CN115494907A - 一种带隙基准电路的温度补偿电路 - Google Patents

一种带隙基准电路的温度补偿电路 Download PDF

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CN115494907A CN202211207721.0A CN202211207721A CN115494907A CN 115494907 A CN115494907 A CN 115494907A CN 202211207721 A CN202211207721 A CN 202211207721A CN 115494907 A CN115494907 A CN 115494907A
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罗路欣
童魁
许庆
朱文瑾
李曦晴
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Abstract

本发明公开了温度补偿领域的一种带隙基准电路的温度补偿电路，包括带隙基准电路与一级补偿电路，还包括二级补偿电路，一级补偿电路与二级补偿电路的输入端均与带隙基准电路的基准电压输出端连接，而输出端分别输出一级补偿电流、二级补偿电流到带隙基准电路的分压电路，补偿电流通过分压电路上的电阻后，产生补偿电压对带隙基准电路的输出电压进行温度补偿；一级补偿电流具有一阶正温度系数，二级补偿电流具有二阶正温度系数。本发明引入二级补偿电流对带隙基准电路进行温度补偿，削减了原本电流源所占比例，而二级补偿电流有着接近三极管VBE变化速率，拥有更好的温度特性，可以实现精细的温度补偿。

Description

一种带隙基准电路的温度补偿电路
技术领域
本发明涉及温度补偿领域，具体是一种带隙基准电路的温度补偿电路。
背景技术
近年来，伴随着集成电路的飞速发展，基准电压源在模拟集成电路、数模混合电路及系统级集成芯片中变得愈发重要。其中，基准电压源对模拟类集成电路的影响尤为深远，一个不随外界温度变化的基准源往往决定了整个模拟集成电路的性能。因此，全温度范围内的低温度漂移特性是基准源的重要追求方向。
带隙基准是一种经典的、与电源电压、环境温度无关的电压基准源。其主要原理是产生一个对温度变化恒定的量，双极性器件的基极-发射极电压VBE在温度变化中呈负温度系数，而两个具有不同电流密度的双极性器件的基极-发射极压差ΔVBE则具有正温度系数。通过合适的系数加权，从而在一定范围内抵消VBE的温度漂移特性，从而得到近似零温度漂移的输出电压VREF，这是该类基准电压源的基本设计思想。
然而在集成电路的设计制造过程中，双极性器件的基极-发射极电压VBE在全温度范围内并不完全随温度呈现线性，上述电路结构带来的近似零温度漂移输出电压往往呈现一条抛物曲线。该曲线呈现的温漂系数受制造工艺影响，有时无法完全达到符合指标“零”温度漂移量以致于导致整体参数超差，如何通过设计弥补该类问题是一个重要的研究方向。
经典带隙基准在设计制造过程中，由于内部的三极管器件的VBE值受工艺条件制约，往往设计出来的带隙基准性能偏低。对于常规的分段温度补偿技术，其主流表达式为分段函数。由于引入了一条补偿电流支路，芯片会增加版图面积与整体功耗。并且，分段补偿往往只能做较为粗糙的补偿，故对于精度要求较高的电路，则需要引入多段补偿，这意味着引入更多的电流支路，造成版图和功耗的大量浪费；而在实际工艺生产中，工艺的偏差致使多段补偿的匹配性较难保证，会导致产品良率降低。
发明内容
本发明的目的在于提供一种带隙基准电路的温度补偿电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种带隙基准电路的温度补偿电路，包括带隙基准电路与一级补偿电路，还包括二级补偿电路，所述一级补偿电路与二级补偿电路的输入端均与所述带隙基准电路的基准电压输出端连接，而输出端分别输出一级补偿电流、二级补偿电流到带隙基准电路的分压电路，补偿电流通过分压电路上的电阻后，产生补偿电压对所述带隙基准电路的输出电压进行温度补偿；所述一级补偿电流具有一阶正温度系数，所述二级补偿电流具有二阶正温度系数。
进一步的，所述一级补偿电路包括第一、第二、第三NPN管、电阻Ra、Rb、Rc、Rd、Re；其中第一NPN管的基极连接带隙基准电路的基准电压输出端，集电极连接供电端，发射极依次连接电阻Rb、Ra后接地；第二NPN管的基极连接自身的集电极，集电极通过电阻Rd连接带隙基准电路的分压电路，发射极连接第三NPN管的集电极；第三NPN管的基极通过电阻Re连接电阻Rb、Ra的公共端，发射极通过电阻Rc接地。
进一步的，所述二级补偿电路包括第四NPN管～第九NPN管、第一PNP管～第五PNP管、第一电阻、第二电阻及第三电阻；所述第四NPN管的集电极连接供电端，基极连接带隙基准电路的基准电压输出端，发射极通过第一电阻连接第五NPN管的集电极；第五NPN管的集电极连接自身的基极，基极连接第六NPN管的基极，第五、第六NPN管的发射极接地；第六NPN管的集电极连接第七NPN管的发射极，第七NPN管的基极连接自身的集电极；第一、第三PNP管的发射极连接供电端，基极相连，第一PNP管的集电极还与自身的基极以及第二PNP管的发射极连接，第二PNP管的基极连接第四PNP管的基极、自身的集电极以及第七NPN管的集电极；第三PNP管的集电极连接第四PNP管的发射极、第五PNP管的基极以及第三电阻的第二端，第三电阻的第一端与第五PNP管的发射极连接供电端；第四PNP管的集电极通过第二电阻接地；第五PNP管的发射极连接第九NPN管的集电极与基极，第八、第九NPN管的发射极接地，基极相连，第八NPN管的集电极连接带隙基准电路的分压电路。
进一步的，所述第一PNP管与第三PNP管的发射极面积的比例为2∶1。
进一步的，所述第二PNP管与第四PNP管的发射极面积的比例为2∶2。
有益效果：本发明通过一级补偿电路、二级补偿电路引入一个随温度变化的具有二阶正温度系数的二级补偿电流完成电路补偿，当进入到较高变化曲率的高温部分时，二级补偿电流引入后削减了原本电流源所占比例，而二级补偿电流有着接近三极管VBE变化速率，拥有更好的温度特性，可以实现精细的温度补偿。
附图说明
图1为经典Widlar带隙基准电路的基本结构图；
图2为经典Widlar带隙基准电路的温度特性曲线；
图3为经典Widlar带隙基准电路连接一级补偿电路的基本结构图；
图4为经典Widlar带隙基准电路经一级补偿后的温度特性曲线图；
图5为本发明中经典Widlar带隙基准电路连接一级、二级补偿电路的基本结构图；
图6为本发明中经典Widlar带隙基准电路经一级、二级补偿后的温度特性曲线图；
图7为本发明实施例1的带隙基准电路的基本结构图；
图8为本发明实施例1的带隙基准电路的温度特性曲线图；
图9为本发明实施例1的带隙基准电路连接一级补偿电路的基本结构图；
图10为本发明实施例1的带隙基准电路经一级补偿后的温度特性曲线图；
图11为本发明实施例1的带隙基准电路连接一级、二级补偿电路的基本结构图；
图12为本发明实施例1的带隙基准电路经一级、二级补偿后的温度特性曲线图；
图13为本发明实施例2的带隙基准电路的基本结构图；
图14为本发明实施例2的带隙基准电路连接一级、二级补偿电路的基本结构图；
图15为本发明实施例3的带隙基准电路的基本结构图；
图16为本发明实施例3的带隙基准电路连接一级、二级补偿电路的基本结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，经典Widlar带隙基准电路包括电流源、NPN管Q1～Q4、电阻R1～R5，其中电流源的第一端与NPN管Q4的集电极连接供电端VCC；电流源的第二端连接NPN管Q4的基极与NPN管Q3的集电极，NPN管Q3的发射极接地，基极连接NPN管Q2的集电极与电阻R2的第二端；NPN管Q4的发射极连接电阻R5的第一端，电阻R5的第二端连接电阻R4的第一端，电阻R4的第二端连接电阻R1、R2的第一端，电阻R1的第二端连接NPN管Q1的集电极、基极以及NPN管Q2的基极，NPN管Q2的发射极通过电阻R3接地，NPN管Q1接地。电阻R4、R5构成了带隙基准电路的分压电路，其中，R5作为补偿电流生成补偿电压的电阻。
当温度补偿开关未开启时，经典Widlar带隙基准的基本结构在理想状态下，最终输出的输出电压值为：
Vout＝Vref+(R4+R5)×(I1+I2)
设定所有的三极管特性相同，那么有：
Figure BDA0003874737590000041
Figure BDA0003874737590000042
综合两个式子可以得到：
I1R1＝I2R2
这样，根据上述逻辑式子可以得到：
Figure BDA0003874737590000043
当Q1与Q2为相同类型器件时，有
Figure BDA0003874737590000044
那么可以得到：
Figure BDA0003874737590000045
最后输出的VOUT值式子为：
Figure BDA0003874737590000051
从上述公式可以得到，经典的带隙基准结构中，最后的输出电压是一个常数项的正温度系数电压与负温度系数电压VBE的和，其中VT是一个线性正温度系数的电压，需要一个恰当的常数系数去补偿VBE的负温度系数进而得到一个零温度系数电压，用于使VOUT在理论上是一个与温度无关的电压值。
根据三极管的特性，三极管的基极-发射极电压VBE虽然是一个负温度系数的电压，但是并不具备线性温度特性。
对于三极管的基极-发射极电压VBE来讲，有：
Figure BDA0003874737590000052
其中，VG0电压是一个基础常量，该值与三极管的集电极电流IC相对于温度来说近似不变，则VBE相对于温度T的求导如下：
Figure BDA0003874737590000053
同时，集电极电流IC与温度T的关系式为：
Figure BDA0003874737590000054
当T＝T0温度时，集电极电流IC与温度T的关系式可以表达为：
Figure BDA0003874737590000055
将上述两个式子相除并进行对数运算，得：
Figure BDA0003874737590000056
Figure BDA0003874737590000057
通过上述运算，三极管的基极-发射极电压VBE相关于温度T的表达式可以写成：
Figure BDA0003874737590000061
简化后得：
VBE(T)＝V0+η0T+f0(T)
可以看到，在温度变化过程中，出现了一个高阶变量，该变量使整个VBE的值对温度的变化不为线性，当温度快速升高时，VBE斜率下降速率加快。如图2所示，在一般的带隙基准电路中，整个输出电压随温度变化的特性曲线呈现抛物线的形式，三极管VBE变化速率改变较快时，将会在高温环境状态体现出很强的非线性，其曲率在高温环境下更接近于一个二次函数。
现有技术提供的温度补偿电路一般包括带隙基准电路、一级补偿电路。其中一级补偿电路的输入端与带隙基准电路的基准电压输出端连接，输出端输出一级补偿电流到带隙基准电路的分压电路，主要原理在于将整个基准电路的工作范围分成多段，并对每个温度段进行补偿。
以芯片设计过程中最常用的两段补偿为例，其基本原理结构如图3所示，一级补偿电路包括第一、第二、第三NPN管、电阻Ra、Rb、Rc、Rd、Re；其中第一NPN管Q5的基极连接带隙基准电路的基准电压输出端VREF，集电极连接供电端VCC，发射极依次连接电阻Rb、Ra后接地；第二NPN管Q6的基极连接自身的集电极，集电极通过电阻Rd连接带隙基准电路的分压电路，即电阻R4、R5之间，发射极连接第三NPN管Q7的集电极；第三NPN管Q7的基极通过电阻Re连接电阻Rb、Ra的公共端，发射极通过电阻Rc接地。
由于三极管的基极-发射极电压VBE值随温度变化呈负温度系数，而基准电压的值相对于三极管的VBE值变化量很小，在实际工作过程中，VNL从基准电压输出端VREF进行取样，控制补偿支路的三极管开关。采样电位VNL值为：
Figure BDA0003874737590000062
该VNL电位三极管开关进行控制，VCOM端口形成额外的电流窗口，对带隙基准电路进行补偿。引入电流值为：
Figure BDA0003874737590000071
采用一级补偿电路对带隙基准电路进行温补补偿，将一级补偿电路中的输出端口VCOM接入图1中的经典带隙基准电路中电阻R4、R5之间进行一定补偿，可以得到分段函数形式的VOUT的函数表达式：
Figure BDA0003874737590000072
如仅通过一级补偿电路对带隙基准电路进行补偿，通过将上述函数近似等效成随温度变化的特性曲线，可以得到补偿后的带隙基准电路电压随温度变化的特征曲线如图4所示。
由图4可知，一级补偿电路提供的一级补偿电流通过分压电路产生温度补偿电压，可以使带隙基准源在一定范围下得到补偿，通过调整R5与Rc比值，可以得到一个较粗犷的一阶温度补偿。但是补偿后的带隙基准源温度曲线表明，普通的两段分段补偿电路更接近于引入了一个一阶补偿温度系数，由于线性分段补偿对于整体的影响仅限于分段开关打开时，补偿量较小，若需要更低温漂的带隙基准电路，则往往需要引入多段温度补偿，电路较为复杂且很难进行精细补偿。
针对上述仅通过一级补偿电路对带隙基准电路进行补偿导致的缺陷，本申请提供的温度补偿电路还包括二级补偿电路，二级补偿电路的输入端与带隙基准电路的基准电压输出端VREF连接，输出端输出二级补偿电流到带隙基准电路的分压电路，通过分压电路产生的电压对带隙基准电路的输出电压进行温度补偿。
通过前述分析，三极管VBE随温度的表达式有如下式：
VBE(T)＝V0+η0T+f0T2
从图2的经典带隙基准温度曲线来看，三极管VBE变化速率改变较快时，将会在高温环境状态体现出很强的非线性，其曲率在高温环境下更接近于一个二次函数。为了得到更好的温度漂移系数，需要尽量将补偿系数转化为二阶系数从而更贴近三极管的温度特性。
在一些实施方式中，如图5所示，二级补偿电路包括第四NPN管～第九NPN管、第一PNP管～第五PNP管、第一电阻R10、第二电阻R11及第三电阻R12；第四NPN管Q8的集电极连接供电端VCC，基极连接带隙基准电路的基准电压输出端，发射极通过第一电阻R10连接第五NPN管Q9的集电极；第五NPN管Q9的集电极连接自身的基极，基极连接第六NPN管Q10的基极，第五、第六NPN管Q9、Q10的发射极接地；第六NPN管Q10的集电极连接第七NPN管Q11的发射极，第七NPN管Q11的基极连接自身的集电极；
第一、第三PNP管Q13、Q14的发射极连接供电端，基极相连，第一PNP管Q13的集电极还与自身的基极以及第二PNP管Q12的发射极连接，第二PNP管Q12的基极连接第四PNP管Q15的基极、自身的集电极以及第七NPN管Q11的集电极；第三PNP管Q14的集电极连接第四PNP管Q15的发射极、第五PNP管Q15的基极以及第三电阻R12的第二端，第三电阻R12的第一端与第五PNP管Q16的发射极连接供电端；第四PNP管Q15的集电极通过第二电阻R11接地；第五PNP管Q16的发射极连接第九NPN管Q17的集电极与基极，第八、第九NPN管Q18、Q17的发射极接地，基极相连，第八NPN管Q18的集电极连接带隙基准电路的电阻R4、R5的公共端。
需要说明的是，第一PNP管Q13与第三PNP管Q14的发射极面积的比例为2∶1；第二PNP管Q12与第四PNP管Q15的发射极面积的比例为2∶2，通过这种方式，使从VREF点产生的采样电流产生均分，可以复制一份随着VREF端口电压变化而变化并具备一阶温度系数的采样电流，其目的是使用该电流生成具备二阶温度系数的电流从而对电路进行补偿。电路设置过程中，一般通过增加PNP管的数量增加发射极的面积。
由于三极管的VBE具有负温度系数，第四NPN管Q8、第一电阻R10、第五NPN管Q9支路上形成了具备正温度系数电流的PTAT电流，该支路通过电流镜组后可以生成二阶PTAT电流。
Figure BDA0003874737590000081
该支路电流经过由第五NPN管Q9、第六NPN管Q10构成的电流镜组以及第一PNP管Q13、第二PNP管Q12、第三PNP管Q14、第四PNP管Q15构成的电流镜组进行镜像复制，将镜像PTAT电流与第三电阻R12生成PTAT电压，PTAT电压通过第五PNP管Q16的放大作用，形成二阶正温度系数电流IPTAT 2：
Figure BDA0003874737590000091
(β为第五PNP管Q16放大倍数，正温度系数)
二阶正温度系数电流IPTAT 2通过电流镜反馈回带隙基准电路内，与电阻R5形成了二阶正温度系数电压VPTAT 2。通过更改电阻R10的阻值，可以调整对输出电压进行的高阶温度补偿。
由于引入一个随温度变化的具有二阶正温度系数的二级补偿电流完成电路补偿，当进入到较高变化曲率的高温部分时，二级补偿电流引入后削减了原本电流源所占比例，而二级补偿电流有着接近三极管VBE变化速率，相较于原本的补偿电路，拥有更好的温度特性，其表达式为：
Figure BDA0003874737590000092
因此，带隙基准电路经过一级补偿电路、二级补偿电路进行补偿后，输出电压关于温度的表达式可以改写为：
Figure BDA0003874737590000093
如图6所示，可发现相较未经补偿的带隙基准电路与仅经过一级补偿电路补偿的带隙基准电路，本申请经过一级、二级补偿电路补偿后的带隙基准电路的温度特性曲线的温漂系数更低。
本申请中一级补偿电路提供一级补偿电流，二级补偿电路提供二级补偿电流，可以通过改变原本为线性的正温度系数使得带隙基准电路的正温度系数电压随温度的斜率与三极管的基极-发射极电压VBE更加契合，从而在更广域的温度范围内有效降低带隙基准的温漂属性，在工艺器件性能受限的情况下生产出更高精度、更好性能的带隙基准源。
实施例1，如图7所示，以TL431带隙基准电路为例，芯片采用国内某双极工艺线进行设计制造，电路设计过程中采用了经典的带隙基准结构，使用正负温度系数电压平衡，其VREF值为2.5V左右。
基于国内某双极工艺线，对整个芯片进行仿真验证的结果如图8所示。受工艺中的双极性器件的基极-发射极压差VBE性能影响，该带隙基准电路的最大温漂差达到26.77mV，性能参数中的温度系数表达式为：
Figure BDA0003874737590000101
该带隙基准的温度系数为61.17ppm/℃，性能一般。
如图9所示，该带隙基准电路经过一级补偿电路进行温度补偿后，在相同工艺下的仿真结果如图10所示。从仿真结果可得，一级分段补偿后的结果基本上符合常规分段温度补偿的温度特性曲线。从性能上来看，经过一级补偿后的带隙基准电路，其最大温度漂移量降至17.11mV，相较于之前26.77mV的温度漂移量，性能提升近60％，虽然已经满足大多数应用场景，但不适用于一些更高精度的领域。
如图11所示，本实施例通过一级补偿电路、二级补偿电路对该实施例的带隙基准电路进行一级、二级补偿，整个补偿曲线更贴近于原本三极管的性能曲线。在实际应用过程中，一级补偿电路、二级补偿电路的输入端连接带隙基准电路的基准电压输出端VREF，当器件处于高温状态下时，一级补偿电路和二级补偿电路均开始工作，分别产生IPTAT电流和IPTAT 2电流，两股电流接入到带隙基准支路上的电阻R2与R3之间，对带隙基准电路整体的VREF进行温度补偿。
通过对本实施例提供温度补偿电路进行补偿后，在相同工艺下进行仿真得仿真结果如图12所示。可以清晰看到，相较于普通分段补偿电路，本发明的温补电路引入了一个新的正负温度系数平衡点，并且补偿效果更贴近于三极管自身的物理特性，将带隙基准电路的基准电压的温漂降低至6mV左右。该方法相较于初始未经补偿的带隙基准电路，性能足足提升了350％，与经过一级补偿后的带隙基准电路比较来看，也有近200％的性能提升。
实施例2，如图13所示，以LM236带隙基准电路为例，该芯片最终输出值V+＝2.5V，但实现方式与TL431略有不同。
对于LM236来说，其基准输出电位点为ADJ端口，输出值大约为1.25V左右，ADJ端口相当于上文中的端口Vref，输出端口V+相对于带隙基准电路的基准电压输出端VREF，实际的输出端口V+的大小由以下公式决定：
Figure BDA0003874737590000111
其中Q15、Q16的VBE差值是正温度系数，由前述可得：
Figure BDA0003874737590000112
如图4所示，本申请的温度补偿电路连接到LM236带隙基准电路，同样的，对于LM236来说，补偿模块工作原理与TL431相同，补偿的输入端由基准电位V+端口引入，在高温状态下，补偿模块开始启动，产生一个PTAT电流和一个PTAT2电流与电阻转化成正温度系数电压后对VBE进行补偿。
一级补偿电流生成的值为：
Figure BDA0003874737590000113
二级补偿电流生成的值为：
Figure BDA0003874737590000114
两股电流补偿在ADJ端口处，与R7、R8分别形成一级和二级的正温度系数补偿电压，从而更好的对LM236进行温度补偿。补偿后的V+值为：
Figure BDA0003874737590000115
补偿值包含了对温度的一阶函数和二阶函数，与VBE(T)＝V0+η0T+f0T2可以进行很好的补偿。
实施例3，如图15所示，利用本申请的温度补偿电路对NCV1009型基准芯片进行温度补偿，NCV1009型基准芯片的输出端为VREF，同时输出端口也是基准电压产生端口，其三极管N12、N13之间发射极面积为1：n，形成了一个正温度系数的电压差。
其输出端口的电压值为：
Figure BDA0003874737590000116
该公式与TL431、LM236原理相似。同样的，温度补偿结构从VREF端口采样，产生PTAT电流和一个PTAT2电流，并接回N16、N15所在电流支路上。与电阻形成补偿电压，对VBE的曲线形温度特性曲线进行补偿。补偿结构接入方式如图16示。
补偿后：
Figure BDA0003874737590000121
从而使VREF具有更好的温度特性曲线。
在双极芯片的设计过程中，由于现存双极工艺较老旧，器件温度特性较差，上述实施例表明本申请提供的温度补偿电路可以对带隙基准电路达到高精度的补偿，广泛适用于现有市场上的带隙基准电路，具有重要的意义。
虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
故以上所述仅为本申请的较佳实施例，并非用来限定本申请的实施范围；即凡依本申请的权利要求范围所做的各种等同变换，均为本申请权利要求的保护范围。

Claims (5)

1.一种带隙基准电路的温度补偿电路，包括带隙基准电路与一级补偿电路，其特征在于，还包括二级补偿电路，所述一级补偿电路与二级补偿电路的输入端均与所述带隙基准电路的基准电压输出端连接，而输出端分别输出一级补偿电流、二级补偿电流到带隙基准电路的分压电路，补偿电流通过分压电路上的电阻后，产生补偿电压对所述带隙基准电路的输出电压进行温度补偿；所述一级补偿电流具有一阶正温度系数，所述二级补偿电流具有二阶正温度系数。
2.根据权利要求1所述的一种带隙基准电路的温度补偿电路，其特征在于，所述一级补偿电路包括第一、第二、第三NPN管、电阻Ra、Rb、Rc、Rd、Re；其中第一NPN管的基极连接带隙基准电路的基准电压输出端，集电极连接供电端，发射极依次连接电阻Rb、Ra后接地；第二NPN管的基极连接自身的集电极，集电极通过电阻Rd连接带隙基准电路的分压电路，发射极连接第三NPN管的集电极；第三NPN管的基极通过电阻Re连接电阻Rb、Ra的公共端，发射极通过电阻Rc接地。
3.根据权利要求1或2所述的一种带隙基准电路的温度补偿电路，其特征在于，所述二级补偿电路包括第四NPN管～第九NPN管、第一PNP管～第五PNP管、第一电阻、第二电阻及第三电阻；
所述第四NPN管的集电极连接供电端，基极连接带隙基准电路的基准电压输出端，发射极通过第一电阻连接第五NPN管的集电极；第五NPN管的集电极连接自身的基极，基极连接第六NPN管的基极，第五、第六NPN管的发射极接地；第六NPN管的集电极连接第七NPN管的发射极，第七NPN管的基极连接自身的集电极；
第一、第三PNP管的发射极连接供电端，基极相连，第一PNP管的集电极还与自身的基极以及第二PNP管的发射极连接，第二PNP管的基极连接第四PNP管的基极、自身的集电极以及第七NPN管的集电极；第三PNP管的集电极连接第四PNP管的发射极、第五PNP管的基极以及第三电阻的第二端，第三电阻的第一端与第五PNP管的发射极连接供电端；第四PNP管的集电极通过第二电阻接地；第五PNP管的发射极连接第九NPN管的集电极与基极，第八、第九NPN管的发射极接地，基极相连，第八NPN管的集电极连接带隙基准电路的分压电路。
4.根据权利要求3所述的一种带隙基准电路的温度补偿电路，其特征在于，所述第一PNP管与第三PNP管的发射极面积的比例为2∶1。
5.根据权利要求3所述的一种带隙基准电路的温度补偿电路，其特征在于，所述第二PNP管与第四PNP管的发射极面积的比例为2∶2。
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