或第一方面任一种可能的实施方式所描述的系统。
第三方面，本申请实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有指令，当所述指令在至少一个处理器上运行时，实现前述第二方面所描述的方法。
第四方面，本申请提供了一种计算机程序产品，计算机程序产品包括计算机指令，当所述指令在至少一个处理器上运行时，实现前述第二方面所描述的方法。该计算机程序产品可以为一个软件安装包，在需要使用前述方法的情况下，可以下载该计算机程序产品并在计算设备上执行该计算机程序产品。
本申请第二至第四方面所提供的技术方法，其有益效果可以参考第一方面的技术方案的有益效果，此处不再赘述。
附图说明
下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。
图1是本申请实施例提供的一种阻抗匹配系统的架构示意图；
图2是本申请实施例提供的一种阻抗匹配方法的流程示意图；
图3是本申请实施例提供的一种包括3级LC网络的阻抗匹配系统的示意图；
图4是本申请实施例提供的一种包括n+1级LC网络的阻抗匹配系统的示意图；
图5是本申请实施例提供的一种由或非门构成双稳态电路的示意图；
图6是本申请实施例提供的一种由D触发器构成双稳态电路的示意图；
图7是本申请实施例提供的一种由分立元件构成双稳态电路的示意图；
图8是本申请实施例提供的一种阻抗匹配设备80的结构示意图。
具体实施方式
下面结合本申请实施例中的附图对本申请实施例进行描述。
请参见图1，图1是本申请实施例提供的一种阻抗匹配系统的架构示意图，该阻抗匹配系统中共有n+1级LC网络，以n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一LC网络为例，第一LC网络包括双稳态电路S1101、第一电感102、第一电容103和第二电容104，双稳态电路S1101的S1端、S1-1端和S1-2端接入第一LC网络，第一LC网络中的双稳态电路S1101的S1端连接第1级LC网络的电感的第一端，第一LC网络的双稳态电路S1101的S1-1端与第二LC网络的双稳态电路S2的S2-1端相连接，第一LC网络中的双稳态电路S1101的S1-2端连接第一电感102和第一电容103，另外，n+1级LC网络中的第i-1级LC网络中的第一电容为第i级LC网络中的第二电容（比如3级LC网络中的第一LC网络中的第一电容103为第二级LC网络中的第二电容104），n为大于或等于2的整数。
若该阻抗匹配系统中需要n级LC网络并联，在没有外来触发信号的作用下，n级LC网络的双稳态电路均处于第一稳定状态，在外来触发信号的作用下，n级LC网络中的前m个双稳态电路按预设顺序（比如从右到左的顺序）的双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，则n-m个LC网络的双稳态电路维持第一稳定状态。本申请可以根据外来触发信号对n级LC网络中的双稳态电路的触发程度，来调整n级LC网络的数量，然后根据n级LC网络的数量（即调整设计的n和m的值）来调节n级LC网络中的m个LC网络的双稳态电路的状态和n-m个LC网络的双稳态电路的状态（即当m个LC网络由第一稳定状态翻转为第二稳定状态时，n-m个LC网络以及第n+1个LC网络维持第一稳定状态），最终控制阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。
下面对本申请实施例的方法进行详细介绍。
请参见图2，图2是本申请实施例提供的一种阻抗匹配方法的流程示意图。可选的，该方法可以应用图1所述系统。
如图2所述的阻抗匹配方法至少包括步骤S201至步骤S202。
步骤S201：阻抗匹配系统将n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态，以及将n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态。
其中，n为大于或等于2的整数，m为根据阻抗匹配系统的外来触发信号确定的整数，本申请通过设计n和m的值，来控制阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。
具体的，首先阻抗匹配系统中包括n+1级LC网络，每个双稳态电路接入n+1级LC网络的部分包括Sn端、Sn-1端和Sn-2端，n+1级LC网络中每一级LC网络的双稳态电路的Sn-1端相连接（应说明的是，该双稳态电路的状态为仅连接Sn端时，表明该双稳态电路的Sn端不连接元器件，而是与其它双稳态电路的Sn端相连接），以第一LC网络为例进行说明，第一LC网络包括第一双稳态电路、第一电感、第一电容和第二电容，n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一LC网络中的双稳态电路的S1端连接第1级LC网络的电感的第一端，第一LC网络的双稳态电路的S1-1端与第二LC网络的双稳态电路的S2-1端相连接，第一LC网络中的双稳态电路的S1-2端连接第一电感和第一电容，n+1级LC网络中的第i-1级LC网络中的第一电容为第i级LC网络中的第二电容（依旧如图1所示，当i=3时，3级LC网络中第2级LC网络的第一电容为第3级LC网络中的第二电容，再如，当i=2时，2级LC网络中第1级LC网络的第一电容为第2级LC网络中的第二电容）。
进一步的，当n-m个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态时，n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-1端的状态，m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态时，m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-2端的状态。为便于理解，举例来说，依旧如图1所示，当m=0时，此时未输入外来触发信号，所有双稳态电路被配置为第一稳定状态，此时双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-1端的状态，当m=1，n=2时，阻抗匹配系统中包括3级LC网络和2个双稳态电路。在按预设顺序输入外来触发信号作用于第一LC网络的双稳态电路（在本申请实施例中的预设顺序为右到左依次输入外来触发信号）时，第一LC网络的双稳态电路配置被配置为第二稳定状态，此时双稳态电路切换为连接S1端和S1-2端的状态，另一个双稳态电路维持第一稳定状态，此时该双稳态电路为连接S1端和S1-1端的状态（应说明的是，双稳态电路在切换为连接S1端和S1-1端的状态以及切换为连接S1端和S1-2端的状态之前的状态，本申请并不对此做限定）。
再如，当m=2，n=4时，阻抗匹配系统中包括5级LC网络和4个双稳态电路。在按预设顺序输入外来触发信号作用于前两个LC网络的双稳态电路时，第1个和第2个LC网络的双稳态电路配置被配置为第一稳定状态，此时第1个和第2个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-1端的状态；而当再次输入外来触发信号作用于第1个和第2个LC网络的双稳态电路时，该第1个和第2个LC网络的双稳态电路被配置为第二稳定状态，此时该第1个和第2个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-2端的状态。本方案为n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络被配置为第一稳定状态，以及m个LC网络的双稳态电路为第二稳定状态时的具体实现过程。
步骤S202：阻抗匹配系统控制阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。
具体的，阻抗匹配系统可以根据n+1级LC网络中的n和m的值进行调节，在本申请实施例中包括但不限于m=1，n=2和m=n≠1这两种情况，下面针对上述两种情况进行详细说明。
情况一，若m=1，n=2（即该阻抗匹配系统中包括3级LC网络和2个双稳态电路，其中，3级LC网络为第1级LC网络、第一LC网络和第二LC网络），在按预设顺序输入所述外来触发信号触发3级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，第1个双稳态电路（双稳态电路S1）由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，另一个双稳态电路（双稳态电路S2）在没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，图3是本申请实施例提供的一种包括3级LC网络的阻抗匹配系统的示意图，如图3所示，在该3级LC网络中存在3个电流回路，即阻抗匹配系统中包括第一电流回路（即第二LC网络）、第二电流回路（第一LC网络）和第三电流回路（第1级LC网络），第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，其中，输入电压Uin为射频电源模块的等效电源；第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL。
在根据基尔霍夫电压定律KVL对上述三个电流回路分别列出下面三个方程式（1）
（2）（3）后，组成方程组
，即输入电流
Iin、输入电压Uin、第二电流回路的电流Ip、等效负载电阻RL、第一电感的阻抗ZL1、第一电容的
阻抗Zc1、第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第三电感的阻抗ZLR和第三电容的阻抗
ZcR与输出电流Io满足上述方程组的预设关系，最后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电
流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
情况二，若m=n≠1（即该阻抗匹配系统中包括n+1级LC网络和n个双稳态电路），在按预设顺序输入所述外来触发信号触发n+1级LC网络中n个双稳态电路的情况下，前m个双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，其余n-m个双稳态电路以及第n+1个LC网络在均没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，图4是本申请实施例提供的一种包括n+1级LC网络的阻抗匹配系统的示意图，如图4所示，在该n+1级LC网络中存在m+2个电流回路，即阻抗匹配系统中包括m+2个电流回路，该m+2个电流回路中包括输入电流Iin、输入电压Uin、等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2。
根据基尔霍夫电压定律KVL对上述m+2个电流回路分别列出方程式后，组成方程组，即输入电流Iin、输入电压Uin、等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2、m+2个电流回路的电流Im+2与输出电流Io满足预设关系，最后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
另外，现阶段的双稳态电路拥有多种实现方式，在该阻抗匹配系统的应用中，可以根据不同的需求选择不同的双稳态电路模块。
可选的，图5是本申请实施例提供的一种由或非门构成双稳态电路的示意图，如图5所示，双稳态电路由或非门构成，如表1所示，当输入为置位端S=0，复位端R=1时，输出为Q=0，此时双稳态电路被置0，即双稳态电路被配置为第一稳定状态；当输入为置位端S=1，复位端R=0时，输出为Q=1，此时双稳态电路被置1，即双稳态电路被配置为第二稳定状态；当输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态保持不变（若输入为置位端S=0，复位端R=0之前，双稳态电路被配置为第二稳定状态，则输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态维持第二稳定状态；若输入为置位端S=0，复位端R=0之前，双稳态电路被配置为第一稳定状态，则输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态维持第一稳定状态，即输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态取决于输入信号之前的状态）；当输入为置位端S=1，复位端R=1时，双稳态电路状态不稳定，应尽量避免出现这种情况。本方案通过采用或非门双稳态电路，能够不受噪声及磁场干扰，且结构简单，利于节能与环保。
表1
可选的，图6是本申请实施例提供的一种由D触发器构成双稳态电路的示意图，如
图6所示，双稳态电路的结构包括D触发器，D触发器有两个互补的输出端，即Q与
，可构成
两个稳定状态。具体的，当Q=1时，
=0，反之当Q=0时，
=1。若此时D触发器Q=0，
=1，从
触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端高电平送入双稳态电路，双稳态电路翻转为Q=
1，
=0的稳定状态；若撤去正脉冲信号，双稳态电路则维持Q=1，
=0的稳定状态；若再在
触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端低电平送入双稳态电路，双稳态电路则再次翻
转为Q=0，
=1的稳定状态。本方案通过利用D触发器构成双稳态电路，同样能够实现双稳
态功能。
可选的，图7是本申请实施例提供的一种由分立元件构成双稳态电路的示意图，如图7所示，双稳态电路的结构包括分立元件，其中包括晶体管PNP型V1、V2两个反相器，该反相器V1和反相器V2交叉耦合构成双稳态电路，每个反相器的输出端通过电阻分别耦合到另一个反相器的输入端。由于反相器的输入和输出信号是反相的，很容易形成两个稳定状态，具体的，反相器V1截止，则反相器V2导通，双稳态电路被配置为第一稳定状态；反之，反相器V1导通，则反相器V2截止，双稳态电路被配置为第二稳定状态。另外，RC1和RC2对应反相器V1和反相器V2的负载电阻，Rk1、Rk2是两个晶体管级间耦合电阻。为保证晶体管快速截止，用RB1、RB2及电源E为各个晶体管的基极提供反偏置，两个晶体管集电极的A点和B点是两个输出端，这种电路一般是对称的，即RC1= RC2，RB1= RB2，两个晶体管的参数亦应相同，本方案通过采用分立元件构成双稳态电路，同样能够实现双稳态功能。
现有技术中，在进行射频电源的阻抗匹配时，传统的用于射频电源阻抗匹配网络的方法的自由调整度有限，在实现阻抗匹配时计算方法复杂，计算量过大，抗偏移能力弱，当负载电阻变化较大时，输出电压的波动范围也较大，不利于系统的稳定运行。而本申请的开关网络相较于传统的用于射频电源阻抗匹配的网络而言，将双稳态电路模块与n+1级LC网络结合，进行分级调节，具体可以根据实际需要根据外来触发信号对n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整n+1级LC网络的级数（如调整n-m个LC网络和m个LC网络的级数），从而调整n-m个LC网络和m个LC网络的双稳态电路的状态，从而达到阻抗匹配的目的（即控制阻抗匹配系统的输出电流和/或电压）。本方案能够实现“等差调节”或“粗调微调”，从而有效提高自由调整度以及简化控制方法，另外，采用双稳态电路代替单刀双掷开关可以不受磁场干扰的同时节能省电，更有利于系统稳定性。
上述详细阐述了本申请实施例的方法，下面提供本申请实施例的设备。
请参见图8，图8是本申请实施例提供的一种阻抗匹配设备80的结构示意图，例如芯片、软件模块、集成电路等。该阻抗匹配设备80可以包括至少一个控制器801。可选的还可以包括至少一个存储器803。进一步可选的，该阻抗匹配设备80还可以包括通信接口802。更进一步可选的，还可以包含总线804，其中，控制器801、通信接口802和存储器803通过总线804相连。
其中，控制器801是进行算术运算和/或逻辑运算的模块，具体可以是中央处理器（Central Processing Unit，CPU）、图片处理器（Graphics Processing Unit，GPU）、微处理器（Microprocessor Unit，MPU）、专用集成电路（Application Specific IntegratedCircuit，ASIC）、现场可编程逻辑门阵列（Field Programmable Gate Array，FPGA）、复杂可编程逻辑器件（Complex Programmable Logic Device，CPLD）、协处理器（协助中央处理器完成相应处理和应用）、微控制单元（Microcontroller Unit，MCU）等处理模块中的一种或者多种的组合。
通信接口802可以用于为所述至少一个控制器提供信息输入或者输出。和/或，所述通信接口802可以用于接收外部发送的数据和/或向外部发送数据，可以为包括诸如以太网电缆等的有线链路接口，也可以是无线链路（Wi-Fi、蓝牙、通用无线传输、车载短距通信技术以及其他短距无线通信技术等）接口。可选的，通信接口802还可以包括与接口耦合的发射器（如射频发射器、天线等），或者接收器等。
存储器803用于提供存储空间，存储空间中可以存储操作系统和计算机程序等数据。存储器803可以是随机存储记忆体（Random Access Memory，RAM）、只读存储器（Read-only Memory，ROM）、可擦除可编程只读存储器（Erasable Programmable Read-onlyMemory，EPROM）、或便携式只读存储器（Compact Disc Read-only Memory，CD-ROM）等等中的一种或者多种的组合。
该阻抗匹配设备80中的至少一个控制器801用于执行前述的方法，例如图2所述实施例所描述的方法。
可选的，控制器801，可以是专门用于执行这些方法的处理器（便于区别称为专用处理器），也可以是通过调用计算机程序来执行这些方法的处理器，例如通用处理器。可选的，至少一个控制器801还可以既包括专用处理器也包括通用处理器。可选的，在计算设备包括至少一个控制器801的情况下，上述计算机程序可以存在存储器803中。
可选的，该阻抗匹配设备80中的至少一个控制器801用于执行调用计算机指令，以执行以下操作：
将所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态，将所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态，以控制所述阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout，其中，m为根据所述阻抗匹配系统的外来触发信号确定的整数，所述n-m个LC网络的双稳态电路配置为所述第一稳定状态时，所述n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-1端的状态，所述m个LC网络的双稳态电路配置为所述第二稳定状态时，所述m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-2端的状态。
现有技术中，在进行射频电源的阻抗匹配时，传统的用于射频电源阻抗匹配网络的方法的自由调整度有限，在实现阻抗匹配时计算方法复杂，计算量过大，抗偏移能力弱，当负载电阻变化较大时，输出电压的波动范围也较大，不利于系统的稳定运行。而本申请的开关网络相较于传统的用于射频电源阻抗匹配的网络而言，将双稳态电路模块与n+1级LC网络结合，进行分级调节，具体可以根据实际需要根据外来触发信号对n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整n+1级LC网络的级数（如调整n-m个LC网络和m个LC网络的级数），从而调整n-m个LC网络和m个LC网络的双稳态电路的状态，从而达到阻抗匹配的目的（即控制阻抗匹配系统的输出电流和/或电压）。本方案能够实现“等差调节”或“粗调微调”，从而有效提高自由调整度以及简化控制方法，另外，采用双稳态电路代替单刀双掷开关可以不受磁场干扰的同时节能省电，更有利于系统稳定性。
可选的，所述控制器801还用于：
根据所述外来触发信号对所述n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整所述n+1级LC网络的级数。
在本申请实施例中，阻抗匹配系统中共有n+1级LC网络，若该阻抗匹配网络需要n级LC网络并联，在没有外来触发信号的作用下，n级LC网络的双稳态电路均处于第一稳定状态，在外来触发信号的作用下，n级LC网络中的前m个双稳态电路按预设顺序（比如从右到左的顺序）的双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，则n-m个LC网络的双稳态电路维持第一稳定状态。本方案根据外来触发信号对n级LC网络中的双稳态电路的触发程度，来调整n级LC网络的数量，然后根据n级LC网络的数量（即调整设计的n和m的值）来调节n级LC网络中的m个LC网络的双稳态电路的状态和n-m个LC网络的双稳态电路的状态（即当m个LC网络由第一稳定状态翻转为第二稳定状态时，n-m个LC网络维持第一稳定状态），最终控制阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout。
可选的，所述控制器801还用于：
调节所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路为所述第一稳定状态，以及调节所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路为所述第二稳定状态。
在本申请实施例中，双稳态电路接入n+1级LC网络的部分包括Sn端、Sn-1端和Sn-2端，n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一LC网络中的双稳态电路的Sn端连接第1级LC网络的电感的第一端，n+1级LC网络中每一级LC网络的双稳态电路的Sn-1端相连接，第一LC网络中的双稳态电路的Sn-2端连接第一电感和第一电容，当n-m个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态时，n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-1端的状态，m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态时，m个LC网络的双稳态电路切换为连接Sn端和Sn-2端的状态。本方案为n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络被配置为第一稳定状态，以及m个LC网络的双稳态电路为所述第二稳定状态时的具体实现过程。
可选的，若m=1，n=2，在按预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括第一电流回路、第二电流回路和第三电流回路，所述第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，其中，所述输入电压Uin为射频电源模块的等效电源；所述第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，所述第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述第二电流回路的电流Ip、等效负载电阻RL、所述第一电感的阻抗ZL1、所述第一电容的阻抗Zc1、所述第二电感的阻抗ZLp、所述第二电容的阻抗Zcp、所述第三电感的阻抗ZLR和所述第三电容的阻抗ZcR与所述输出电流Io满足预设关系。
在本申请实施例中，若m=1，n=2，即该阻抗匹配系统中包括3级LC网络和2个双稳态电路时，在按预设顺序输入外来触发信号触发3级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，第1个双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，另一个双稳态电路在没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，在该3级LC网络中存在3个电流回路，第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL，根据基尔霍夫电压定律KVL对上述三个电流回路分别列出方程式后，组成方程组，然后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
可选的，若m=n≠1，在按所述预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中n个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括m+2个电流回路，所述m+2个电流回路包括所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2、m+2个电流回路的电流Im+2与所述输出电流Io满足预设关系。
在本申请实施例中，若m=n≠1，即该阻抗匹配系统中包括n+1级LC网络和n个双稳态电路时，在按预设顺序输入外来触发信号触发n+1级LC网络中前m个双稳态电路的情况下，前m个双稳态电路由第一稳定状态翻转为第二稳定状态，其余n-m个双稳态电路以及第n+1个LC网络在均没有受到外来触发信号的作用下，维持第一稳定状态。具体的，在该n+1级LC网络中存在m+2个电流回路，该m+2个电流回路包括输入电流Iin、输入电压Uin、等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2，根据基尔霍夫电压定律KVL对上述m+2个电流回路分别列出方程式后，组成方程组，然后通过对方程组中阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout进行控制，从而实现阻抗匹配的目的。
可选的，所述双稳态电路的逻辑结构包括或非门；
若输入为S=0，R=1，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=0；
若所述输入为S=1，R=0，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1；
若所述输入为S=0，R=0，所述双稳态电路的输出状态保持不变；
若所述输入为S=1，R=1，所述双稳态电路被转换为不稳定状态。
在本申请实施例中，现阶段的双稳态电路拥有多种实现方式，在该阻抗匹配系统的应用中，可以根据不同的需求选择不同的双稳态电路模块。本方案的双稳态电路由或非门构成，当输入为置位端S=0，复位端R=1时，输出为Q=0，此时双稳态电路被置0，即双稳态电路被配置为第一稳定状态；当输入为置位端S=1，复位端R=0时，输出为Q=1，此时双稳态电路被置1，即双稳态电路被配置为第二稳定状态；当输入为置位端S=0，复位端R=0时，双稳态电路的输出状态保持不变；当输入为置位端S=1，复位端R=1时，双稳态电路状态不稳定，应尽量避免出现这种情况。本方案通过采用或非门双稳态电路，能够不受噪声及磁场干扰，且结构简单，利于节能与环保。
可选的，所述双稳态电路的结构包括D触发器，所述D触发器包括输入端Q和输出端
，所述输出端
与数据端D线相连，Q=0，
=1，D=1，复位端R与置位端S均接地；
若在触发端CL输入正脉冲信号，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其
中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1，
=0；
若撤去所述正脉冲信号，则所述双稳态电路维持所述第一稳定状态；
若再次输入所述正脉冲信号所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，
所述双稳态电路的输出表征为Q=0，
=1。
在本申请实施例中，利用D触发器构成双稳态电路。D触发器有两个互补的输出端，
即Q与
，可构成两个稳定状态。具体的，当Q=1时，
=0，反之当Q=0时，
=1。若此时D触
发器Q=0，
=1，从触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端高电平送入双稳态电路，双
稳态电路翻转为Q=1，
=0的稳定状态；若撤去正脉冲信号，双稳态电路则维持Q=1，
=0
的稳定状态；若再在触发端CL输入一正脉冲信号，D触发器将D端低电平送入双稳态电路，双
稳态电路则再次翻转为Q=0，
=1的稳定状态。本方案通过利用D触发器构成双稳态电路，
同样能够实现双稳态功能。
可选的，所述双稳态电路的结构包括反相器V1和反相器V2，所述反相器V1的输出端通过电阻耦合到所述反相器V2的输入端；
若所述反相器V1截止，则所述反相器V2导通，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态；
若所述反相器V1导通，则所述反相器V2截止，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态。
在本申请实施例中，利用分立元件构成双稳态电路，其中，晶体管PNP型V1、V2是两个反相器，该反相器V1和反相器V2交叉耦合构成双稳态电路，每个反相器的输出端通过电阻分别耦合到另一个反相器的输入端。由于反相器的输入和输出信号是反相的，很容易形成两个稳定状态，具体的，反相器V1截止，则反相器V2导通；反之，反相器V1导通，则反相器V2截止。RC1和RC2对应反相器V1和反相器V2的负载电阻，Rk1、Rk2是两个晶体管级间耦合电阻。为保证晶体管快速截止，用RB1、RB2及电源E为各个晶体管的基极提供反偏置，两个晶体管集电极的A点和B点是两个输出端，这种电路一般是对称的，即RC1= RC2，RB1= RB2，两个晶体管的参数亦应相同，本方案通过采用分立元件构成双稳态电路，同样能够实现双稳态功能。
本申请还提供了一种算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有指令，当所述指令在至少一个处理器上运行时，实现前述的阻抗匹配方法，例如图2所述的方法。
本申请还提供了一种计算机程序产品，该计算机程序产品包括计算机指令，在被计算设备执行时，实现前述的阻抗匹配方法，例如图2所述的方法。
本申请实施例中，“举例来说”或者“比如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请中被描述为“举例来说”或者“比如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“举例来说”或者“比如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
本申请中实施例提到的“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项（个）或复数项（个）的任意组合。例如，a、b、或c中的至少一项（个），可以表示：a、b、c、（a和b）、（a和c）、（b和c）、或（a和b和c），其中a、b、c可以是单个，也可以是多个。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A、同时存在A和B、单独存在B这三种情况，其中A、B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
以及，除非有相反的说明，本申请实施例使用“第一”、“第二”等序数词是用于对多个对象进行区分，不用于限定多个对象的顺序、时序、优先级或者重要程度。例如，第一设备和第二设备，只是为了便于描述，而并不是表示这第一设备和第二设备的结构、重要程度等的不同，在某些实施例中，第一设备和第二设备还可以是同样的设备。
上述实施例中所用，根据上下文，术语“当……时”可以被解释为意思是“如果……”或“在……后”或“响应于确定……”或“响应于检测到……”。以上所述仅为本申请的可选实施例，并不用以限制本申请，凡在本申请的构思和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (11)
1.一种阻抗匹配系统，其特征在于，所述阻抗匹配系统包括n+1级LC网络，所述n+1级LC网络均包括双稳态电路，第一LC网络包括双稳态电路、第一电感、第一电容和第二电容，所述双稳态电路的Sn端、Sn-1端和Sn-2端接入所述n+1级LC网络，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn端连接第1级LC网络的电感的第一端，所述第1级LC网络的电感的另一端连接所述第1级LC网络的电容，所述n+1级LC网络中每一级LC网络的所述双稳态电路的所述Sn-1端相连接，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn-2端连接所述第一电感和所述第一电容，所述n+1级LC网络中的第i-1级LC网络中的第一电容为第i级LC网络中的第二电容，所述第一LC网络为所述n+1级LC网络中除所述第1级LC网络外的第一个LC网络，所述n+1级LC网络中除所述第1级LC网络和第n级LC网络外的其它LC网络的结构和连接方式，与所述第一LC网络的结构和连接方式相同，第n级LC网络的双稳态电路的Sn-2端悬空，所述第n级LC网络为所述n+1级LC网络中最后一个LC网络，n为大于或等于2的整数，i为大于或等于2的整数，其中：
所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路用于配置为第一稳定状态，所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路用于配置为第二稳定状态，以控制所述阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout，其中，m为根据所述阻抗匹配系统的外来触发信号确定的整数，所述n-m个LC网络的双稳态电路配置为所述第一稳定状态时，所述n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-1端的状态，所述m个LC网络的双稳态电路配置为所述第二稳定状态时，所述m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-2端的状态。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述阻抗匹配系统还包括控制器；
所述控制器用于根据所述外来触发信号对所述n+1级LC网络中的双稳态电路的触发程度，调整所述n+1级LC网络的级数。
3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于：
所述控制器还用于调节所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路为所述第一稳定状态，以及调节所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路为所述第二稳定状态。
4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于：
若m=1，n=2，在按预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中第1个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括第一电流回路、第二电流回路和第三电流回路，所述第一电流回路包括第一电感的阻抗ZL1、第一电容的阻抗Zc1、输入电流Iin、输入电压Uin，其中，所述输入电压Uin为射频电源模块的等效电源；所述第二电流回路包括第二电感的阻抗ZLp、第二电容的阻抗Zcp、第二电流回路的电流Ip，所述第三电流回路包括第三电感的阻抗ZLR、第三电容的阻抗ZcR、输出电流Io、等效负载电阻RL；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述第二电流回路的电流Ip、等效负载电阻RL、所述第一电感的阻抗ZL1、所述第一电容的阻抗Zc1、所述第二电感的阻抗ZLp、所述第二电容的阻抗Zcp、所述第三电感的阻抗ZLR和所述第三电容的阻抗ZcR与所述输出电流Io满足预设关系
。
5.根据权利要求3所述的系统，其特征在于：
若m=n≠1，在按预设顺序输入所述外来触发信号触发所述n+1级LC网络中n个双稳态电路的情况下，所述阻抗匹配系统中包括m+2个电流回路，所述m+2个电流回路包括输入电流Iin、输入电压Uin、等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2和m+2个电流回路的电流Im+2；
所述输入电流Iin、所述输入电压Uin、所述等效负载电阻RL、m+2个电感的阻抗ZLm+2、m+2个电容的阻抗Zcm+2、m+2个电流回路的电流Im+2与所述输出电流Io满足预设关系。
6.根据权利要求1-5任一项所述的系统，其特征在于，所述双稳态电路的逻辑结构包括或非门；
若输入为S=0，R=1，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=0；
若所述输入为S=1，R=0，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1；
若所述输入为S=0，R=0，所述双稳态电路的输出状态保持不变；
若所述输入为S=1，R=1，所述双稳态电路被转换为不稳定状态。
7.根据权利要求1-5任一项所述的系统，其特征在于，所述双稳态电路的结构包括D触发器，所述D触发器包括输入端Q和输出端
，所述输出端
与数据端D线相连，Q=0，
=1，D=1，复位端R与置位端S均接地；
若在触发端CL输入正脉冲信号，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=1，
=0；
若撤去所述正脉冲信号，则所述双稳态电路维持所述第一稳定状态；
若再次输入所述正脉冲信号所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态，其中，所述双稳态电路的输出表征为Q=0，
=1。
8.根据权利要求1-5任一项所述的系统，其特征在于，所述双稳态电路的结构包括反相器V1和反相器V2，所述反相器V1的输出端通过电阻耦合到所述反相器V2的输入端；
若所述反相器V1截止，则所述反相器V2导通，所述双稳态电路被配置为所述第一稳定状态；
若所述反相器V1导通，则所述反相器V2截止，所述双稳态电路被配置为所述第二稳定状态。
9.一种阻抗匹配方法，其特征在于，应用于阻抗匹配系统，所述阻抗匹配系统包括n+1级LC网络，所述n+1级LC网络均包括双稳态电路，第一LC网络包括双稳态电路、第一电感、第一电容和第二电容，所述双稳态电路的Sn端、Sn-1端和Sn-2端接入所述n+1级LC网络，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn端连接第1级LC网络的电感的第一端，所述第1级LC网络的电感的另一端连接所述第1级LC网络的电容，所述n+1级LC网络中每一级LC网络的所述双稳态电路的所述Sn-1端相连接，所述第一LC网络中的所述双稳态电路的所述Sn-2端连接所述第一电感和所述第一电容，所述n+1级LC网络中的第i-1级LC网络中的第一电容为第i级LC网络中的第二电容，所述第一LC网络为所述n+1级LC网络中除第1级LC网络外的第一个LC网络，所述n+1级LC网络中除所述第1级LC网络和第n级LC网络外的其它LC网络的结构和连接方式，与所述第一LC网络的结构和连接方式相同，第n级LC网络的双稳态电路的Sn-2端悬空，所述第n级LC网络为所述n+1级LC网络中最后一个LC网络，n为大于或等于2的整数，i为大于或等于2的整数，所述方法包括：
将所述n+1级LC网络中n-m个LC网络的双稳态电路以及第n+1个LC网络的双稳态电路配置为第一稳定状态，将所述n+1级LC网络中m个LC网络的双稳态电路配置为第二稳定状态，以控制所述阻抗匹配系统的输出电流Io和/或输出电压Uout，其中，m为根据所述阻抗匹配系统的外来触发信号确定的整数，所述n-m个LC网络的双稳态电路配置为所述第一稳定状态时，所述n-m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-1端的状态，所述m个LC网络的双稳态电路配置为所述第二稳定状态时，所述m个LC网络的双稳态电路切换为连接所述Sn端和所述Sn-2端的状态。
10.一种阻抗匹配电路，其特征在于，包括射频电源模块、阻抗匹配系统和等离子腔体，所述阻抗匹配系统与所述射频电源模块连接，所述阻抗匹配系统还与所述等离子腔体连接，所述阻抗匹配系统用于获取所述射频电源模块提供的电源信号；还用于根据所述电源信号调节所述等离子腔体需求的负载阻抗，所述阻抗匹配系统为权利要求1-8任一项所述的阻抗匹配系统。
11.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质中存储有指令，当所述指令在至少一个处理器上运行时，实现如权利要求9所述的方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211525951.1A CN115622533B (zh) | 2022-12-01 | 2022-12-01 | 一种阻抗匹配系统及方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211525951.1A CN115622533B (zh) | 2022-12-01 | 2022-12-01 | 一种阻抗匹配系统及方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115622533A CN115622533A (zh) | 2023-01-17 |
| CN115622533B true CN115622533B (zh) | 2023-03-21 |
Family
ID=84880705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202211525951.1A Active CN115622533B (zh) | 2022-12-01 | 2022-12-01 | 一种阻抗匹配系统及方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115622533B (zh) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN202978850U (zh) * | 2012-12-19 | 2013-06-05 | 中微半导体设备(上海)有限公司 | 等离子体处理腔室及其射频匹配电路 |
| CN114465593A (zh) * | 2021-12-30 | 2022-05-10 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 双频匹配器的阻抗匹配方法及双频匹配器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3454945A (en) * | 1964-09-18 | 1969-07-08 | Texas Instruments Inc | Modular integrated electronics radar |
| NL8902812A (nl) * | 1989-11-14 | 1991-06-03 | Tno | Zelfafstembare hoogfrequente antenne. |
| DE19757142A1 (de) * | 1997-12-20 | 1999-07-08 | Philips Patentverwaltung | Mobilfunkgerät |
| JP7112952B2 (ja) * | 2018-12-26 | 2022-08-04 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス整合装置及びインピーダンス整合方法 |
| JP7436631B2 (ja) * | 2019-08-05 | 2024-02-21 | グーグル エルエルシー | 量子ビット用パラメトリック増幅器 |
-
2022
- 2022-12-01 CN CN202211525951.1A patent/CN115622533B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN202978850U (zh) * | 2012-12-19 | 2013-06-05 | 中微半导体设备(上海)有限公司 | 等离子体处理腔室及其射频匹配电路 |
| CN114465593A (zh) * | 2021-12-30 | 2022-05-10 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 双频匹配器的阻抗匹配方法及双频匹配器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115622533A (zh) | 2023-01-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN107241098B (zh) | 一种异步逐次逼近型模数转换器中比较器的失调校准电路 | |
| CN111613257B (zh) | 一种多相位时钟信号的门控电路、方法及电子设备 | |
| US7602877B2 (en) | Frequency divider and method for controlling the same | |
| CN103178813A (zh) | 一种低失调全动态比较器 | |
| CN110971192A (zh) | 一种快速起振的晶体振荡器电路 | |
| CN104184461A (zh) | 一种小数分频器 | |
| CN102055465A (zh) | 一种可配置任意整数半整数分频器装置及方法 | |
| US9906226B2 (en) | Multi-modulus frequency divider and electronic apparatus including the same | |
| CN115622533B (zh) | 一种阻抗匹配系统及方法 | |
| JP2008252774A (ja) | 電圧制御発振器、及び電圧制御発振方法 | |
| CN102624334A (zh) | 高功率大调谐范围的旋转行波压控振荡器 | |
| CN103281071A (zh) | 锁存器及包括该锁存器的分频器电路 | |
| CN107395179B (zh) | 一种用于射频开关的噪声抑制电路 | |
| JP2002335144A (ja) | スイッチド・キャパシタ・フィルタ回路 | |
| CN112436837A (zh) | 多模压控振荡装置和无线收发机 | |
| US20140361758A1 (en) | Power supply circuit | |
| CN109818360B (zh) | 组合电容补偿装置及连接方法 | |
| CN102075154B (zh) | 一种低功耗可编程增益放大器装置 | |
| TWI385923B (zh) | 具有全除數範圍之除頻器結構 | |
| CN108111164A (zh) | 一种可编程分频器 | |
| KR101773307B1 (ko) | 쿼드러처 분할기 | |
| US20220376686A1 (en) | Pin state configuration circuit and configuration method, and electronic device | |
| JP6112307B2 (ja) | バンドパスフィルタ | |
| US6297681B1 (en) | Multi-cell delay generator device wherein the cells have transistor stacks and selective stack transistor bypasses | |
| CN111711447A (zh) | 一种预分频器及分频器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: 518102 Room 101, 201, 301, Building B, Functional Support Area, Taohuayuan Zhichuang Town, Tiegang Community, Xixiang Street, Baoan District, Shenzhen, Guangdong Province Patentee after: Shenzhen Hengyunchang Vacuum Technology Co.,Ltd. Address before: 518102 Room 101, 201, 301, Building B, Functional Support Area, Taohuayuan Zhichuang Town, Tiegang Community, Xixiang Street, Baoan District, Shenzhen, Guangdong Province Patentee before: SHENZHEN HENGYUNCHANG VACUUM TECHNOLOGY CO.,LTD. |
|
| CP03 | Change of name, title or address |